JPH0728201B2 - オクタ−ブ多重フイルタ - Google Patents
オクタ−ブ多重フイルタInfo
- Publication number
- JPH0728201B2 JPH0728201B2 JP10146187A JP10146187A JPH0728201B2 JP H0728201 B2 JPH0728201 B2 JP H0728201B2 JP 10146187 A JP10146187 A JP 10146187A JP 10146187 A JP10146187 A JP 10146187A JP H0728201 B2 JPH0728201 B2 JP H0728201B2
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- JP
- Japan
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- digital filter
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- pass
- band
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Description
【発明の詳細な説明】 ［産業上の利用分野］ 本発明は複数のバンドパス特性及びローパス特性のディ
ジタルフィルタ群を組合せて成るオクターブ多重フィル
タの改良に関する。
ジタルフィルタ群を組合せて成るオクターブ多重フィル
タの改良に関する。
［発明の概要］ 直列に接続されたローパス特性を有する第１のディジタ
ルフィルタ群のそれぞれのフィルタ出力が、並列に接続
されたバンドパス特性を有するディジタルフィルタ群の
それぞれのフィルタに与えられ、該フィルタの出力が振
幅位相制御回路を介して直列に接続されたローパス特性
を有する第２のディジタルフィルタのそれぞれに加算さ
れその最終段から取り出されるようになっており、上記
各振幅位相制御回路の振幅係数及び位相係数がそれぞれ
独立且つアダプティブに制御されるように構成されたオ
クターブ多重フィルタで、周波数領域で広帯域にわた
り、対数的にほぼ均一な間隔で特性を指定できまたサン
プリング時間間隔を順次長くして、入力データをまびい
て演算回路を少なくすることも可能なようになってい
る。
ルフィルタ群のそれぞれのフィルタ出力が、並列に接続
されたバンドパス特性を有するディジタルフィルタ群の
それぞれのフィルタに与えられ、該フィルタの出力が振
幅位相制御回路を介して直列に接続されたローパス特性
を有する第２のディジタルフィルタのそれぞれに加算さ
れその最終段から取り出されるようになっており、上記
各振幅位相制御回路の振幅係数及び位相係数がそれぞれ
独立且つアダプティブに制御されるように構成されたオ
クターブ多重フィルタで、周波数領域で広帯域にわた
り、対数的にほぼ均一な間隔で特性を指定できまたサン
プリング時間間隔を順次長くして、入力データをまびい
て演算回路を少なくすることも可能なようになってい
る。
［従来の技術］ 従来のディジタルフィルタは等時間間隔の離散的なサン
プル値を処理するため、所定クロック周波数で動作する
ようになっているので、周波数領域での特性の指定は等
周波数間隔で行われていた。
プル値を処理するため、所定クロック周波数で動作する
ようになっているので、周波数領域での特性の指定は等
周波数間隔で行われていた。
このため広帯域にわたり対数的間隔で特性を指定する従
来のフィルタとしては、複数のアナログフィルタを組合
せて実現しているに過ぎなかった。
来のフィルタとしては、複数のアナログフィルタを組合
せて実現しているに過ぎなかった。
［発明が解決しようとする問題点］ 前者のディジタルフィルタは上述したように等周波数間
隔での特性指定方式をとるため、低域の分解能が粗過ぎ
る一方、高域の分解能が必要以上に細か過ぎ、広帯域化
は非常に困難である。
隔での特性指定方式をとるため、低域の分解能が粗過ぎ
る一方、高域の分解能が必要以上に細か過ぎ、広帯域化
は非常に困難である。
一般にオーディオ機器の特性の評価あるいは指定は周波
数領域で対数間隔で行われるため、従来のディジタルフ
ィルタ、例えばFIR型（有限インパルス応答型）フィル
タを用いる場合、上述した理由で低域では精度の良い特
性を指定できず、高域では逆に必要以上の高精度の特性
指定となってしまい、回路実現上、非常に能率が悪かっ
た。特に従来のFIR型フィルタでグラフィックイコライ
ザのような複雑な周波数特性のものを実現しようとする
場合、かかる制約は免れ得ず、実際にもFIR型フィルタ
を用いたグラフィックイコライザはまだ実用化されてい
ない。
数領域で対数間隔で行われるため、従来のディジタルフ
ィルタ、例えばFIR型（有限インパルス応答型）フィル
タを用いる場合、上述した理由で低域では精度の良い特
性を指定できず、高域では逆に必要以上の高精度の特性
指定となってしまい、回路実現上、非常に能率が悪かっ
た。特に従来のFIR型フィルタでグラフィックイコライ
ザのような複雑な周波数特性のものを実現しようとする
場合、かかる制約は免れ得ず、実際にもFIR型フィルタ
を用いたグラフィックイコライザはまだ実用化されてい
ない。
これに対し後者のフィルタはアナログのアクティブフィ
ルタの加算あるいは乗算方式をとるため、フィルタ間の
干渉があったり、位相と振幅を独立に指定することが困
難であった。特にその位相特性は任意に指定することが
非常に困難であった。
ルタの加算あるいは乗算方式をとるため、フィルタ間の
干渉があったり、位相と振幅を独立に指定することが困
難であった。特にその位相特性は任意に指定することが
非常に困難であった。
本発明の目的はこのような従来技術の問題点を解決する
ため、周波数領域で広帯域にわたり対数的に均一な間隔
で特性を指定できるオクターブ多重フィルタを提供する
にある。
ため、周波数領域で広帯域にわたり対数的に均一な間隔
で特性を指定できるオクターブ多重フィルタを提供する
にある。
［問題点を解決するための手段］ 本発明は上記目的を達成するため、入力信号のサンプリ
ング時間間隔に対し、そのサプリング時間間隔以上の時
間間隔をクロックとして動作する複数のローパス特性を
有する第１及び第２のディジタルフィルタ群及びバンド
パス特性を有するディジタルフィルタ群が設けられ、ロ
ーパス特性の第１及び第２のディジタルフィルタ群はそ
れぞれ直列に接続され、バンドパス特性のディジタルフ
ィルタ群はそれぞれ並列に接続され、ローパス特性の第
１のディジタルフィルタ群のそれぞれの出力がバンドパ
ス特性のディジタルフィルタ群のそれぞれに与えられ、
かつその各出力が振幅位相制御回路を介してローパス特
性の第２のディジタルフィルタ群のそれぞれに加算され
て最終段から出力されるようになっており、各フィルタ
群のそれぞれのフィルタに接続順につけられた番号のう
ち、最大番号のディジタルフィルタの単位遅延素子一段
当りの遅延時間が入力信号のサンプリング時間間隔以上
に設定され、それぞれのフィルタ群においてフィルタの
番号が一つ減少する毎に該フィルタの単位遅延素子一段
当りの遅延時間がAB（Ａ＞1,B＞０）倍となり、かつあ
る番号のローパス特性のディジタルフィタの単位遅延素
子一段当りの遅延時間がそれと同一番号のバンドパス特
性のディジタルフィルタの単位遅延素子一段当りの遅延
時間の整数倍で動作するように構成したことを特徴とす
る。
ング時間間隔に対し、そのサプリング時間間隔以上の時
間間隔をクロックとして動作する複数のローパス特性を
有する第１及び第２のディジタルフィルタ群及びバンド
パス特性を有するディジタルフィルタ群が設けられ、ロ
ーパス特性の第１及び第２のディジタルフィルタ群はそ
れぞれ直列に接続され、バンドパス特性のディジタルフ
ィルタ群はそれぞれ並列に接続され、ローパス特性の第
１のディジタルフィルタ群のそれぞれの出力がバンドパ
ス特性のディジタルフィルタ群のそれぞれに与えられ、
かつその各出力が振幅位相制御回路を介してローパス特
性の第２のディジタルフィルタ群のそれぞれに加算され
て最終段から出力されるようになっており、各フィルタ
群のそれぞれのフィルタに接続順につけられた番号のう
ち、最大番号のディジタルフィルタの単位遅延素子一段
当りの遅延時間が入力信号のサンプリング時間間隔以上
に設定され、それぞれのフィルタ群においてフィルタの
番号が一つ減少する毎に該フィルタの単位遅延素子一段
当りの遅延時間がAB（Ａ＞1,B＞０）倍となり、かつあ
る番号のローパス特性のディジタルフィタの単位遅延素
子一段当りの遅延時間がそれと同一番号のバンドパス特
性のディジタルフィルタの単位遅延素子一段当りの遅延
時間の整数倍で動作するように構成したことを特徴とす
る。
［作用］ 本発明の上述した構成のオクターブ多重フィルタにおい
て、ローパス特性の第１のディジタルフィルタ群からの
各出力信号は直列に該それぞれのフィルタを通過するこ
とによって順次帯域が狭められてゆくと共にそれぞれの
ローパス出力信号にバンドパス特性が乗算されて振幅位
相制御回路に与えられてその振幅と位相がアダプティブ
に制御されると共にローパス特性の第２のディジタルフ
ィルタ群のそれぞれに加算されてノイズがカットされ
る。
て、ローパス特性の第１のディジタルフィルタ群からの
各出力信号は直列に該それぞれのフィルタを通過するこ
とによって順次帯域が狭められてゆくと共にそれぞれの
ローパス出力信号にバンドパス特性が乗算されて振幅位
相制御回路に与えられてその振幅と位相がアダプティブ
に制御されると共にローパス特性の第２のディジタルフ
ィルタ群のそれぞれに加算されてノイズがカットされ
る。
［実施例］ 以下図面に示す実施例を参照して本発明を説明すると、
第１図は本発明によるオクターブ多重フィルタ（４オク
ターブ）の一実施例を示す。同図において、INは音声信
号のようなアナログ信号の入力端子、OUTは出力端子、A
/DなＡ−Ｄ変換器、D/AはＤ−Ａ変換器、LPFは通常のア
ナログタイプのローパスフィルタ、LPF1−ａ〜LPF3−ａ
及びLPF1−ｂ〜LPF3−ｂは例えばFIR型のフィルタを用
いて成るローパス特性を有する第１及び第２のディジタ
ルフィルタ群、BPF1〜BPF4は同様のフィルタを用いて成
るバンドパス特性を有するディジタルフィルタ群、ADD1
〜ADD3は加算回路、COEFF1〜COEFF4は振幅位相制御回
路、CONTはアダプティブ制御回路である。
第１図は本発明によるオクターブ多重フィルタ（４オク
ターブ）の一実施例を示す。同図において、INは音声信
号のようなアナログ信号の入力端子、OUTは出力端子、A
/DなＡ−Ｄ変換器、D/AはＤ−Ａ変換器、LPFは通常のア
ナログタイプのローパスフィルタ、LPF1−ａ〜LPF3−ａ
及びLPF1−ｂ〜LPF3−ｂは例えばFIR型のフィルタを用
いて成るローパス特性を有する第１及び第２のディジタ
ルフィルタ群、BPF1〜BPF4は同様のフィルタを用いて成
るバンドパス特性を有するディジタルフィルタ群、ADD1
〜ADD3は加算回路、COEFF1〜COEFF4は振幅位相制御回
路、CONTはアダプティブ制御回路である。
アダプティブ制御回路CONTは例えば第２図に示す如く構
成される。同図において、DETは帯域の成分の検波器、M
PUはマイクロプロセッサ、である。
成される。同図において、DETは帯域の成分の検波器、M
PUはマイクロプロセッサ、である。
而して前記FIR型フィルタは第３図に示す如く遅延素子S
R、係数乗算器ML、加算器ADから成り、第４図に示すDFT
（離散型フーリエ変換）の手法により目的とする周波数
特性が得られるように係数乗算器MLの係数a-5〜a6を設
定してある。
R、係数乗算器ML、加算器ADから成り、第４図に示すDFT
（離散型フーリエ変換）の手法により目的とする周波数
特性が得られるように係数乗算器MLの係数a-5〜a6を設
定してある。
第３図（ａ）は目的とする周波数特性（ローパス特性）
の関数を示し、同図（ｂ）はこれを逆フーリエ変換した
時間領域の関数を示す。ローパス特性を有する第１及び
第２のディジタルフィルタ群LPF1−ａ〜LPF3−a,LPF1−
ｂ〜LPF3−ｂはそれぞれ直列に接続され、バンドパス特
性を有するディジタルフィルタ群BPF1〜BPF4はそれぞれ
並列に接続されていて、ローパス特性の第１のディジタ
ルフィルタLPF1−ａ〜LPF3−ａのそれぞれの出力はバン
ドパス特性のディジタルフィルタ群BPF1〜BPF4のそれぞ
れに与えられ、その各出力の振幅位相制御回路COEFF1〜
COEFF4を介してローパス特性のディジタルフィルタLPF1
−ｂ〜LPF3−ｂのそれぞれの出力に加算されて取り出さ
れるようになっている。
の関数を示し、同図（ｂ）はこれを逆フーリエ変換した
時間領域の関数を示す。ローパス特性を有する第１及び
第２のディジタルフィルタ群LPF1−ａ〜LPF3−a,LPF1−
ｂ〜LPF3−ｂはそれぞれ直列に接続され、バンドパス特
性を有するディジタルフィルタ群BPF1〜BPF4はそれぞれ
並列に接続されていて、ローパス特性の第１のディジタ
ルフィルタLPF1−ａ〜LPF3−ａのそれぞれの出力はバン
ドパス特性のディジタルフィルタ群BPF1〜BPF4のそれぞ
れに与えられ、その各出力の振幅位相制御回路COEFF1〜
COEFF4を介してローパス特性のディジタルフィルタLPF1
−ｂ〜LPF3−ｂのそれぞれの出力に加算されて取り出さ
れるようになっている。
そして上記各ディジタルフィルタ群において、それぞれ
のフィルタに接続順につけられた番号のうち、最大番号
のディジタルフィルタLPF3−a,LPF3−b,BPF4の単位遅延
素子一段当りの遅延時間nTが入力信号のサンプリング時
間間隔Ｔ以上に設定され、かつそれぞれのフィルタの番
号が一つ減少する毎に該フィルタの単位遅延素子一段当
りの遅延時間がAB（Ａ＞1,B＞０）倍となり、かつある
番号のローパス特性のディジタルフィルタの単位遅延素
子一段当りの遅延時間がそれと同一番号のバンドパス特
性のディジタルフィルタの単位遅延素子一段当りの遅延
時間の整数倍で動作するようになている。
のフィルタに接続順につけられた番号のうち、最大番号
のディジタルフィルタLPF3−a,LPF3−b,BPF4の単位遅延
素子一段当りの遅延時間nTが入力信号のサンプリング時
間間隔Ｔ以上に設定され、かつそれぞれのフィルタの番
号が一つ減少する毎に該フィルタの単位遅延素子一段当
りの遅延時間がAB（Ａ＞1,B＞０）倍となり、かつある
番号のローパス特性のディジタルフィルタの単位遅延素
子一段当りの遅延時間がそれと同一番号のバンドパス特
性のディジタルフィルタの単位遅延素子一段当りの遅延
時間の整数倍で動作するようになている。
更にアダプティブ制御回路CONTは例えば第２図に示す如
くバンドパス特性のディジタルフィルタの各出力BP1〜B
P4を帯域の成分の検波器DETで検波することにより、そ
れぞれの帯域内の成分に応じてマイクロプロセッサMPU
が各振幅位相制御回路COEFF1〜COEFF4の振幅係数及び位
相係数を演算し、所定の制御信号を上記各係数器に送っ
てそれぞれの係数を制御する。
くバンドパス特性のディジタルフィルタの各出力BP1〜B
P4を帯域の成分の検波器DETで検波することにより、そ
れぞれの帯域内の成分に応じてマイクロプロセッサMPU
が各振幅位相制御回路COEFF1〜COEFF4の振幅係数及び位
相係数を演算し、所定の制御信号を上記各係数器に送っ
てそれぞれの係数を制御する。
なお、上記振幅位相制御回路は、例えば、第５図に示す
如く、RAMと乗算器MULと遅延素子SRとから成り、RAMに
は各係数がセットされていて、前記制御信号に応答して
この遅延素子SRより出力を取り出すタイミングのオフセ
ットによりその位相を変化させ、またRAMより取り出さ
れた係数を乗算器MULでBPF1〜BPF4の各出力に乗算する
ことにより振幅を変化させており、上記遅延素子SRは、
バンドパス特性のディジタルフィルタの遅延素子SRと共
用させることも可能である。この実施例では上述の如く
各係数をBPF1〜BPF4の出力に応じて変化させて各係数器
の出力を変化させているが、第１図の構成では帰還がか
かることはなく、系は安定である。
如く、RAMと乗算器MULと遅延素子SRとから成り、RAMに
は各係数がセットされていて、前記制御信号に応答して
この遅延素子SRより出力を取り出すタイミングのオフセ
ットによりその位相を変化させ、またRAMより取り出さ
れた係数を乗算器MULでBPF1〜BPF4の各出力に乗算する
ことにより振幅を変化させており、上記遅延素子SRは、
バンドパス特性のディジタルフィルタの遅延素子SRと共
用させることも可能である。この実施例では上述の如く
各係数をBPF1〜BPF4の出力に応じて変化させて各係数器
の出力を変化させているが、第１図の構成では帰還がか
かることはなく、系は安定である。
さて、上述した構成のオクターブ多重フィルタにおい
て、入力端子INに与えられた入力アナログ信号はＡ−Ｄ
変換器A/Dによりサンプリング周波数f0（サンプリング
レート1/f0sec）でＡ−Ｄ変換され、ローパス特性及び
バンドパス特性の最大番号のディジタルフィルタLPF3−
a,BPF4に加えられる。このフィルタ、例えばLPF1−ａは
それを構成する遅延素子一段当りの遅延時間が1/（f0・
2-2）secである。通常この構成のディジタルフィルタは
クロック周波数をf0・2-2Hzとして使用され、入力信号
のサンプリング周波数もf0・2-2Hzとして使用される。
しかるに上記ディジタルフィルタはクロック周波数と上
記サンプリング周波数が異なるため、このままでは目的
とする処理ができない。このためまず前述のように単位
遅延時間を1/（f0・2-2）secとしてFIR型フィルタの係
数を定め、次に実際のサンプリング間隔1/f0secの入力
信号に対し、クロック周波数をf0Hzにし、かつその係数
のままその単位遅延素子一段当りの遅延時間nT＝1/（f0
・2-2）secとなるように設定する。同様にして他の段の
ディジタルフィルタも設定する。
て、入力端子INに与えられた入力アナログ信号はＡ−Ｄ
変換器A/Dによりサンプリング周波数f0（サンプリング
レート1/f0sec）でＡ−Ｄ変換され、ローパス特性及び
バンドパス特性の最大番号のディジタルフィルタLPF3−
a,BPF4に加えられる。このフィルタ、例えばLPF1−ａは
それを構成する遅延素子一段当りの遅延時間が1/（f0・
2-2）secである。通常この構成のディジタルフィルタは
クロック周波数をf0・2-2Hzとして使用され、入力信号
のサンプリング周波数もf0・2-2Hzとして使用される。
しかるに上記ディジタルフィルタはクロック周波数と上
記サンプリング周波数が異なるため、このままでは目的
とする処理ができない。このためまず前述のように単位
遅延時間を1/（f0・2-2）secとしてFIR型フィルタの係
数を定め、次に実際のサンプリング間隔1/f0secの入力
信号に対し、クロック周波数をf0Hzにし、かつその係数
のままその単位遅延素子一段当りの遅延時間nT＝1/（f0
・2-2）secとなるように設定する。同様にして他の段の
ディジタルフィルタも設定する。
各ディジタルフィルタBPF4〜BPF1及びLPF3−ａ〜LPF1−
ｂの特性は第４図（ａ）〜（ｌ）のようになっており、
順次帯域が狭められて行くそれぞれのローパス特性のデ
ィジタルフィルタLPF3−ａ〜LPF1−ａの各出力信号に、
BPF4〜BPF1の各バンドパス特性が乗算され、更にそれぞ
れの振幅及び位相が振幅位相制御回路COEFF1〜COEFF4で
独立に制御されると共にLPF1−ｂ〜LPF3−ｂに入力して
ノイズをカットして行くことにより第４図（ｍ）のよう
な目的とする特性の出力が得られる。
ｂの特性は第４図（ａ）〜（ｌ）のようになっており、
順次帯域が狭められて行くそれぞれのローパス特性のデ
ィジタルフィルタLPF3−ａ〜LPF1−ａの各出力信号に、
BPF4〜BPF1の各バンドパス特性が乗算され、更にそれぞ
れの振幅及び位相が振幅位相制御回路COEFF1〜COEFF4で
独立に制御されると共にLPF1−ｂ〜LPF3−ｂに入力して
ノイズをカットして行くことにより第４図（ｍ）のよう
な目的とする特性の出力が得られる。
［発明の効果］ 以上説明した所から明らかなように本発明によれば、上
述した構成とすることにより周波数領域（周波数軸上）
で対数的にほぼ均一な間隔で特性を指定でき、また低域
方向へ広帯域化を図れるので分解能が向上し、しかも振
幅と位相をアダプティブに制御可能で、かつサンプリン
グ時間間隔を順次長くしてデータをまびくことにより演
算回数を少なくすることができる。
述した構成とすることにより周波数領域（周波数軸上）
で対数的にほぼ均一な間隔で特性を指定でき、また低域
方向へ広帯域化を図れるので分解能が向上し、しかも振
幅と位相をアダプティブに制御可能で、かつサンプリン
グ時間間隔を順次長くしてデータをまびくことにより演
算回数を少なくすることができる。
かくしてこれらの効果を組み合わせれば、係数演算プロ
グラムを種々用意することにより、種々のノイズ低減、
エンハンサー等のシステムに対応でき、更には自動音場
補正、サラウンド音場等の特殊な効果、機能をもたせる
ことができる。
グラムを種々用意することにより、種々のノイズ低減、
エンハンサー等のシステムに対応でき、更には自動音場
補正、サラウンド音場等の特殊な効果、機能をもたせる
ことができる。
第１図は本発明の一実施例を示すブロック図、第２図は
アダプティブ制御回路の一構成例を示すブロック図、第
３図は上記実施例に用いられるFIR型フィルタの一構成
例を示す図、第４図は該フィルタの特性図、第５図は振
幅位相制御回路の一構成例を示す図、第６図は上記実施
例における各ディジタルフィルタの出力特性図である。 LPF1−ａ〜LPF3−ｂ……ローパス特性を有するディジタ
ルフィルタ、 BPF1〜BPF4……バンドパス特性を有するディジタルフィ
ルタ、 COEFF1〜COEFF4……振幅位相制御回路、 ADD1〜ADD3……加算回路、 CONT……アダプティブ制御回路。
アダプティブ制御回路の一構成例を示すブロック図、第
３図は上記実施例に用いられるFIR型フィルタの一構成
例を示す図、第４図は該フィルタの特性図、第５図は振
幅位相制御回路の一構成例を示す図、第６図は上記実施
例における各ディジタルフィルタの出力特性図である。 LPF1−ａ〜LPF3−ｂ……ローパス特性を有するディジタ
ルフィルタ、 BPF1〜BPF4……バンドパス特性を有するディジタルフィ
ルタ、 COEFF1〜COEFF4……振幅位相制御回路、 ADD1〜ADD3……加算回路、 CONT……アダプティブ制御回路。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (56)参考文献 特開 昭63−260314（ＪＰ，Ａ) 特開 昭63−252010（ＪＰ，Ａ) 特開 昭63−51713（ＪＰ，Ａ) 特開 昭63−250209（ＪＰ，Ａ)
Claims (1)
- 【請求項１】入力信号のサンプリング時間間隔に対し、
そのサンプリング時間間隔以上の時間間隔をクロックと
して動作する複数のローパス特性を有する第１及び第２
のディジタルフィルタ群及びバンドパス特性を有するデ
ィジタルフィルタ群が設けられ、ローパス特性の第１及
び第２のディジタルフィルタ群はそれぞれ直列に接続さ
れ、バンドパス特性のディジタルフィルタ群はそれぞれ
並列に接続され、ローパス特性の第１のディジタルフィ
ルタ群のそれぞれの出力がバンドパス特性のディジタル
フィルタ群のそれぞれに与えられ、かつその各出力が振
幅位相制御回路を介してローパス特性の第２のディジタ
ルフィルタ群のそれぞれに加算されて最終段から出力さ
れるようになっており、各フィルタ群のそれぞれのフィ
ルタに接続順につけられた番号のうち、最大番号のディ
ジタルフィルタの単位遅延素子一段当りの遅延時間が入
力信号のサプリング時間間隔以上に設定され、それぞれ
のフィルタ群においてフィルタの番号が一つ減少する毎
に該フィルタの単位遅延素子一段当りの遅延時間がA
B（Ａ＞1,B＞０）倍となり、かつある番号のローパス特
性のディジタルフィルタの単位遅延素子一段当りの遅延
時間がそれと同一番号のバンドパス特性のディジタルフ
ィルタの単位遅延素子一段当りの遅延時間の整数倍で動
作するようになっており、各バンドパス特性のディジタ
ルフィルタの出力信号に応じて前記各振幅位相制御回路
の振幅係数及び位相係数を制御する制御手段を備えたこ
とを特徴とするオクターブ多重フィルタ。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP10146187A JPH0728201B2 (ja) | 1987-04-24 | 1987-04-24 | オクタ−ブ多重フイルタ |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP10146187A JPH0728201B2 (ja) | 1987-04-24 | 1987-04-24 | オクタ−ブ多重フイルタ |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS63267007A JPS63267007A (ja) | 1988-11-04 |
| JPH0728201B2 true JPH0728201B2 (ja) | 1995-03-29 |
Family
ID=14301343
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP10146187A Expired - Lifetime JPH0728201B2 (ja) | 1987-04-24 | 1987-04-24 | オクタ−ブ多重フイルタ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0728201B2 (ja) |
-
1987
- 1987-04-24 JP JP10146187A patent/JPH0728201B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS63267007A (ja) | 1988-11-04 |
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