JPH0724473B2 - モータ付勢回路 - Google Patents

モータ付勢回路

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JPH0724473B2
JPH0724473B2 JP62506086A JP50608687A JPH0724473B2 JP H0724473 B2 JPH0724473 B2 JP H0724473B2 JP 62506086 A JP62506086 A JP 62506086A JP 50608687 A JP50608687 A JP 50608687A JP H0724473 B2 JPH0724473 B2 JP H0724473B2
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イーエムエス エレクトロニツク モーター システムズ エービー
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    • H02P1/00—Arrangements for starting electric motors or dynamo-electric converters
    • H02P1/16—Arrangements for starting electric motors or dynamo-electric converters for starting dynamo-electric motors or dynamo-electric converters
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    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
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  • Power Engineering (AREA)
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  • Control Of Motors That Do Not Use Commutators (AREA)
  • Control Of Stepping Motors (AREA)

Description

【発明の詳細な説明】 モータ付勢回路 本発明は請求の範囲の請求項１前段に開示された種類の
リラクタンスモータの付勢回路に関する。
可変リラクタンスモータ、特に所謂スイッチ型駆動モー
タにおいて一相から他の相への転流（commuting）の最
も普通の方法は、回転子の回転位置に対応する制御信号
を生じる少なくとも一つの回転子センサを利用すること
である。しかし、この方法では回転子に追加の素子を設
けなければならず、これは多くの欠点を伴い、特に厄介
な環境では誤差を生じることが判明している。
可変リラクタンスで操作するブラシレス直流モータは技
術上周知である。本発明に係る種類の可変リラクタンス
モータは、一つ以上の相で配置された一つ以上の励起巻
線を持つ固定子を有し、それぞれの相巻線は別々に活性
化（activate）または励起される。固定子と回転子は機
械的トルクを発生するための磁気回路を形成し、このト
ルクは活性化または付勢された巻線のアンペアターンの
二乗およびパーミアンスの時間的変化に比例し、パーミ
アンスの時間的変化はモータにおける回転子シフトの関
数である。回転子の位置が固定子に関してシフトする
と、固定子巻線の磁気回路のリラクタンスが変化し、次
いでまたパーミアンスが変化する。
パーミアンスが回転子の変位またはシフトと共に変化す
る期間に亙り巻線のアンペアターンが維持されるときに
のみ、モータの駆動方向にトルクが得られる。故に、各
巻線を各巻線の一つのこのような期間にのみ付勢状態に
維持する努力がはらわれる。駆動技術に関する理由で、
１回に１つの固定子相を活性化することは、必ずしも必
要ではないが、便利である。一相から他の相への転流
（commutation）は、巻線への電流供給の結果回転子の
変位またはシフトと共にパーミアンスが増加する一つの
回転子位置期間中に各相巻線が活性化または付勢される
ように行うことができる。各相巻線への給電は、巻線の
アンペアターンの結果、パーミアンスが回転子の変位ま
たはシフトと共に減少する各回転位置期間中、好ましく
は中断または減少される。前述のように、この点につい
ての最も普通の方法は、回転子位置を連続的に感知し、
センサ制御回路の助けにより付勢供給部を制御するため
に追加の回転センサを用いることである。
しかし、これらの回転子位置センサを省くことができる
手段を見付けることが一般に望まれている。固定子巻線
および周囲回路の電流または電圧特性の変化を利用して
付勢電圧をオン、オフできる適当な時点を指示する幾つ
かの試みが行われている。駆動モータ型の切換型リラク
タンスモータ（switched reluctance motor）は高速で
も低速でも運転されるかもしれないのである。付勢電圧
を制御する目的でモータ特性を感知する装置を組み入れ
た周知システムの殆どのものは、主として、ステッピン
グモータ用に意図され、また比較的に低いモータ速度で
満足に機能するが、最大モータ速度の50％を超える速度
に関しては性能が悪く、または性能が全くない。
米国特許明細書第3,980,933号に記載された一周知のリ
ラクタンスモータ制御システムでは、モータが回転する
とき、また切換装置からの出力が非導通であるときに固
定子巻線に誘導される起電力（EMF）が感知される。切
換装置の出力はEMFが所定のレベルに到達すると導通す
る。このモータは、インターフィアレンスマージンを与
えるためにかなりのバイアス電流を必要とする。この結
果、電力損失が生じる。更に、回転子位置が感知される
期間に付勢電流が巻線を通らないから、モータを最大ま
で負荷することができない。故に、相巻線の一つに励起
または付勢電流を常時通さなければならない。
米国特許明細書第4,520,302号に記載された他のリラク
タンスモータ制御システムの場合、回転子位置の指示を
与えるために、固定子巻線を通る電流が１レベルから他
のレベルへ上昇または降下する時間を測定する手段が設
けられる。而して、専ら電流がこの制御中に感知され
る。このシステムは、ステッピングモータを制御するよ
うに設計されたものであり、高速度、例えば、最大モー
タ速度の50％を越える速度での分解（resolution）が良
くない。
本発明の目的は、回転子センサを使用しないにも拘わら
ずモータを総ての速度および負荷で駆動できるリラクタ
ンスモータ駆動回路を提供することである。この目的
は、請求の範囲の請求項１記載の特徴を有する付勢回路
により達成される。本発明の他の特徴は残りの請求項に
開示されている。
与えられた速度ｖｎ以上の速度において巻線への電圧の
供給を中断する信号が前記巻線を通る電流からおよび前
記巻線の電圧から直接導出され、しかもモータ駆動が測
定プロセスにより直接影響されない。このようにして、
Ｖｎ以上の速度において回転子位置センサに対して得ら
れる機能と完全に対応する機能が得られる。回転子が回
転すると、各固定子巻線のインダクタンスがこの回転中
のパーミアンスの変動に起因して、与えられたカーブ形
状に従って変化する。本発明によれば、各相巻線に対し
てその巻線のインダクタンスが所定の値ＬＫを持つ時点
を見い出し、この時点に続く巻線への付勢電圧供給中断
時点を、モータのその時の操作状態で変る操作パラメー
タに依存して、算出するようになっている。
次に本発明を添付図面に関して詳述する。図中、 第１図は本発明による制御システムの一実施例を示す回
路図である； 第２−５図は本発明の操作態様を示す図である； 第６図は第１図に示した回路を補足する回路を示す；お
よび 第７図は本発明の操作態様を示す他の図である。
第１図は３相リラクタンスモータの固定子上の３個の相
巻線L1,L2,L3を示す。本発明はモータの相の数に限定さ
れず、３相は専ら例として示されている。モータは例え
ば310Vにできる直流電圧Ｖにより駆動され、この電圧は
駆動型およびスイッチ型リラクタンスモータでは普通で
ある。アースと電源の正端子との間で相巻線L1は、電流
測定抵抗器R1、パワートランジスタTa1のソースードレ
ン経路、相巻線１、およびパワートランジスタTb1を組
み入れた回路中にある。この回路において、下方のトラ
ンジスタTa1は相巻線L1が付勢される全期間に亙り飽和
までバイアスされ、上方のトランジスタTb1は切換型リ
ラクタンスモータにおける普通の態様で相の付勢期間中
パルス操作され、一相の各付勢パルスは部分パルスに分
割される。駆動パルスを部分パルスに分割するプロセス
は本発明の部分を構成せず、故に詳述しない。ダイオー
ドDa1はその陽極がアースに接続され、その陰極がトラ
ンジスタTa1から遠方の相巻線L1の部分へ接続される
が、これは付勢パルス期間全体に亙り相巻線L1を通る電
流を維持するためである。ダイオードDb1はその陽極が
トランジスタTb1から遠方の相巻線L1の部分および正端
子へ接続されるが、これはトランジスタTa1が不活性
化、即ちブロックされるや否や電流を相巻線から急激に
排除できる電流回路を与えるためである。
残りの相巻線L2,L3の各々は同じ種類のそれぞれの回路
へ接続される。而して、相巻線L2は電流測定抵抗器R2、
２個のパワートランジスタTa2、Tb2、および２個のダイ
オードDa2、Db2から成る回路に組み入れられ、相巻線L3
は電流測定抵抗器R3、２個のパワーダイオードTa3、Tb3
および２個のダイオードDa3、Db3から成る回路に組み入
れられている。
オン−オフモードへのトランジスタの切換は制御ユニッ
ト１により制御される。制御ユニットは好ましくはマイ
クロプロセッサまたはマイクロコンピュータであるが、
従来の回路構成要素から作られた回路を使用することも
できる。制御ユニット１は６個の出力を有し、各出力は
各トランジスタを個々にゲートする目的で、増幅器２を
介してそれぞれのトランジスタTa1,Ta2,Ta3,Tb1,Tb2,Tb
3のゲート手段へ接続される。
本発明によれば回転子位置の変化につれてインダクタン
スが増大する回転子位置の間の相巻線のインダクタンス
Ｌが所定の値LKに達する回転子位置ΘＫを検出する。Ｌ
＞ＬＫを調べるために、相巻線の電圧を積分し、これを
相巻線の電流と所定インダクタンス値ＬＫとの積と比較
する。
Ｌ＞ＬＫという条件は、ここでは基本条件と称される。
この基本条件につき下記に詳しく説明する。
巻線電流の微分方程式は である。なお、Ｕは相巻線、トランジスタTa1,Ta2,Ta3
（問題の相の全活性化時間中励起されている）、および
電流測定抵抗器R1,R2,R3における電圧（トランジスタの
電圧降下は無視できる）であり、Ｒは各電流測定抵抗器
R1,R2,R3の抵抗に相巻線の抵抗および連続的に活性化さ
れるトランジスタの抵抗を加えたものであり、Ｌは各相
巻線L1,L2,L3のインダクタンスであり、ｉは相巻線を通
る電流である。
前記式（１）は下記のように書き換えられる。
なお、ψは巻線回路の磁気の流れである。
もし、ｉ（t0）＝０である（即ち、相が活性化されたと
きの相巻線に電流が流れていない）と仮定すると、上記
式は更に次のように書き換えられる。
上記式は更に次のように書き換えられる。
従って求められる条件Ｌ＞ＬＫは次の如くである。
すなわち であり、この式（２）は本発明による基本条件Ｌ＞ＬＫ
を与える。
式（２）による基本条件を連続的に試験するには相の切
り換えの時間から基本条件が満たされる時間まで相毎に
試験する必要があるが、この試験を行うために、各相に
下記の回路が設けられる。
電圧Ｕを連続的に感知する目的で、２個の抵抗器Ra1,Rb
1およびRa2,Rb2およびRa3,Rb3から成る電圧分割器がア
ースと第１図の相巻線の上端との間に接続される。電圧
分割器は相巻線回路を不必要に負荷しないために、比較
的に高い総抵抗を有する。電圧Ｕの適当な一部、即ちk.
Uがそれぞれの接地抵抗器Ra1,Ra2,Ra3から取られる。マ
ルチプレックスユニット３は３個の各電圧分割器の出力
へ接続された入力を有する。マルチプレックサユニット
３はインダクタンスを測定される相巻線のために電圧分
割器からの信号をユニット３の出力へ結合するように制
御ユニット１により制御される。これは１本の制御導体
で行うことができ、而して制御導体における『１』の信
号毎に切換プロセスが周期的に生起する。電圧Ｕに到達
するために、ユニット３からの出力信号は分割回路４に
おいてｋで分割される。
マルチプレックスユニット５は総てが抵抗Ｒ′を有する
抵抗器R1,R2,R3へ接続された３つの入力を有する。第４
入力は後述される。マルチプレックスユニット５はマル
チプレックスユニット３の制御と同期して制御ユニット
１により制御される。しかし、この場合、制御ユニット
１はどの入力を出力へ接続すべきかを示す信号を発生す
る。
マルチプレックスユニット５からの出力信号は掛け算器
６へ付与され、掛け算器６は抵抗Ｒ′により分割される
全巻線回路に対して抵抗Ｒを乗じる。回路６からの出力
信号は値R1を有する。電圧Ｕを有する分割回路４の出力
は（＋）入力へ接続され、電圧R1を有する掛け算器６へ
の出力は微分器７の（−）入力へ接続され、而してその
出力の電圧は（Ｕ−Ri）である。この信号は積分回路８
へ供給され、積分回路は制御回路１により決められる時
間中に回路７からの信号を積分する。回路８は制御回路
１から得られる制御信号により新しい積分を開始する。
この制御信号は相が活性化される毎に回路８に供給され
る。
マルチプレックスユニット５の出力は掛け算器９へ接続
され、この掛け算器は信号Ｒ′をＬｋ/R′で乗算する。
ユニット９からの出力信号は値Ｌｋ.iを得、ここにＬｋ
は検出されるインダクタンスである。
積分器８および乗算回路９からの信号は比較器10のそれ
ぞれの入力へ送られ、比較器は積分器８からの信号の値
が回路９からの信号の値を超えるや否やその出力に
『１』の信号を生じる。
制御ユニット１が比較器10から信号を受信し、この信号
が後述のように非許容期間内にないとき、前記基本条件
が活性相に対して検出される。次いで制御ユニット１は
制御信号をマルチプレックスユニット３、５へ直接送
り、これらのユニットを活性化して感知されるべき次の
相からの信号を通す。
あるいは、これらのユニットは次の相の活性化時に切り
換えることができる。
理解されるように、基本条件の全計算は値のｋ倍である
ファクタにより行うことができ、これにより回路４の必
要性を無くす。
しかし、制御ユニット１は第２−５図に関して後で詳述
するように、式（２）による基本条件の遂行時に問題の
相を直ちに不活性化しない。その代わり、制御ユニット
１は、相を活性化すべき時期を確立するために、予設定
条件による計算を行う。これらの条件は、回転子の回転
速度ωに一部依存し、また電流ｉに一部依存する。
故に、電流ｉの値は制御ユニット１へ直接送られなけれ
ばならない。マルチプレックスユニット５の出力は故に
アナログ／ディジタル変換器11へ接続され、制御ユニッ
ト１の別の入力へ送られ、制御ユニット１はｉの値を得
るために、Ｒ′により得られた値を割る。ｉの値は後で
詳述するように、モータを低速度範囲内で駆動するとき
にも用いられる。
前述のように、式（２）におけるＬｋ条件、または基本
条件はＬｋ条件角Θｋを与え、この角は巻線、即ち制御
ユニット１によりちょうど駆動された相巻線の電流の強
度に依存する。その理由は、インダクタンスは回転子位
置の関数だけではなく、電流ｉの関数でもあるからであ
る。これは第２図に示され、第２図は１周期よりも僅か
に大きい回転子角Θの関数として一相のインダクタンス
Ｌの変動を示す。この図は４つの異なるカーブ11、12、
13、14を示し、各カーブは一定の電流強度に対して画か
れており、11は非常に低い電流強度に対して画かれ、14
は非常に高い電流強度に対して画かれている。一方、電
流強度は特にモータの負荷または駆動される程度に依存
する。電流強度の増加と共にカーブの形が偏平になる理
由は、モータの磁気回路の鉄の飽和度が漸次大きくなる
からである。インダクタンスＬの実際のカーブの形を決
めるのは一定電流強度ではなく、インダクタンスＬがそ
のときの電流または瞬間電流ｉにより変動するという事
実である。ただし第２図はインダクタンスが電流強度に
より変動するのを示している。
第２図から、検出または感知されたＬｋに対するΘｋは
電流強度の増加につれて右へ、すなわち増大回転子位置
角へ変位することが判る。故に、本発明により、電流の
補償が行われる。故に、電流ｉはＬｋ条件が満たされる
とき制御ユニットにより測定される。Θｋ後のΘＳの遅
れが導入され、この遅れΘＳは巻線の電流ｉに依存す
る。低い電流では遅れが長くなり、高い電流では遅れが
短くなる。この依存性は電流ｉと必ずしも線形ではな
く、或る程度モータ構造に依存する。制御ユニット１は
問題のモータのΘｋに対する電流ｉとの関係を含み、ま
たこれにより遅延を行う。
角ΘOFF、即ち問題の相の励起または活性化が中断され
る回転子の位置角は、モータの回転速度と共に変動すべ
きである。一定のΘOFFにおいて、モータは直列モータ
特性を得る。即ち、パワーは速度に反比例する。もしΘ
OFFが速度の増加と共に増加できれば、モータはより偏
平なトルク／速度特性を得、またΘOFFを制御すること
により、例えば一定速度のモータを得ることができる。
これは相をΘOFFで遮断する前にΘＳに加えて遅延Θω
を導入することにより達成され、この遅延は回転速度に
依存する。第３図は低電流、高速度で駆動されるモータ
のΘの関数としてのインダクタンスＬのカーブの形を示
し、第４図は高電流、高速度で駆動されるモータのΘの
関数としてのインダクタンスＬのカーブの形を示す。而
して第３図から、電流に依存する電流補償ファクタであ
るΘＳ、および速度に依存する速度補償ファクタである
Θωは、低く、而してΘｘとΘOFFとの間の時間は比較
的に長いことが判る。第４図はΘＳおよびΘωが短いこ
とを示し、故にΘｋとΘOFFとの間の時間もまた短い。
上記補償の変動範囲は多くのモータの場合比較的に大き
く、その場合基本条件Ｌ＞Ｌｋは初期段階で満足させな
ければならない。補償時間が積分時間ｔを超えることさ
え考えられる。これは第３図に示され、ΘＳとΘωの総
合時間は、相が活性化または励起される回転角を表すΘ
ONとΘｋとの間の時間よりも大きい。本発明による駆動
回路はリラクタンスモータのセンサ回路に代わって使用
され、制御ユニットは好ましくはマイクロプロセッサで
あるから、一実用的な用途では普通のセンサ制御装置を
備えた参照モータを製造し、センサ制御装置を備えたモ
ータがΘOFFで相を不活性化した場所を調べることが適
当であり、これを行うにはモータを種々の速度、種々の
負荷で操作し、Θｋを検出し、マイクロプロセッサの固
定メモリにΘｋとΘOFFとの間の遅延を記憶する。前述
のように、一相の励起から次の相の励起への転移が直ち
に生起する転流角をΘOFFにより構成させることが駆動
技術の面から便利である。
高い回転子速度において、転流は非常に初期に生起すべ
きであり、遅延Θωは０の方へ動く。次の相ＬONに対す
るΘONでの相活性化が基本条件インダクタンスＬＫより
も大きくなる可能性がある。先行相の電流レベルｉが転
流の生起時に高いときＬONもまたＬｋよりも大きくなる
ことができ、而してΘＳは小さくなる。第５図はこの場
合を示す。破線カーブはｉ＝０に対するΘの関数として
のインダクタンスＬの変動を示し、実線カーブはｉ＝ｉ
ＫのときのΘの関数としての変動Ｌを示す。
相が活性化されると、この相にｉ＝０が含まれる。次い
でインダクタンスは破線カーブをたどる。回転角ΘONに
おいて、相巻線のインダクタンスはＬONである。図の左
側から判るように、ＬONはＬＫよりも大きくなることが
でき、また電流ｉＫが巻線を流れるときよりも遥かに大
きくなることができる（実線カーブを参照）。
電流ｉはΘONにおける相活性化時に値０から比較的にゆ
っくりと上昇し、Ｌ＞Ｌminである活性化時期の第１の
部分中は比較的に低い。この場合インダクタンスは破線
カーブをほぼたどる。
而して、Ｌカーブの期間は相供給の開始において、即ち
第５図においてΘONからΘＱに見ることができ、この期
間では基本条件Ｌ＞ＬＫは満足する。この期間中、相が
不活性化されるのを阻止することが重要である。故に、
本発明によれば、基本条件の感知はΘＱから十分に離れ
た回転角ΘＢまで、活性化に続く十分な期間に亙りブロ
ックすることができる。この追加のブロッキング特徴は
予設定レベル以上の速度および／または電流ｉＫに対し
て挿入できる。干渉マージンは、ブロッキングが利用さ
れないときとは対照に、かかるブロッキングにより向上
する。何故ならば、ＬＫ・ｉおよび∫（Ｕ−Ｒ・ｉ）ｄ
τは、これら両者の大きさが小さいときである小駆動角
に対してはもはや両者を比較する必要がないからであ
る。
前述のように、式（２）によるＬＫ条件は、相活性化時
に巻線の電流ｉがゼロアンペアでなければならないとい
う条件付きで誘導された。このことは問題になる。何故
ならば、第５図の電流ｉの右部分から判るように、相が
ΘOFFで不活性化された後に逆起電力が相巻線に流れる
からである。
活性化時に相巻線に電流がないことを保証するために、
本発明によれば電流がゼロであるということが確実にな
るまで相活性化がブロックされる。この電流は相が不活
性化されたときに電流測定抵抗器R1,R2,R3に亙って測定
されない。何故ならば、下方のトランジスタTa1,Ta2,Ta
3（第１図）は活性化の前にスイッチオフされるからで
ある。相活性化ブロッキング機能は少なくとも２つの方
法で得ることができる。
ブロッキング機能を得る第１の方法は第６図に示され、
この図は第３の相巻線L3と関連付勢回路Ta3,Tb3,R3,Da
3,Db3、並びに第１図による制御ユニット１および増幅
器２、および活性化ブロッキング装置を設けるためにこ
の回路に付加されるものを示す。第１図の各相巻線回路
には第６図に示すものと同じ加算手段を備えるべきであ
る。この手段は相巻線L3の上方部分と供給電圧の正端子
との間に接続された所謂『プルアップ』抵抗器ＲＰを含
む。電圧分割器ＲＣおよびＲｄは、『プルアップ』抵抗
器ＲＰおよびアースと直列に接続されている。電圧分割
器ＲＣおよびＲｄの出口は比較器12へ接続され、比較器
はその他方の入力に参照電圧Ｕrefが結合されている。
電圧分割器の電圧は逆起電力が存在する限りほぼゼロで
ある。逆起電が終了すると、電圧はＲＰを経てほぼ供給
電圧Ｖのレベルまで上昇する。
比較器12は逆起電力が継続する限り論理信号『０』を送
り、また逆起電力が終了するや否や『１』の信号を送
る。勿論、同じ良い結果は、所謂『プルダウン』抵抗器
をもつ相巻線上の下方巻線出口を感知することにより、
または他の巻線形態、例えば二本巻（bifilar windin
g）による同じ原理を用いることにより、得ることがで
きる。しかし、これは図示されていない。
相活性化をブロックする他の方法は、逆起電力の時間は
一定供給電圧Ｖにおいて駆動時間よりも常に短いという
事実を利用することである。これは第５図の電流ｉから
判る。相巻線は回転し角がΘOFFのとき不活性化され
る。これに次いで、電流ｉは指数関数カーブに沿って降
下し、回転角Θｍにおいて値０に到達する。ΘOFFとΘ
ｍとの間の時間は、ΘONとΘOFFとの間の時間よりも常
に短い。故に、関連する相巻線の付勢回路にＶが付与さ
れる全時間、即ちΘONとΘOFFとの間の時間が測定さ
れ、この相の活性化は逆起電力が同じ期間継続し終わる
までブロックされる。これは逆起電力の過大評価を意味
するが、総ての実際上の重要性に欠ける。実際の試験で
は、この型のブロッキング装置はモータの加速に実際上
の影響を与えないことが判明している。
上記駆動装置はモータが正常に操作しているとき確実な
転流を行う。しかし、非常に高い電流では、式（２）の
条件を満たさないことに起因して転流が排除される機会
がある。これは電流が非常に高くてインダクタンスがレ
ベルＬＫに到達できないときに生起する。これは第２図
に下のカーブL4により示されている。３つのインダクタ
ンスカーブ11,l2,l3はレベルＬＫに到達し、これを超え
る。次いで転流が生起する。カーブ14はレベルＬＫに到
達できない。この場合、転流は行われない。この問題は
ＬＫを低インダクタンスに選択し、この低い値ＬＫを前
記遅延ΘＳおよびΘωと組み合わせることにより解決さ
れる。これは、第１図の上方トランジスタTb1,Tb2,Tb3
により行われるように、相巻線の駆動をパルス化するた
めにチョッピング機能を組み入れるとき満足な解決を与
える。これは電流を十分に低い値に制限する。しかし、
これは、特にピーク電流が転流の最大電流よりも高いと
きには、十分でないときがある。かかるカーブの形は第
５図に示され、電流ｉは、ΘＫで測定された、電流ｉＫ
よりも遥か上に位置する、ピーク値ｉＰに到達する。
転流が過大電流の場合でさえも常に生起することを保証
するために、高い電流制限レベルが利用される。この高
い電流制限レベルは電子装置を保護するために常にモー
タになければならず、このレベルは以下に詳述される態
様で転流信号を与えるべく本発明により用いられる。
第１図に示すように、活性化された相巻線の電流はアナ
ログ／ディジタルコンバータ11を介して制御ユニット１
により連続的に感知される。低い電流制限値を感知する
とき、上方のトランジスタTb1,Tb2またはTb3はスイッチ
オフされる。次いで電流ｉは正常に降下する。巻線回路
の一パワートランジスタをスイッチオフすることに続い
て、電流はモータのインダクタンスが減少するときに上
昇できるだけである。もし上方のトランジスタをスイッ
チオフすることに続いて電流が上昇すると、これはイン
ダクタンスカーブの最大インダクタンスの位置が転流の
生起なしに通過したこと、あるいはインダクタンスカー
ブの負の側面（右下がりになる傾斜部）のどこかにある
角位置に到達したことを意味する。次いでモータは駆動
起電力を生じ、電流が減少する。而して、最大電流を感
知することに続いて電流が増加すると、転流が直ちに生
起する。
第７図はＬＫが感知されないときの転流の場合のカーブ
ｉ（Θ）の形の一例を示す。回転位置ΘＣにおいて過大
電流または過剰電流ｉmaxが感知される。上方のパワー
トランジスタTb1,Tb2,またはTb3がこれと共にスイッチ
オフされる。次いで電流ｉ（Θ）が降下する。上方パワ
ートランジスタはΘｄで再びスイッチオンされ、電流が
上昇し回転位置Θｅにおいて再びｉmaxに到達し、上方
パワートランジスタは再びスイッチオフされる。しか
し、インダクタンスカーブは実線カーブＬ（Θ、ｉ）に
示すように、その最大を通過している。電流ｉ（Θ）は
もはや降下せず、ゆっくりと上昇する。回転位置ΘOFF
において、ｉmaxよりも高い電流ｉＤが感知される。次
いで、次の相の転流が直ちに生起する。
アナログ／ディジタルコンバータ11を通る最大電流を感
知する代わりに、このような状況では普通であるが、過
剰電流を別々に感知し、過剰電流または過大電流になっ
たときに制御ユニットへ直接指示するように構成された
追加の比較器を設けることができる。故に第１図の回路
には破線で電圧分割回路が示され、この回路は電源Ｖの
正端子とアースとの間の３個の直列接続された抵抗器R
e,Rf,Rgを含む。抵抗器RfとRgとの間の出口は、抵抗器1
3の参照電圧入力へ接続され、抵抗器ReとＲｆとの間の
出口は比較器14の参照電圧入力へ接続されている。マル
チプレックスユニット５からの出力は両比較器13、14の
（＋）入力へ接続される。Rgの電圧は予設最大許容電流
レベルｉmaxに到達するや否や比較器13が『１』の信号
を生じるように選択される。比較器14への参照電圧は比
較器13の参照電流よりも幾分高い。故に、比較器14は最
大許容レベルｉmaxよりも僅かに高い電流レベルに対し
て『１』の信号を生じる。各比較器13、14の出力は上記
の態様で制御する制御ユニット１のそれぞれの入力へ接
続される。第１図から判るように、制御ユニット１は並
列入力において外部から制御信号が供給される。この制
御信号は制御装置に所望の速度を指示する。また制御信
号はモータの始動と停止の時期を制御装置に指示する。
モータを始動するには特別な始動機能が要求される。こ
の点で最も簡単な方法は２個のパワートランジスタを制
御することにより相に電流パルスを課すことで、モータ
はこの相の最大インダクタンス状態にロックする。次い
で、強制転流が次の相に対して行われ、その後に引き続
く転流が前期態様で行われる。
上記感知および制御原理は高い回転速度および平均の回
転速度で満足に働き、従来のセンサと同様に良好な転流
を行う。理論的には、この原理はゼロ／秒の回転速度ま
で機能する。しかし、この点について、巻線抵抗を正確
に補償する必要があり、この抵抗は低速において重大に
なる。しかし、巻線抵抗を正確に決めることは困難であ
る。何故ならば、抵抗は就中、モータ温度と共に変化す
るからである。故に、低速度において補償を正確に行う
ことは困難である。
試験によると、前記感知および制御原理は、モータの最
大速度の５％ないし10％まで満足に機能し、またモータ
の負荷が小さいものである限り、ゼロ速度の条件を含
め、更に低い速度まで機能することができる。
しかし、全速度範囲に亙り総ての条件下で満足に操作す
る制御システムを得るために、本発明によるシステムは
モータ速度を監視し、モータが所定の比較的に低い速度
Ｖｎ、例えば、最大モータ速度の20％を保持するときを
検出または感知するように作られている。Ｖｎ以上の速
度において、第１図に示す回路は、相を不活性化する時
間を決める開始点を形成するインダクタンス値Ｌｋを見
付けるために活性化された相巻線のインダクタンスを決
めることにより前記原理に従って操作する。
速度Ｖｎ以下の速度において、相を活性化するために転
流が生起するインダクタンス値を検出するために、活性
化される相のインダクタンスを感知するのが適当であ
る。
不活性化された巻線には通常電流が流れないから、巻線
インダクタンスは上述のものと異なる態様で検出される
べきである。故に、持続時間の短い高周波パルスが次に
活性化される巻線の駆動回路のパワートランジスタのゲ
ート手段へ供給される。各パルスは、与えられた持続時
間ｔのもので、この持続時間は周期に関して短く、而し
て電流は各パルス間でゼロに降下できる。電流は各パル
スの終わりにアナログ／ディジタルコンバータにより測
定される。各パルスの持続時間に亙る電流の上昇は瞬間
インダクタンスの測定値となる。而して、この速度範囲
内で、制御ユニット１は、高速度範囲の場合のように現
在活性化している相回路ではなくて次に活性化される相
回路に組み入れられた抵抗器R1,R2,R3に電圧を供給する
ようにマルチプレックスに指令する。
制御ユニット１は式（Ｕ−Ｒ・ｉ）＝d/dτ（Ｌ・ｉ）
をＵ＝Ｌ・di/dτで近似させることによりインダクタン
スを決め、この近似は小電流ｉかつ低速度、即ち低dL/d
τに対して良い近似値となる。
冒頭で述べた米国特許明細書4,520,302はシステムｍを
記述しており、このシステムは非励起相における電流変
化の時間を測定し、これはこの相のインダクタンスを測
定することを暗示する。故に、この先行刊行物によれ
ば、測定を行う相のインダクタンスが所定の値に到達し
たときに転流が行われる。
この周知の制御システムでは、駆動電圧が一定であると
している。しかし、実際には、駆動電圧Ｖは、一部には
平常の電圧変動により、また一部には＋Ｖが整流される
交流電圧であるときに得られる電圧リップルに起因し
て、非常に大きく変動する。
非励起相のインダクタンスは励起相の電圧の強さに依存
する。米国特許明細書4,520,302もこれに記載されたモ
ータを種々の速度で駆動することを困難にする電流レベ
ルに起因するインダクタンスのこれら変動を考慮してい
ない。前述のように、相のインダクタンスはこの相に存
在する電流に大いに依存する。現在のリラクタンスモー
タの鉄回路の部分の殆どのものは種々の相に共通する。
相における飽和および減少インダクタンス（第２図参
照）の結果、残りの相における部分的飽和と減少インダ
クタンスが生じる。
故に、第２図は原理的には、特に測定が行われる相にお
いて電流が低いときに、相のインダクタンスを、いま１
つの相の電流ｉの関数として述べるものであると言うこ
とができる。而して、第２図の種々のカーブは非励起相
が測定されるときに励起相の種々の電流に対応するもの
であると言うことができる。
故に、本発明の発展によれば、変動供給電圧＋Ｖおよび
付勢された巻線の変動電圧に対して、低速度範囲、即ち
Ｖｎ以下の速度において補償が行われる。２個の直列接
続抵抗器ＲｘおよびＲｙから成る電圧分割器が電源の＋
Ｖにおける正端子とアースとの間に接続される。電圧分
割器のＲｘ,Rｙ出口はマルチプレックスユニット５の第
４入力へ接続される。Ｒｙの測定電圧Ｕ′は＋Ｖに比例
する。
監視される巻線へ伝送される持続時間の短い各パルスの
ために、制御ユニット１は監視相の抵抗器R1,R2またはR
3の電圧、付勢相の測定抵抗器R1,R2,R3の電圧および抵
抗器Ｒｙの電圧Ｕ′の選択されたシーケンスでマルチプ
レックスユニット５を操縦する。
而して制御ユニット１は、短持続時間パルスの終了時に
アナログ／ディジタルコンバータ11の制御入力へ制御パ
ルスを供給することにより、非付勢相の監視される巻線
へ送られた各短持続時間パルスの終わりの瞬間電流を検
出する。これに関連して、即ちその直前または直後に、
マルチプレックスユニット５およびアナログ／ディジタ
ルコンバータ11を適正な時点で操縦することにより、付
勢相の電流および電圧Ｕ′の指示が与えられる。次いで
制御ユニットは、アナログ／ディジタルコンバータ11へ
接続されたその入力において、測定されることが望まれ
る信号に対して既知の割合を有する信号を受け取る。
選択された回転子速度に対して可及的に一定の回転子位
置点ΘOFFを得るために、高速度範囲内でΘＳで行われ
た態様と同様の態様で補償を変化させながら補償を行う
ことができる。しかし、これはモータが静止していると
き、即ち実際にモータを始動しているとき、行うことが
できない。
故に、瞬間インダクタンス、またはこれに比例した値を
決定し、この決定されたインダクタンス値を補償するこ
とが有利である。
関数Ｌａ（Θ、ｉｂ），即ち相ｂの電流の関数としての
相ａのインダクタンスはｉｂに対して線形ではない。大
多数の型のリラクタンスモータに対して良好な近似値は
多くの場合、 Ｌａ（Θｃ,O）/Lｂ（Θｃ,iｂ）＝（１＋c.iｂ） であり、ここに定数ｃはΘOFFを一定に維持するように
各モータについて個々に決定される。Θｃは高速度範囲
内でΘＫに対応する。ΘOFFは好ましくは低速度範囲内
でΘｃに等しい。勿論、これはインダクタンスの補償が
上記の態様で行われることを条件とする。瞬間供給電圧
レベルおよび付勢電流レベルに対するインダクタンスを
補償する際に満足されるべき転流条件は： Ｌ＝Ｌｃ⇒（１＋ｃ・ｉｂ）・Ｕ・T/i＝Ｌｃである。
これは、純粋に静的な転流を、付勢相の電流強度および
供給電圧に拘わらず得ることを可能にする。
前記態様で回転子の回転から独立した静的転流は速度が
低いことを条件として得ることもできる。第１に、近似
式d/dτ（Ｌ・ｉ）＝Ｌ・di/dτが適用できること（即
ち、ｉ・dL/dτ《Ｌ・di/dτにおいて）、第２に、イン
ダクタンス感知パルスの周波数をモータ転流周波数より
も遥かに大きくする必要がある。何故ならば、この周波
数は転流プロセスにおける時分割を決定するからであ
る。
実際には、これらの制限はこの転流方法を適用するとき
モータは専らその最大速度の20％ないし50％で駆動でき
ることを暗示する。しかし、この限界値以下の速度で
は、回転子位置センサにより得られる機能と完全に対応
した機能が得られる。
回転子点ΘOFFは、第３図および第４図に関して上に述
べた。各相巻線は、相と相との間オーバーラップを伴っ
て、与えられた期間中２つの相が同時に駆動されるよう
な態様でかつ個々に付勢できることは理解されよう。し
かし、相と相との間のオーバーラップがこれにより採用
されない場合、転流は一相から他の相へ回転角ΘOFFに
おいて行われ、ΘONはΘOFFと同じ態様で回転子角内で
変位する。
第３図において、ΘOFFはインダクタンスカーブの上方
部分に比較的に接近して位置する場合、ΘONはインダク
タンスが最低であるインダクタンスカーブの範囲内に位
置する。
高速度および高電流において、ΘOFFは第４図に示すよ
うに、更に左へ、即ちインダクタンスカーブの上昇部分
を下へ動く。ΘONもまた第４図に示すように左へ動き、
また平常の操作の場合、カーブが負の傾斜を有するイン
ダクタンスカーブ上で生起する。これは第５図、第７図
にも示されている。
極めて低速の場合、前記付勢プロセスにおいて、低速度
範囲がＬカーブの上昇部分の開始で相を活性化または付
勢するのが適当かもしれない。ただし、低速度範囲内の
幾分高い速度の場合、特に速度が速度Ｖｎに近付くとき
活性化が始まる回転位置ΘONを更に左へ動かすのが適当
かもしれず、而して活性化が非常に低いインダクタンス
の区域の直前のインダクタンスカーブの負の側面（右下
がりの傾斜部）上で既に生起する。この結果、モータが
速度Ｖｎを通るとき、モータの機能が向上し円滑にな
り、駆動回路が低速度範囲の駆動または付勢モードから
高速度範囲の駆動または付勢モードへ切換わる。インダ
クタンスカーブの上昇側面から前記カーブの降下側面へ
の活性化点ΘONの変位は連続的に行われる。しかし、イ
ンダクタンスが非常に低いときインダクタンスカーブの
次の直線部分の期間にインダクタンス差を感知すること
は困難であり、故にインダクタンスカーブの上昇および
降下部分ではΘONを連続的に動かし、これらの場所間で
の運動を段階的に行うのが適当かもしれない。また活性
化点は多数の段階で段階的に動かすことができる。活性
化点を変位する可能性は相の数が少ないほど有意にな
る。故に、この変位の可能性の最大の有意性は２相また
は３相のモータにある。
故に、制御ユニット１は低速度範囲のプログラムを備え
るのが便利であり、インダクタンスの値、およびΘONを
与えるインダクタンス変化の符号は、低速度範囲の速度
または速度範囲により異なる。
制御システムが感知モード間で切換わる境界速度Ｖ
ｎは、或る程度自由に選択できる。ただし、これは最大
速度の10−20％内にあるのが好ましい。勿論、感知モー
ドのこの切換は与えられた速度のヒステリシスを伴って
生起する。
境界速度Ｖｎ（モータの構造により異なる）が適当に選
択されると、モータの全速度範囲に亙り転流を得ること
ができ、この転流は回転子位置センサにより得られる転
流に対応する。故に、本発明の制御装置を備えた可変リ
ラクタンスモータは最良の操作条件下で静止状態から最
大回転子速度までの全速度で駆動できる。
本発明の範囲内で多くの改変が可能である。

Claims (14)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】１つまたはそれ以上の相のための１つまた
    はそれ以上の巻線（L1,L2,L3）を設けた固定子を備え、 回転子を備え、この回転子が前記固定子巻線のそれぞれ
    の磁気回路と協働することにより回転子の位置は各固定
    子巻線のパーミアンスに影響を与えており、 感知、計算、および制御手段（１〜11,R1,R2,R3）を備
    え、この手段は、それぞれの相巻線が付勢されていると
    きの前記回転子の回転の少なくとも１部の期間の各相巻
    線のインダクタンスに依存した特性を引き出し、感知さ
    れたこの特性を用いて回転子位置と駆動相をスイッチオ
    フする時とを計算し、この計算されたスイッチング時に
    従って前記相巻線（L1,L2,L3）のスイッチオン並びにス
    イッチオフを制御する手段（R1,R2,R3,5,1）を含んでい
    る可変リラクタンスモータの付勢システムにおいて、 前記感知、計算および制御手段は、各相に対して少なく
    とも相を監視している間、相巻線の電流ｉ（ｔ）を検出
    し、そして値ＬＫ・ｉ（ｔ）を連続的に形成し、ここで
    ＬＫは一定の予め定められたインダクタンスであり、Ｌ
    （ｔ）・ｉ（ｔ）を与える値を連続的に形成し、ここで
    Ｌ（ｔ）は相巻線の瞬間インダクタンスであり、前記の
    形成された値間の比較を連続的に行い、そして、前記の
    連続的に形成された値が同じであることをこの比較が示
    す時に相巻線の付勢又は励起状態を変化するための回転
    位置を決める開始点を構成させるようにした ことを特徴とする可変リラクタンスモータの付勢システ
    ム。
  2. 【請求項２】前記感知、計算および制御手段（１〜11）
    は相巻線（L1,L2,L3）に直列に接続された抵抗（R1,R2,
    R3）を横切って相巻線（L1,L2,L3）に流れる電流ｉ
    （ｔ）を検出する手段（5,1）を有し、 前記感知、計算および制御手段は各直列接続の巻線と抵
    抗とにかかる電圧を検出する手段（Ra1,Rb1,Ra2,Rb2,Ra
    3,Rb3,3）を有し、 前記感知、計算および制御手段は次式 なおＵは検出された電圧、ｉは検出された電流ｉ
    （ｔ）、Ｒは前記抵抗に相巻線の抵抗を加えたものであ
    り、そして時点ｔ＝０は相の活性化又は付勢時に設定さ
    れる からの結果Ｌ（ｔ）・ｉ（ｔ）を与える値を連続的に形
    成する手段（4,6乃至10,1）を有することを特徴とする
    請求項１の付勢システム。
  3. 【請求項３】前記の感知、計算および制御手段は、 前記の連続的に形成された値が同じであることを前記比
    較が検出した時を、モータのその時の作動状態に応じて
    変る操作パラメータに依存して、監視された相巻線
    （L1,L2,L3）の付勢又は励起状態を変える時まで遅延す
    る時間を計算するための開始点として取り、 かつ計算された時点においてそれぞれの相巻線をスイッ
    チオン又はスイッチオフするための制御手段（1,2,Ta1,
    Ta2,Ta3,Tb1,Tb2,Tb3,Da1,Da2,Da3,Db1,Db2,Db3,R1,R2,
    R3）を含んでいる ことを特徴とする請求項１又は２記載の付勢システム。
  4. 【請求項４】前記操作パラメータの一つは、前記感知、
    計算および制御手段の前記インダクタンス引き出し手段
    （R1,R2,R3,5,1）により感知された相巻線のそのときの
    電流強度であることを特徴とする請求項３の付勢システ
    ム。
  5. 【請求項５】前記操作パラメータの一つは、前記計算手
    段（１）により計算されるそのときのモータ速度である
    こと（第３図および第４図）を特徴とする請求項３の付
    勢システム。
  6. 【請求項６】前記感知、計算および制御手段は、監視さ
    れている特定の相を付勢することに続いて回転子が所定
    の角度にわたり回転するまで前記比較に応答しはじめな
    いことを特徴とする請求項１乃至５のいずれか一に記載
    の付勢システム。
  7. 【請求項７】前記感知、計算および制御手段は、駆動相
    巻線を通る電流ｉが零である時点の後まで、消勢された
    相の付勢を阻止するように構成されていることを特徴と
    する請求項１乃至６のいずれか一に記載の付勢システ
    ム。
  8. 【請求項８】前記感知、計算および制御手段は、付勢と
    消勢との間の時間を検出し、次に付勢される相巻線の付
    勢を、付勢と消勢との間の時間に少なくとも等しい消勢
    後の時点まで、遅延するように構成されていることを特
    徴とする請求項７に記載の付勢システム。
  9. 【請求項９】前記感知、計算および制御装置（１−10）
    は、付勢された相の巻線を通る電流が所定の最高許容電
    流レベルに到達したときを検出し、巻線にパルスを供給
    することにより相巻線の付勢状態を調節し、前記の感
    知、計算および制御手段は、所定のレベルを有するパル
    ス休止中の監視相巻線の電流が所定の最高電流レベルに
    到達したときに次の相の付勢への転流を制御することを
    特徴とする請求項１乃至８のいずれか一に記載の付勢シ
    ステム。
  10. 【請求項１０】前記感知、計算および制御手段は回転子
    速度を検知又は計算する手段（１）を含んでおり、前記
    感知、計算および制御手段は、所定の速度Ｖｎ以上の速
    度において、相の消勢を計算するための開始点を構成で
    きるインダクタンスＬＫを検出するように付勢相巻線の
    インダクタンスを監視するようになされており、所定の
    速度Ｖｎ以下の速度において、次に付勢される相巻線の
    インダクタンスを、前記相巻線を付勢する前記制御手段
    のための時点を得るために、検出するようになされてい
    ることを特徴とする請求項１乃至９のいずれか一に記載
    の付勢システム。
  11. 【請求項１１】前記感知、計算および制御手段は、所定
    の速度Ｖｎより低い速度において、制御手段が付勢され
    る相巻線を操縦すべく制御されるインダクタンスカーブ
    の点が前記速度範囲内で低速と高速に対して違うよう
    に、相巻線の制御を変えるようになされており、かくし
    て前記感知、計算および制御手段は付勢される相巻線
    を、非常に低速度ではインダクタンス対回転角度位置の
    インダクタンスカーブが低いインダクタンス値からより
    高い値へ行く傾斜部を有している回転子位置で制御し、
    Ｖｎに比較的に近い速度ではインダクタンス対回転角度
    位置のインダクタンスカーブが高いインダクタンス値か
    らより低い値へ行く傾斜部を有している回転子位置で制
    御することを特徴とする請求項10に記載の付勢システ
    ム。
  12. 【請求項１２】前記感知、計算および制御手段（１−1
    1）の電流感知手段（R1,R2,R3,5）は、所定の速度（Ｖ
    ｎ）以下の速度で、付勢相の相巻線の電流を感知し、前
    記感知、計算および制御手段の前記計算手段（１）は次
    に付勢される相巻線の検出されたインダクタンスを付勢
    相の電流を基にして計算された修正ファクタで調整する
    ことを特徴とする請求項10又は11記載の付勢システム。
  13. 【請求項１３】所定の速度（Ｖｎ）以下の速度におい
    て、前記感知、計算および制御手段は、瞬間駆動電圧レ
    ベルを感知する手段（Ra1〜Ra3,Rb1〜Rb3,Rc1〜Rc3,3）
    および、次に付勢される相巻線の検知されたインダクタ
    ンスをその時点での駆動電圧レベルに基いて計算された
    ファクタで調整する手段（１）を含んでいることを特徴
    とする請求項10乃至12のいずれか一に記載の付勢システ
    ム。
  14. 【請求項１４】前記感知、計算および制御手段は次に付
    勢される相巻線に短持続時間の電圧パルスを供給する手
    段（1,2,Ta1,Ta2,Ta3）および、持続時間ｔの各パルス
    に対して前記相巻線の電流レベルｉａをパルスの終り時
    に測定するための、付勢相の相巻線の電流ｉｂを測定す
    るための、測定ｉａと共に駆動電圧Ｕ′を測定するため
    の、そして、各測定時点で以下のインダクタンス計算 Ｌ＝（１＋Ｋ・ｉａ）/U′・t/iａ なおＫは関連する個々のモータの定数である、 をなすための、そしてこの計算されたインダクタンスを
    転流が生ずるためのインダクタンス値Ｌｃと比較するた
    めの手段（R1,R2,R3,Rｘ,Rｙ,5,1）を含んでいることを
    特徴とする請求項10乃至12のいずれか一に記載の付勢シ
    ステム。
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