JPH0722378B2 - ビデオ信号再生装置 - Google Patents
ビデオ信号再生装置Info
- Publication number
- JPH0722378B2 JPH0722378B2 JP61247408A JP24740886A JPH0722378B2 JP H0722378 B2 JPH0722378 B2 JP H0722378B2 JP 61247408 A JP61247408 A JP 61247408A JP 24740886 A JP24740886 A JP 24740886A JP H0722378 B2 JPH0722378 B2 JP H0722378B2
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- JP
- Japan
- Prior art keywords
- circuit
- video signal
- amplifier circuit
- head
- output
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- Television Signal Processing For Recording (AREA)
- Amplifiers (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明はビデオ信号再生装置に係り、特に、ヘッド回路
出力を増幅する前置増幅器回路に好適なビデオ信号再生
装置に関する。
出力を増幅する前置増幅器回路に好適なビデオ信号再生
装置に関する。
ビデオテープレコーダにおいては、ビデオヘツドから再
生される信号電圧は、非常に低いために、所定の処理を
行なう前に、この処理に適したレベルに増幅される。こ
のようにヘッド回路の出力信号を増幅する増幅回路が再
生前置増幅回路であるが、この再生前置増幅回路は、従
来、たとえば、テレビジョン学会編「ホームVTR入門」
コロナ社発行pp.158−159に開示されるように、高入力
インピーダンスの増幅回路で構成されていた。
生される信号電圧は、非常に低いために、所定の処理を
行なう前に、この処理に適したレベルに増幅される。こ
のようにヘッド回路の出力信号を増幅する増幅回路が再
生前置増幅回路であるが、この再生前置増幅回路は、従
来、たとえば、テレビジョン学会編「ホームVTR入門」
コロナ社発行pp.158−159に開示されるように、高入力
インピーダンスの増幅回路で構成されていた。
以下、かかる再生前置増幅回路を用いた従来のビデオ信
号再生装置を第４図〜第６図によって説明する。
号再生装置を第４図〜第６図によって説明する。
第４図は従来の再生前置増幅回路の一例を示す構成図で
あつて、４は結合コンデンサ、14は入力端子、24は出力
端子、23は増幅回路、22は可変抵抗、21は可変容量であ
る。
あつて、４は結合コンデンサ、14は入力端子、24は出力
端子、23は増幅回路、22は可変抵抗、21は可変容量であ
る。
同図において、増幅回路23は高入力インピーダンスの増
幅回路であり、入力側は結合コンデンサ４および入力端
子14を介して図示しないヘッド回路に接続されている。
また、入力端子14と接地端子との間には、可変抵抗22と
可変容量21とが互に並列に接続されている。可変容量21
はビデオ信号再生装置の共振周波数を調整するためのも
のであり、可変抵抗22は同じく共振のＱを調整するため
のものである。
幅回路であり、入力側は結合コンデンサ４および入力端
子14を介して図示しないヘッド回路に接続されている。
また、入力端子14と接地端子との間には、可変抵抗22と
可変容量21とが互に並列に接続されている。可変容量21
はビデオ信号再生装置の共振周波数を調整するためのも
のであり、可変抵抗22は同じく共振のＱを調整するため
のものである。
一方、入力端子14に接続されるヘッド回路はビデオヘツ
ドやロータリトランスなどからなり、これを等価回路で
表わすと第５図のようになる。なお、同図において、25
は等価インダクタンス、26は等価抵抗、27は等価容量、
15はビデオヘツドの誘起電圧を表わす等価電圧源であ
る。また、14,14′は再生前置増幅回路の入力端子であ
るが、ヘッド回路の出力端子でもある。34,35はヘッド
回路の負荷インピーダンスであるが、ここでは、第４図
に示した増幅回路23の入力インピーダンスとしており、
34はその等価容量、35はその等価抵抗である。ただし、
第４図における可変抵抗22,可変容量21は省略してい
る。
ドやロータリトランスなどからなり、これを等価回路で
表わすと第５図のようになる。なお、同図において、25
は等価インダクタンス、26は等価抵抗、27は等価容量、
15はビデオヘツドの誘起電圧を表わす等価電圧源であ
る。また、14,14′は再生前置増幅回路の入力端子であ
るが、ヘッド回路の出力端子でもある。34,35はヘッド
回路の負荷インピーダンスであるが、ここでは、第４図
に示した増幅回路23の入力インピーダンスとしており、
34はその等価容量、35はその等価抵抗である。ただし、
第４図における可変抵抗22,可変容量21は省略してい
る。
いま、等価インダクタンス25をL0〔Ｈ〕，等価抵抗26を
R0〔Ω〕，等価容量27をC0〔Ｆ〕，等価電圧源15の誘起
電圧をe0〔Ｖ〕，等価容量34をCi〔Ｆ〕，等価抵抗35を
Ri〔Ω〕とすると、端子14−14′間に生じる電圧Vi
〔Ｖ〕は、次式で表される。
R0〔Ω〕，等価容量27をC0〔Ｆ〕，等価電圧源15の誘起
電圧をe0〔Ｖ〕，等価容量34をCi〔Ｆ〕，等価抵抗35を
Ri〔Ω〕とすると、端子14−14′間に生じる電圧Vi
〔Ｖ〕は、次式で表される。
〔ただし、ωは信号角周波数〕 ここで、第４図に示した増幅器回路23の入力インピーダ
ンスは非常に大きいから、（１）式において、Riは十分
大きな値をとる。よつて（１）式において、Ri→∽とす
れば となる。（２）式は共振角周波数ωP,共振のＱが夫々、 となる特性を表わしている。
ンスは非常に大きいから、（１）式において、Riは十分
大きな値をとる。よつて（１）式において、Ri→∽とす
れば となる。（２）式は共振角周波数ωP,共振のＱが夫々、 となる特性を表わしている。
ここで、第４図に示すように、再生前置増幅回路に可変
抵抗22,可変容量21を設けると、この可変抵抗22をR
1〔Ω〕，可変容量22をC1〔Ｆ〕としたときに、ビデオ
信号再生装置の共振角周波数ωP,共振のＱは、夫々、次
のように表わされる。
抵抗22,可変容量21を設けると、この可変抵抗22をR
1〔Ω〕，可変容量22をC1〔Ｆ〕としたときに、ビデオ
信号再生装置の共振角周波数ωP,共振のＱは、夫々、次
のように表わされる。
したがって、可変容量21,可変抵抗22により、ビデオ信
号再生装置の共振周波数，共振のＱを調整することがで
きる。
号再生装置の共振周波数，共振のＱを調整することがで
きる。
第６図は可変抵抗22,可変容量21に応じたヘッド回路の
出力特性を示したものであって、ｄは所望特性を、ｅは
共振のＱが大きすぎる場合を、ｆは共振周波数が高すぎ
る場合を夫々示している。一般には、共振周波数はFM輝
度信号の白レベルに相当する周波数の前後に、また、共
振のＱは３〜５の値に設定される。
出力特性を示したものであって、ｄは所望特性を、ｅは
共振のＱが大きすぎる場合を、ｆは共振周波数が高すぎ
る場合を夫々示している。一般には、共振周波数はFM輝
度信号の白レベルに相当する周波数の前後に、また、共
振のＱは３〜５の値に設定される。
ところで、再生前置増幅回路の入力インピーダンスの容
量成分（第５図における等価容量34）は、それを構成す
るトランジスタ回路のPN接合部に生ずる空乏層容量や、
再生前置増幅回路をIC化した場合のパツケージのピンに
付加される寄生容量などに起因し、このために、容量値
に大きなばらつきが生ずる。また、第５図に示したヘツ
ド回路の等価インダクタンス25,等価抵抗26,等価容量27
のいずれにも大きな値のばらつきが生ずる。
量成分（第５図における等価容量34）は、それを構成す
るトランジスタ回路のPN接合部に生ずる空乏層容量や、
再生前置増幅回路をIC化した場合のパツケージのピンに
付加される寄生容量などに起因し、このために、容量値
に大きなばらつきが生ずる。また、第５図に示したヘツ
ド回路の等価インダクタンス25,等価抵抗26,等価容量27
のいずれにも大きな値のばらつきが生ずる。
このために、式（５），（６）から明らかなように、ビ
デオ信号再生装置の共振周波数および共振のＱに大きな
ばらつきが生じ、生産されるビデオテープレコーダ毎に
これらを調整する必要があった。
デオ信号再生装置の共振周波数および共振のＱに大きな
ばらつきが生じ、生産されるビデオテープレコーダ毎に
これらを調整する必要があった。
かかる従来技術の問題点を解消し、特性のばらつきを低
減してその調整を不要とするために次のことが考えられ
る。
減してその調整を不要とするために次のことが考えられ
る。
即ち、再生前置増幅回路の入力インピーダンスを充分小
さくすることにより、ヘッド回路による共振のＱが充分
小さくなつてダンピングし、再生前置増幅回路の出力特
性が一次遅れの周波数応答特性となり、再生前置増幅回
路の入力側に生ずる容量に影響されなくなる。この周波
数応答特性の高域側は補正回路で補償され、補正回路の
出力特性としては、必要とする所望の周波数応答特性と
なる。
さくすることにより、ヘッド回路による共振のＱが充分
小さくなつてダンピングし、再生前置増幅回路の出力特
性が一次遅れの周波数応答特性となり、再生前置増幅回
路の入力側に生ずる容量に影響されなくなる。この周波
数応答特性の高域側は補正回路で補償され、補正回路の
出力特性としては、必要とする所望の周波数応答特性と
なる。
この原理の具体的実施例の一例を第７図に示す。第７図
は、トランジスタ５を増幅段として用いたベース接地型
増幅回路を構成している。入力インピーダンスを十分低
く設定することにより、端子14−14′間に生じる電圧Vi
〔Ｖ〕は、式（１）においてRi→０とすれば、 と表わされる。このとき、NPNトランジスタ５のエミツ
タに注入される信号電流ｉは であるから、NPNトランジスタ５のコレクタに接続され
た負荷抵抗19をRLとすると、NPNトランジスタ５の出力
電圧Vjは次式で表わされる。
は、トランジスタ５を増幅段として用いたベース接地型
増幅回路を構成している。入力インピーダンスを十分低
く設定することにより、端子14−14′間に生じる電圧Vi
〔Ｖ〕は、式（１）においてRi→０とすれば、 と表わされる。このとき、NPNトランジスタ５のエミツ
タに注入される信号電流ｉは であるから、NPNトランジスタ５のコレクタに接続され
た負荷抵抗19をRLとすると、NPNトランジスタ５の出力
電圧Vjは次式で表わされる。
この（10）式は、低域ゲイン カツトオフ周波数 が、 G0＝RL/R0 ……（９） である一次遅れの周波数応答特性を表わしている。第８
図は、第７図の回路で実施される信号ゲイン周波数特性
の一例である。ベース接地型アンプ部のゲインvj/e0が
一点鎖線で、補正回路33のゲインＡが破線で、総合利得
v0/e0が実線で示してある。
図は、第７図の回路で実施される信号ゲイン周波数特性
の一例である。ベース接地型アンプ部のゲインvj/e0が
一点鎖線で、補正回路33のゲインＡが破線で、総合利得
v0/e0が実線で示してある。
〔発明が解決しようとする問題点〕 第７図に示すような実施例では、負荷抵抗19の熱雑音が
比較的大きく、信号対雑音比（以下S/Nと略す）を劣化
させる要因の１つとなっていた。
比較的大きく、信号対雑音比（以下S/Nと略す）を劣化
させる要因の１つとなっていた。
第７図の回路のS/Nに関して、第３図を用いて詳細に説
明する。第３図において20は負荷抵抗19の熱雑音源（雑
音電流源として表示）,15および16はそれぞれ、ヘッド
回路を等価表示したときのヘッド誘起電圧およびヘッド
回路出力インピーダンスを表わす。誘起電圧15をe0,イ
ンピーダンス16をZgとしたとき、第３図のベース接地型
アンプの信号ゲインGvは、 と表わされる。一方、負荷抵抗19に起因する出力雑音電
圧nRLは、次式で表わされる。
明する。第３図において20は負荷抵抗19の熱雑音源（雑
音電流源として表示）,15および16はそれぞれ、ヘッド
回路を等価表示したときのヘッド誘起電圧およびヘッド
回路出力インピーダンスを表わす。誘起電圧15をe0,イ
ンピーダンス16をZgとしたとき、第３図のベース接地型
アンプの信号ゲインGvは、 と表わされる。一方、負荷抵抗19に起因する出力雑音電
圧nRLは、次式で表わされる。
ただし、k;ボルツマン定数（＝1.38×10-23J・K-1） T;絶対温度（Ｋ゜） △f;帯域幅〔Hz〕 よって、nRLの入力換算値は、次式で表わされる。
式（13）よりわかるように、負荷抵抗19の入力換算雑音
を小さくするためには、抵抗値RLを大きくすれば良い。
しかし実際には増幅段トランジスタ５のコレクタ部に付
く寄生容量Csと負荷抵抗RLにより、カットオフ周波数fc
＝1/2πCsRLなるLPFが形成されるため、RLの値をあまり
大きくすると、信号ゲインの周波数特性が劣化し問題と
なる。
を小さくするためには、抵抗値RLを大きくすれば良い。
しかし実際には増幅段トランジスタ５のコレクタ部に付
く寄生容量Csと負荷抵抗RLにより、カットオフ周波数fc
＝1/2πCsRLなるLPFが形成されるため、RLの値をあまり
大きくすると、信号ゲインの周波数特性が劣化し問題と
なる。
上記目的は、ベース接地型アンプ増幅段トランジスタの
コレクタ負荷抵抗において、コレクタに接続された端子
より取り出される出力を増幅して負荷抵抗の他の一端に
負帰還を施すことにより達成される。
コレクタ負荷抵抗において、コレクタに接続された端子
より取り出される出力を増幅して負荷抵抗の他の一端に
負帰還を施すことにより達成される。
ベース接地型アンプ増幅段トランジスタのコレクタ負荷
抵抗に対し負帰還を施す。このときの負荷抵抗値をRf,
負帰還ゲインを−Ａとすれば、負帰還された状態での負
荷インピーダンスＲ′Ｌは となる。よって、負帰還を施さないときの負荷インピー
ダンスRLと同様の負荷インピーダンスを実現するには、
Ｒ′Ｌ＝RLとすれば良い、すなわち、 Rf＝（１＋Ａ）RL と選べば良い。このときトランジスタ５のコレクタ部で
形成されるLPFのカツトオフ周波数fc′は fc′＝1/2πCsR′Ｌ＝1/2πCsRL であり全く劣化が無い。一方、負荷抵抗値は１＋Ａ倍と
なっているため入力換算雑音は式（13）に示すように に抑圧される。
抵抗に対し負帰還を施す。このときの負荷抵抗値をRf,
負帰還ゲインを−Ａとすれば、負帰還された状態での負
荷インピーダンスＲ′Ｌは となる。よって、負帰還を施さないときの負荷インピー
ダンスRLと同様の負荷インピーダンスを実現するには、
Ｒ′Ｌ＝RLとすれば良い、すなわち、 Rf＝（１＋Ａ）RL と選べば良い。このときトランジスタ５のコレクタ部で
形成されるLPFのカツトオフ周波数fc′は fc′＝1/2πCsR′Ｌ＝1/2πCsRL であり全く劣化が無い。一方、負荷抵抗値は１＋Ａ倍と
なっているため入力換算雑音は式（13）に示すように に抑圧される。
以下、本発明の実施例を図面によつて説明する。第１図
は本発明によるビデオ信号再生装置の一実施例を示す構
成図であり、１は磁気テープ,2はビデオヘッド,3はロー
タリートランス,4は結合コンデンサ,5,6,7,8はNPNトラ
ンジスタ,9,10は抵抗,11,12は定電圧源,13は定電流源,1
4,14′は端子である。
は本発明によるビデオ信号再生装置の一実施例を示す構
成図であり、１は磁気テープ,2はビデオヘッド,3はロー
タリートランス,4は結合コンデンサ,5,6,7,8はNPNトラ
ンジスタ,9,10は抵抗,11,12は定電圧源,13は定電流源,1
4,14′は端子である。
同図において、NPNトランジスタ5,6,7,8,抵抗9,10,定電
圧源11,定電流源13が再生前置増幅器回路を構成してお
り、この再生前置増幅器回路はNPNトランジスタ５を増
幅段とするベース接地形増幅回路である。すなわち、NP
Nトランジスタ５のベースは定電圧源11によって一定の
バイアス電圧が印加され、エミッタは定電流源13を介し
て接地されている。また、コレクタはNPNトランジスタ
６のベースに接続されるとともに、抵抗９を介してNPN
トランジスタ８のエミッタに接続されている。NPNトラ
ンジスタ6,7,8および負荷抵抗10は、上記ベース接地形
増幅回路の負荷抵抗９に負帰還を施すための反転増幅回
路を構成している。
圧源11,定電流源13が再生前置増幅器回路を構成してお
り、この再生前置増幅器回路はNPNトランジスタ５を増
幅段とするベース接地形増幅回路である。すなわち、NP
Nトランジスタ５のベースは定電圧源11によって一定の
バイアス電圧が印加され、エミッタは定電流源13を介し
て接地されている。また、コレクタはNPNトランジスタ
６のベースに接続されるとともに、抵抗９を介してNPN
トランジスタ８のエミッタに接続されている。NPNトラ
ンジスタ6,7,8および負荷抵抗10は、上記ベース接地形
増幅回路の負荷抵抗９に負帰還を施すための反転増幅回
路を構成している。
第１図の回路のS/Nに関して第２図を用いて詳細に説明
する。第２図において18は負荷抵抗９の熱雑音源（雑音
電流源として表示）,17は第１図においてNPNトランジス
タ6,7,8および抵抗10で構成されていた反転増幅回路を
記号表示したもので、利得を−Ａ（Ａ＞０）で表わす。
このとき、抵抗９と反転増幅回路17によりトランジスタ
５のコレクタ部に構成される負荷インピーダンスRL′
は、次式で表わされる。
する。第２図において18は負荷抵抗９の熱雑音源（雑音
電流源として表示）,17は第１図においてNPNトランジス
タ6,7,8および抵抗10で構成されていた反転増幅回路を
記号表示したもので、利得を−Ａ（Ａ＞０）で表わす。
このとき、抵抗９と反転増幅回路17によりトランジスタ
５のコレクタ部に構成される負荷インピーダンスRL′
は、次式で表わされる。
このとき、トランジスタ５のコレクタ部出力までの信号
ゲインGv′は と表わされる。一方、負荷抵抗９に起因する出力雑音電
圧nRfは、次式で表わされる。
ゲインGv′は と表わされる。一方、負荷抵抗９に起因する出力雑音電
圧nRfは、次式で表わされる。
よって、nRfの入力換算値は次式で表わされる。
ところで、第３図に示される従来例と同様の信号ゲイン
周波数特性を第２図の回路で実現するには式（14）より すなわち、 Rf＝（１＋Ａ）RL ……（18） となるようなRf値を選べば良い。このとき、式（18）を
式（17）に代入すれば、 となる。式（19）を式（13）と比較すれば、 すなわち、第３図の従来例に対し、第２図の本発明実施
例では、負荷抵抗の熱雑音が に抑圧される。
周波数特性を第２図の回路で実現するには式（14）より すなわち、 Rf＝（１＋Ａ）RL ……（18） となるようなRf値を選べば良い。このとき、式（18）を
式（17）に代入すれば、 となる。式（19）を式（13）と比較すれば、 すなわち、第３図の従来例に対し、第２図の本発明実施
例では、負荷抵抗の熱雑音が に抑圧される。
本発明によれば、ベース接地型増幅器回路において、増
幅段トランジスタのコレクタに接続される負荷抵抗の入
力換算雑音を大幅に抑圧できるので、S/N改善効果があ
る。
幅段トランジスタのコレクタに接続される負荷抵抗の入
力換算雑音を大幅に抑圧できるので、S/N改善効果があ
る。
第１図は本発明によるビデオ信号再生装置の一実施例を
示す構成図、第２図は第１図回路を補足説明するための
構成図、第３図は第７図回路を補足説明するための構成
図、第４図は従来回路の一例を示す構成図、第５図は第
４図に示した再生前置増幅回路を含むビデオ信号再生装
置の等価回路を示す回路図、第６図はその周波数応答特
性図、第７図は再生前置増幅回路の構成図、第８図はそ
の周波数応答特性図である。 ２……ビデオヘッド、３……ロータリートランス、５〜
８……トランジスタ、９〜10……抵抗、11……定電圧
源、13……定電流源。
示す構成図、第２図は第１図回路を補足説明するための
構成図、第３図は第７図回路を補足説明するための構成
図、第４図は従来回路の一例を示す構成図、第５図は第
４図に示した再生前置増幅回路を含むビデオ信号再生装
置の等価回路を示す回路図、第６図はその周波数応答特
性図、第７図は再生前置増幅回路の構成図、第８図はそ
の周波数応答特性図である。 ２……ビデオヘッド、３……ロータリートランス、５〜
８……トランジスタ、９〜10……抵抗、11……定電圧
源、13……定電流源。
Claims (1)
- 【請求項１】記録媒体から情報信号を再生するためのヘ
ッド回路と、該ヘッド回路の出力信号を増幅する再生前
置増幅回路とからなり、該再生前置増幅器回路をベース
接地形増幅器回路で構成し、該ベース接地形増幅器回路
の増幅段トランジスタのコレクタ出力を反転増幅するた
めの反転増幅器回路を設け、該反転増幅器回路の出力
を、該増幅段トランジスタのコレクタに一端を接続され
た負荷抵抗の他端に接続し帰還を施したことを特徴とす
るビデオ信号再生装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP61247408A JPH0722378B2 (ja) | 1986-10-20 | 1986-10-20 | ビデオ信号再生装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP61247408A JPH0722378B2 (ja) | 1986-10-20 | 1986-10-20 | ビデオ信号再生装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS63102578A JPS63102578A (ja) | 1988-05-07 |
| JPH0722378B2 true JPH0722378B2 (ja) | 1995-03-08 |
Family
ID=17162989
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP61247408A Expired - Lifetime JPH0722378B2 (ja) | 1986-10-20 | 1986-10-20 | ビデオ信号再生装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0722378B2 (ja) |
-
1986
- 1986-10-20 JP JP61247408A patent/JPH0722378B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS63102578A (ja) | 1988-05-07 |
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