JPH0770952B2 - オクタ−ブ多重フイルタ - Google Patents
オクタ−ブ多重フイルタInfo
- Publication number
- JPH0770952B2 JPH0770952B2 JP61189118A JP18911886A JPH0770952B2 JP H0770952 B2 JPH0770952 B2 JP H0770952B2 JP 61189118 A JP61189118 A JP 61189118A JP 18911886 A JP18911886 A JP 18911886A JP H0770952 B2 JPH0770952 B2 JP H0770952B2
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- Japan
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- characteristic
- pass
- band
- filter
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Description
【発明の詳細な説明】 ［産業上の利用分野］ 本発明は規則的にローパス特性とバンドパス特性のディ
ジタルフィルタを組合せて構成したオクターブ多重フィ
ルタに関する。
ジタルフィルタを組合せて構成したオクターブ多重フィ
ルタに関する。
［発明の概要］ 本発明のオクターブ多重フィルタは、例えば、バンドパ
ス特性とローパス特性をそれぞれ有する１対のディジタ
ルフィルタ（FIR型フィルタ）から成るフィルタ段を複
数段所定の規則に従って入出力間に並設したオクターブ
多重フィルタで、周波数領域で広帯域にわたり、対数的
に均一な間隔で特性を指定できるようになっている。
ス特性とローパス特性をそれぞれ有する１対のディジタ
ルフィルタ（FIR型フィルタ）から成るフィルタ段を複
数段所定の規則に従って入出力間に並設したオクターブ
多重フィルタで、周波数領域で広帯域にわたり、対数的
に均一な間隔で特性を指定できるようになっている。
［従来の技術］ 従来のディジタルフィルタは等時間間隔の離散的なサン
プル値を処理するため、所定クロック周波数で動作する
ようになっているので、周波数領域での特性の指定は等
周波数間隔で行われていた。
プル値を処理するため、所定クロック周波数で動作する
ようになっているので、周波数領域での特性の指定は等
周波数間隔で行われていた。
このため広帯域にわたり対数的間隔で特性を指定する従
来のフィルタとしては、複数のアナログフィルタを組合
せて実現しているに過ぎなかった。
来のフィルタとしては、複数のアナログフィルタを組合
せて実現しているに過ぎなかった。
［発明が解決しようとする問題点］ 前者のディジタルフィルタは上述したように等周波数間
隔での特性指定方式をとるため、低域の分解能が粗過ぎ
る一方、高域の分解能が必要以上に細か過ぎ、広帯域化
は非常に困難である。
隔での特性指定方式をとるため、低域の分解能が粗過ぎ
る一方、高域の分解能が必要以上に細か過ぎ、広帯域化
は非常に困難である。
一般にオーディオ機器の特性の評価あるいは指定は周波
数領域で対数間隔で行われるため、従来のディジタルフ
ィルタ、例えばFIR型（有限インパルス応答型）フィル
タを用いる場合、上述した理由で低域では精度の良い特
性を指定できず、高域では逆に必要以上の高精度の特性
指定となってしまい、回路実現上、非常に能率が悪かっ
た。特に従来のFIR型フィルタでグラフィックイコライ
ザのような複雑な周波数特性のものを実現しようとする
場合、かかる制約は免れ得ず、実際にもFIR型フィルタ
を用いたグラフィックイコライザはまだ実用化されてい
ない。
数領域で対数間隔で行われるため、従来のディジタルフ
ィルタ、例えばFIR型（有限インパルス応答型）フィル
タを用いる場合、上述した理由で低域では精度の良い特
性を指定できず、高域では逆に必要以上の高精度の特性
指定となってしまい、回路実現上、非常に能率が悪かっ
た。特に従来のFIR型フィルタでグラフィックイコライ
ザのような複雑な周波数特性のものを実現しようとする
場合、かかる制約は免れ得ず、実際にもFIR型フィルタ
を用いたグラフィックイコライザはまだ実用化されてい
ない。
これに対し後者のフィルタはアナログのアクティブフィ
ルタの加算あるいは乗算方式をとるため、フィルタ間の
干渉があったり、位相と振幅を独立に指定することが困
難であった。特にその位相特性は任意に指定することが
非常に困難であった。
ルタの加算あるいは乗算方式をとるため、フィルタ間の
干渉があったり、位相と振幅を独立に指定することが困
難であった。特にその位相特性は任意に指定することが
非常に困難であった。
本発明の目的はこのような従来技術の問題点を解決する
ため、周波数領域で広帯域にわたり対数的に均一な間隔
で特性を指定できるオクターブ多重フィルタを提供する
にある。
ため、周波数領域で広帯域にわたり対数的に均一な間隔
で特性を指定できるオクターブ多重フィルタを提供する
にある。
［問題点を解決するための手段］ 前記目的を達成するため本願の第１番目の発明は、入力
信号のサンプリング時間間隔に対し、その時間間隔をク
ロックとして動作するバンドパス特性とローパス特性を
有する複数のディジタルフィルタ群が設けられ、ローパ
ス特性のディジタルフィルタ群は直列に接続され、かつ
バンドパス特性のディジタルフィルタ群は並列に接続さ
れており、入力信号がバンドパス特性のディジタルフィ
ルタ群のそれぞれに与えられ、その各出力がローパス特
性のディジタルフィルタ群のそれぞれの入力に与えられ
るようになっていて、各ディジタルフィルタ群において
接続順に番号をつけると、最大番号のディジタルフィル
タの単位遅延素子一段当りの遅延時間が入力信号のサン
プリング時間間隔以上で、それぞれのディジタルフィル
タ群では番号が一つ減少する毎にそのディジタルフィル
タの一段当りの遅延時間がAB（Ａ＞1,B＞０）倍となっ
ており、ある番号のローパス特性のディジタルフィルタ
の単位遅延素子一段当りの遅延時間がそれと同番号のバ
ンドパス特性のディジタルフィルタの単位遅延素子一段
当りの遅延時間の整数倍であることを要旨とする。
信号のサンプリング時間間隔に対し、その時間間隔をク
ロックとして動作するバンドパス特性とローパス特性を
有する複数のディジタルフィルタ群が設けられ、ローパ
ス特性のディジタルフィルタ群は直列に接続され、かつ
バンドパス特性のディジタルフィルタ群は並列に接続さ
れており、入力信号がバンドパス特性のディジタルフィ
ルタ群のそれぞれに与えられ、その各出力がローパス特
性のディジタルフィルタ群のそれぞれの入力に与えられ
るようになっていて、各ディジタルフィルタ群において
接続順に番号をつけると、最大番号のディジタルフィル
タの単位遅延素子一段当りの遅延時間が入力信号のサン
プリング時間間隔以上で、それぞれのディジタルフィル
タ群では番号が一つ減少する毎にそのディジタルフィル
タの一段当りの遅延時間がAB（Ａ＞1,B＞０）倍となっ
ており、ある番号のローパス特性のディジタルフィルタ
の単位遅延素子一段当りの遅延時間がそれと同番号のバ
ンドパス特性のディジタルフィルタの単位遅延素子一段
当りの遅延時間の整数倍であることを要旨とする。
更に本願の第２番目の発明は第１番目の発明が入力並列
型であるのに対し、出力並列型、即ち、ローパス特性の
ディジタルフィルタのそれぞれの出力がバンドパス特性
の各ディジタルフィルタに与えられると共にそれぞれの
出力が加算されて取り出されるように構成したことを要
旨としている。
型であるのに対し、出力並列型、即ち、ローパス特性の
ディジタルフィルタのそれぞれの出力がバンドパス特性
の各ディジタルフィルタに与えられると共にそれぞれの
出力が加算されて取り出されるように構成したことを要
旨としている。
［作用］ 上述した本願の第１番目の発明において、上記ローパス
及びバンドパス特性のディジタルフィルタとしては、例
えばFIR型フィルタが使用され、ローパス特性のディジ
タルフィルタはバンドパス特性のディジタルフィルタの
奇数番目の通過域を消去するように動作し、両者を１対
として各フィルタ段を構成して、各段のディジタルフィ
ルタを構成する遅延素子の単位遅延時間を変えて多重に
使用される。
及びバンドパス特性のディジタルフィルタとしては、例
えばFIR型フィルタが使用され、ローパス特性のディジ
タルフィルタはバンドパス特性のディジタルフィルタの
奇数番目の通過域を消去するように動作し、両者を１対
として各フィルタ段を構成して、各段のディジタルフィ
ルタを構成する遅延素子の単位遅延時間を変えて多重に
使用される。
本願の第２番目の発明は第１番目の発明と基本的に等価
であり、従ってその動作も全く同様である。
であり、従ってその動作も全く同様である。
［発明の実施例］ 以下図面に示す実施例を参照して本発明を説明すると、
第１図は本願の第１番目の発明によるオクターブ多重フ
ィルタ（５オクターブ）の一実施入れを示す。同図にお
いて、INは入力端子、OUTは出力端子、A/DはＡ−Ｄ変換
器、D/AはＤ−Ａ変換器、LPFは通常のアナログのローパ
スフィルタ、S0〜S4は例えばFIR型フィルタを用いて成
るバンドパス特性を有するディジタルフィルタ、F0〜F4
は同様のフィルタを用いて成るローパス特性を有するデ
ィジタルフィルタ、D0〜D4は加算回路である。
第１図は本願の第１番目の発明によるオクターブ多重フ
ィルタ（５オクターブ）の一実施入れを示す。同図にお
いて、INは入力端子、OUTは出力端子、A/DはＡ−Ｄ変換
器、D/AはＤ−Ａ変換器、LPFは通常のアナログのローパ
スフィルタ、S0〜S4は例えばFIR型フィルタを用いて成
るバンドパス特性を有するディジタルフィルタ、F0〜F4
は同様のフィルタを用いて成るローパス特性を有するデ
ィジタルフィルタ、D0〜D4は加算回路である。
而して上記FIR型フィルタは、第２図に示す如く遅延素
子SR、係数乗算器ML、加算器ADから成り、第３図に示す
DFT（離散型フーリエ変換）の手法により目的とする周
波数特性が得られるように係数乗算器MLの係数a-5〜a6
を定めてある。
子SR、係数乗算器ML、加算器ADから成り、第３図に示す
DFT（離散型フーリエ変換）の手法により目的とする周
波数特性が得られるように係数乗算器MLの係数a-5〜a6
を定めてある。
第３図（ａ）は目的とする周波数特性（ローパス特性）
の関数を示し、同図（ｂ）はこれを逆フーリエ変換した
時間領域の関数を示す。
の関数を示し、同図（ｂ）はこれを逆フーリエ変換した
時間領域の関数を示す。
このような構成のバンドパス特性及びローパス特性を有
するディジタルフィルタのそれぞれの１帯（S0,F0）〜
（S4,F4）から各フィルタ段が構成され、入出力間に並
列の形で構成されている。
するディジタルフィルタのそれぞれの１帯（S0,F0）〜
（S4,F4）から各フィルタ段が構成され、入出力間に並
列の形で構成されている。
そしてこの各フィルタ段において、上記バンドパス特性
のディジタルフィルタS0〜S4はそれぞれ、一段当りの遅
延時間nTがＡ−Ｄ変換器A/Dにおける入力信号のサンプ
リング時間間隔を基準時間間隔Ｔとして、この基準時間
間隔に対して整数倍の時間間隔群T,2T,3T・・・のうち
の一つの時間間隔で動作する遅延素子S0−１〜S4−５を
有している。また前記ローパス特性のディジタルフィル
タF0〜F4は一段当りの遅延時間が対応する上記バンドパ
ス特性のディジタルフィルタS0〜S4の遅延素子一段当り
の遅延時間の整数分の一の遅延時間で動作する遅延素子
F0−１〜F4−５を有している。
のディジタルフィルタS0〜S4はそれぞれ、一段当りの遅
延時間nTがＡ−Ｄ変換器A/Dにおける入力信号のサンプ
リング時間間隔を基準時間間隔Ｔとして、この基準時間
間隔に対して整数倍の時間間隔群T,2T,3T・・・のうち
の一つの時間間隔で動作する遅延素子S0−１〜S4−５を
有している。また前記ローパス特性のディジタルフィル
タF0〜F4は一段当りの遅延時間が対応する上記バンドパ
ス特性のディジタルフィルタS0〜S4の遅延素子一段当り
の遅延時間の整数分の一の遅延時間で動作する遅延素子
F0−１〜F4−５を有している。
更に各フィルタ段は前記加算回路D0〜D4を介して図示の
如く結合されている。即ち、各フィルタ段はより長い遅
延時間で動作する遅延素子を有するバンドパス特性ある
いはローパス特性のディジタルフィルタの段が上位の段
と（S4〜S0,F4〜F0の順）定義すると、各フィルタ段の
バンドパス特性のディジタルフィルタの出力がその段よ
り一段上のローパス特性のディジタルフィルタの出力と
加算されて、自己の段のローパス特性のディジタルフィ
ルタに入力されるように接続されている。
如く結合されている。即ち、各フィルタ段はより長い遅
延時間で動作する遅延素子を有するバンドパス特性ある
いはローパス特性のディジタルフィルタの段が上位の段
と（S4〜S0,F4〜F0の順）定義すると、各フィルタ段の
バンドパス特性のディジタルフィルタの出力がその段よ
り一段上のローパス特性のディジタルフィルタの出力と
加算されて、自己の段のローパス特性のディジタルフィ
ルタに入力されるように接続されている。
さて、上述した構成のオクターブ多重フィルタにおい
て、入力端子INに与えられた入力信号はＡ−Ｄ変換器A/
Dによりサンプリング周波数f0（サンプリングレート1/f
0sec）でＡ−Ｄ変換され、バンドパス特性のディジタル
フィルタS0〜S4に加えられる。このフィルタ例えばS4は
それを構成する遅延素子一段当りの遅延時間が1/f02-4s
ecである。通常この構成のディジタルフィルタは、クロ
ック周波数をf02-4Hzとして使用され、入力信号のサン
プリング周波数もf02-4Hzとて使用される。そのため、
クロック周波数と上記サンプリング周波数が異なるた
め、このままでは目的とする処理ができない。このため
本発明ではまず前述のように単位遅延時間を1/f02-4sec
としてFIR型フィルタの係数を定め、次に実際のサンプ
リング間隔1/f0secの入力信号に対し、クロック周波数
をf0Hzにし、かつその係数のままその遅延素子S4−１の
一段当りの遅延時間nT＝1/f02-4secとなるに設定する。
同様にして他の段のディジタルフィルタも設定する。
て、入力端子INに与えられた入力信号はＡ−Ｄ変換器A/
Dによりサンプリング周波数f0（サンプリングレート1/f
0sec）でＡ−Ｄ変換され、バンドパス特性のディジタル
フィルタS0〜S4に加えられる。このフィルタ例えばS4は
それを構成する遅延素子一段当りの遅延時間が1/f02-4s
ecである。通常この構成のディジタルフィルタは、クロ
ック周波数をf02-4Hzとして使用され、入力信号のサン
プリング周波数もf02-4Hzとて使用される。そのため、
クロック周波数と上記サンプリング周波数が異なるた
め、このままでは目的とする処理ができない。このため
本発明ではまず前述のように単位遅延時間を1/f02-4sec
としてFIR型フィルタの係数を定め、次に実際のサンプ
リング間隔1/f0secの入力信号に対し、クロック周波数
をf0Hzにし、かつその係数のままその遅延素子S4−１の
一段当りの遅延時間nT＝1/f02-4secとなるに設定する。
同様にして他の段のディジタルフィルタも設定する。
ディジタルフィルタS4の出力特性は第４図（ａ）に示す
ようになっており、次にその奇数番目の通過域を消去す
るため、遅延素子一段当りの遅延時間が1/f02-3secのロ
ーパス特性のディジタルフィルタF4に入力される。F4の
出力特性は第４図（ｂ）のようになっている。このF4の
出力は遅延素子一段当りの遅延時間が1/f02-3secのバン
ドパス特性のディジタルフィルタS3の出力と、加算回路
D4により加算される。第４図（ｃ）はこの加算された特
性を示す。
ようになっており、次にその奇数番目の通過域を消去す
るため、遅延素子一段当りの遅延時間が1/f02-3secのロ
ーパス特性のディジタルフィルタF4に入力される。F4の
出力特性は第４図（ｂ）のようになっている。このF4の
出力は遅延素子一段当りの遅延時間が1/f02-3secのバン
ドパス特性のディジタルフィルタS3の出力と、加算回路
D4により加算される。第４図（ｃ）はこの加算された特
性を示す。
更にS3の奇数番目の通過域を消去するために、遅延素子
一段当りの遅延時間が1/f02-2secのローパス特性のディ
ジタルフィルタF3に入力される。F3の出力特性は第４図
（ｄ）のようになっている。
一段当りの遅延時間が1/f02-2secのローパス特性のディ
ジタルフィルタF3に入力される。F3の出力特性は第４図
（ｄ）のようになっている。
以下同様の処理を繰返し、最後のディジタルフィルタF0
より第５図に示す如き目的の特性の出力が得られる。
より第５図に示す如き目的の特性の出力が得られる。
第６図及び第７図はそれぞれ本願の第２番目及び第３番
目の発明によるオクターブ多重フィルタの各実施例で、
第６図の実施例は入力並列型、即ち、入力信号が並列接
続されたバンドパス特性のディジタルフィルタBP1〜BP5
に与えられ、それぞれの出力が振幅位相係数器COE1〜CO
E5を介して直列接続されたローパス特性のディジタルフ
ィルタLP1〜LP4の各々に与えられるようになっている
が、第７図の実施例は出力並列型、即ち、直列接続され
たローパス特性のディジタルフィルタLP4〜LP1のそれぞ
れの出力を、並列接続されたバンドパス特性のディジタ
ルフィルタBP5〜BP1に与えられると共にそれぞれの出力
が振幅位相係数器COE5〜COE1を介して加算器D5にて加算
されて取り出されるようになっている。
目の発明によるオクターブ多重フィルタの各実施例で、
第６図の実施例は入力並列型、即ち、入力信号が並列接
続されたバンドパス特性のディジタルフィルタBP1〜BP5
に与えられ、それぞれの出力が振幅位相係数器COE1〜CO
E5を介して直列接続されたローパス特性のディジタルフ
ィルタLP1〜LP4の各々に与えられるようになっている
が、第７図の実施例は出力並列型、即ち、直列接続され
たローパス特性のディジタルフィルタLP4〜LP1のそれぞ
れの出力を、並列接続されたバンドパス特性のディジタ
ルフィルタBP5〜BP1に与えられると共にそれぞれの出力
が振幅位相係数器COE5〜COE1を介して加算器D5にて加算
されて取り出されるようになっている。
なお、第６図及び第７図の実施例において、接続順で最
大番号のディジタルフィルタLP4,BP5の一段当りの遅延
時間が入力信号のサンプリング時間間隔以上であり、ま
たそれぞれのディジタルフィルタ群LP1〜LP4,BP1〜BP5
において番号が一つ減少する毎にディジタルフィルタの
単位遅延素子一段当りの遅延時間がAB（Ａ＞1,B＞０）
倍となっていて、かつある番号のローパス特性のディジ
タルフィルタの単位遅延素子一段当りの遅延時間がそれ
と同番号のバンドパス特性のディジタルフィルタの単位
遅延素子一段当りの遅延時間のｎ（ｎは整数）倍で動作
するようになっている。
大番号のディジタルフィルタLP4,BP5の一段当りの遅延
時間が入力信号のサンプリング時間間隔以上であり、ま
たそれぞれのディジタルフィルタ群LP1〜LP4,BP1〜BP5
において番号が一つ減少する毎にディジタルフィルタの
単位遅延素子一段当りの遅延時間がAB（Ａ＞1,B＞０）
倍となっていて、かつある番号のローパス特性のディジ
タルフィルタの単位遅延素子一段当りの遅延時間がそれ
と同番号のバンドパス特性のディジタルフィルタの単位
遅延素子一段当りの遅延時間のｎ（ｎは整数）倍で動作
するようになっている。
第６図及び第７図の実施例は基本的には第１図の実施例
と等価で動作は全く同様であり、第６図の実施例がバン
ドパス特性のディジタルフィルタ群BP1〜BP5のそれぞれ
のバンドパス出力信号の不要な帯域成分をローパス特性
のディジタルフィルタ群LP1〜LP4で順次消去して行くの
に対し、第７図の実施例は順次帯域が狭められて行くフ
ィルタLP1〜LP4の各ローパス信号出力に、フィルタBP1
〜BP5の各バンドパス特性出力を乗算する方式をとって
いる。
と等価で動作は全く同様であり、第６図の実施例がバン
ドパス特性のディジタルフィルタ群BP1〜BP5のそれぞれ
のバンドパス出力信号の不要な帯域成分をローパス特性
のディジタルフィルタ群LP1〜LP4で順次消去して行くの
に対し、第７図の実施例は順次帯域が狭められて行くフ
ィルタLP1〜LP4の各ローパス信号出力に、フィルタBP1
〜BP5の各バンドパス特性出力を乗算する方式をとって
いる。
第８図は第７図の一実施例として、AB＝２′,n＝２の場
合の各ディジタルフィルタの出力特性を示す。
合の各ディジタルフィルタの出力特性を示す。
第６図の実施例では入力段のバンドパス特性のディジタ
ルフィルタ群の遅延素子としてのランダムアクセスメモ
リ（RAM）を共用できるので、メモリーが節約され、設
計もその分だけ簡単になる。
ルフィルタ群の遅延素子としてのランダムアクセスメモ
リ（RAM）を共用できるので、メモリーが節約され、設
計もその分だけ簡単になる。
また第７図の実施例ではそれぞれの帯域の成分も分離し
て取り出せるので、他の機能を付加する用途に好適であ
る。
て取り出せるので、他の機能を付加する用途に好適であ
る。
［発明の効果］ 以上説明した所から明らかなように本発明によれば、上
述した構成とすることにより周波数領域（周波数軸上）
で対数的に均一な間隔で特性を指定でき、また低域方向
へ広帯域化を図れるので分解能が向上し、しかも振幅と
位相を独立に指定できると共に各フィルタ間の干渉を任
意に小さくすることができる。
述した構成とすることにより周波数領域（周波数軸上）
で対数的に均一な間隔で特性を指定でき、また低域方向
へ広帯域化を図れるので分解能が向上し、しかも振幅と
位相を独立に指定できると共に各フィルタ間の干渉を任
意に小さくすることができる。
第１図は本発明の一実施例を示すブロック図、第２図は
該実施例に用いられるFIR型フィルタの一構成例を示す
図、第３図は該フィルタの特性図、第４図は上記実施例
における各ディジタルフィルタの出力特性図、第５図は
目的とする特性の出力の図、第６図及び第７図は本発明
の他の実施例を示すブロック図、第８図はその実施例に
おける各ディジタルフィルタの出力特性図である。 S0〜S4……バンドパス特性を有するディジタルフィルタ F0〜F4……ローパス特性を有するディジタルフィルタ、 D0〜D5……加算回路、 A/D……Ａ−Ｄ変換器、 D/A……Ｄ−Ａ変換器。
該実施例に用いられるFIR型フィルタの一構成例を示す
図、第３図は該フィルタの特性図、第４図は上記実施例
における各ディジタルフィルタの出力特性図、第５図は
目的とする特性の出力の図、第６図及び第７図は本発明
の他の実施例を示すブロック図、第８図はその実施例に
おける各ディジタルフィルタの出力特性図である。 S0〜S4……バンドパス特性を有するディジタルフィルタ F0〜F4……ローパス特性を有するディジタルフィルタ、 D0〜D5……加算回路、 A/D……Ａ−Ｄ変換器、 D/A……Ｄ−Ａ変換器。
Claims (2)
- 【請求項１】入力信号のサンプリング時間間隔に対し、
その時間間隔をクロックとして動作するバンドパス特性
とローパス特性を有する複数のディジタルフィルタ群が
設けられ、ローパス特性のディジタルフィルタ群は直列
に接続され、かつバンドパス特性のディジタルフィルタ
群は並列に接続されており、入力信号がバンドパス特性
のディジタルフィルタ群のそれぞれに与えられ、その各
出力がローパス特性のディジタルフィルタ群のそれぞれ
の入力に与えられるようになっていて、各ディジタルフ
ィルタ群において接続順に番号をつけると、最大番号の
ディジタルフィルタの単位遅延素子一段当りの遅延時間
が入力信号のサンプリング時間間隔以上で、それぞれの
ディジタルフィルタ群では番号が一つ減少する毎にその
ディジタルフィルタの一段当りの遅延時間がAB（Ａ＞1,
B＞０）倍となっており、ある番号のローパス特性のデ
ィジタルフィルタの単位遅延素子一段当りの遅延時間が
それと同番号のバンドパス特性のディジタルフィルタの
単位遅延素子一段当りの整数倍であることを特徴とする
オクターブ多重フィルタ。 - 【請求項２】入力信号のサンプリング時間間隔に対し、
その時間間隔をクロックとして動作するバンドパス特性
とローパス特性を有する複数のディジタルフィルタ群が
設けられ、ローパス特性のディジタルフィルタ群は直列
に接続され、かつバンドパス特性のディジタルフィルタ
群は並列に接続されており、ローパス特性のディジタル
フィルタ群のそれぞれの出力がバンドパス特性の各ディ
ジタルフィルタ群のそれぞれに与えられると共にバンド
パス特性のディジタルフィルタ群のそれぞれの出力が加
算されて取り出されるようになっていて、各ディジタル
フィルタ群において接続順に番号をつけると、最大番号
のディジタルフィルタの単位遅延素子一段当りの遅延時
間が入力信号のサンプリング時間間隔以下で、それぞれ
のディジタルフィルタ群では番号が一つ減少する毎にそ
のディジタルフィルタの一段当りの遅延時間がAB（Ａ＞
1,B＞０）倍となっており、ある番号のローパス特性の
ディジタルフィルタの単位遅延素子一段当りの遅延時間
がそれと同番号のバンドパス特性のディジタルフィルタ
の単位遅延素子一段当りの遅延時間の整数倍であること
を特徴とするオクターブ多重フィルタ。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US06/943,448 US4779217A (en) | 1985-12-27 | 1986-12-16 | Octave multiple filter |
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP60-296678 | 1985-12-27 | ||
| JP29667885 | 1985-12-27 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS63126309A JPS63126309A (ja) | 1988-05-30 |
| JPH0770952B2 true JPH0770952B2 (ja) | 1995-07-31 |
Family
ID=17836659
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP61189118A Expired - Lifetime JPH0770952B2 (ja) | 1985-12-27 | 1986-08-11 | オクタ−ブ多重フイルタ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0770952B2 (ja) |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0770950B2 (ja) * | 1985-12-27 | 1995-07-31 | 京セラ株式会社 | オクタ−ブ多重フイルタ |
| JPH0770951B2 (ja) * | 1985-12-27 | 1995-07-31 | 京セラ株式会社 | オクタ−ブ多重フイルタ |
Family Cites Families (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0770950B2 (ja) * | 1985-12-27 | 1995-07-31 | 京セラ株式会社 | オクタ−ブ多重フイルタ |
| JPH0770951B2 (ja) * | 1985-12-27 | 1995-07-31 | 京セラ株式会社 | オクタ−ブ多重フイルタ |
-
1986
- 1986-08-11 JP JP61189118A patent/JPH0770952B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS63126309A (ja) | 1988-05-30 |
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