JPH07297741A - ミクサ回路 - Google Patents
ミクサ回路Info
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- JPH07297741A JPH07297741A JP9103094A JP9103094A JPH07297741A JP H07297741 A JPH07297741 A JP H07297741A JP 9103094 A JP9103094 A JP 9103094A JP 9103094 A JP9103094 A JP 9103094A JP H07297741 A JPH07297741 A JP H07297741A
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Abstract
(57)【要約】
【目的】本発明は、ＲＦ高周波信号を入力しＩＦ信号を
出力するトランスとＦＥＴの非飽和領域でのスイッチン
グ動作を利用するパッシブミクサにおいて、その目的
は、数１００ＭＨｚ以上の高い周波数でも変換損失が小
さく歪特性が良好なミクサを提供することにある。 【構成】従来のパッシブミクサのトランスには互いに結
合し合う３つのインダクタを用いていたのに対し、互い
に結合し合う２つのインダクタを２組用いたバラン構成
のトランスを用いることで、トランスのインダクタのイ
ンピーダンスやインダクタの磁気的結合量のバラツキを
小とした。 【効果】ＣＡＴＶ放送受信機等に用いられるダブルスー
パ方式のチューナのコンバータ装置のように低歪でしか
も１ＧＨｚ以上の高い周波数まで動作が要求されるチュ
ーナ装置に有効である。
出力するトランスとＦＥＴの非飽和領域でのスイッチン
グ動作を利用するパッシブミクサにおいて、その目的
は、数１００ＭＨｚ以上の高い周波数でも変換損失が小
さく歪特性が良好なミクサを提供することにある。 【構成】従来のパッシブミクサのトランスには互いに結
合し合う３つのインダクタを用いていたのに対し、互い
に結合し合う２つのインダクタを２組用いたバラン構成
のトランスを用いることで、トランスのインダクタのイ
ンピーダンスやインダクタの磁気的結合量のバラツキを
小とした。 【効果】ＣＡＴＶ放送受信機等に用いられるダブルスー
パ方式のチューナのコンバータ装置のように低歪でしか
も１ＧＨｚ以上の高い周波数まで動作が要求されるチュ
ーナ装置に有効である。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、電界効果トランジスタ
（以下ＦＥＴと略す）を使用したチューナやコンバータ
などのミクサ装置に関するもので、特に、低歪で、１Ｇ
Ｈｚ以上の高い周波数まで動作が要求されるＣＡＴＶ放
送受信用等のダブルスーパ方式のチューナのコンバータ
装置などに使用して特に有効なものに関する。
（以下ＦＥＴと略す）を使用したチューナやコンバータ
などのミクサ装置に関するもので、特に、低歪で、１Ｇ
Ｈｚ以上の高い周波数まで動作が要求されるＣＡＴＶ放
送受信用等のダブルスーパ方式のチューナのコンバータ
装置などに使用して特に有効なものに関する。
【０００２】
【従来の技術】ＦＥＴを非飽和領域でスイッチ動作させ
ることで周波数変換を行なうミクサ（以下、パッシブミ
クサと略す）の従来例を図を用いて説明する。図５は従
来のＦＥＴを用いたパッシブミクサを示したもので、Ｆ
ＥＴ１０、１１によるミクサのゲートに局部発振器１６
により局部発振信号を供給する。またａは互いに磁気的
に結合しあう３つのインダクタ７〜９により構成される
トランスで、ＲＦ高周波信号入力端子１からの信号を入
力するとともに、インダクタ８と９の接続点ｂより引き
出したＩＦ信号出力端子３より中間周波信号（以下、Ｉ
Ｆ信号と略す）を出力する働きも兼ねている。以上のよ
うに構成された従来のパッシブミクサの動作を次に説明
する。
ることで周波数変換を行なうミクサ（以下、パッシブミ
クサと略す）の従来例を図を用いて説明する。図５は従
来のＦＥＴを用いたパッシブミクサを示したもので、Ｆ
ＥＴ１０、１１によるミクサのゲートに局部発振器１６
により局部発振信号を供給する。またａは互いに磁気的
に結合しあう３つのインダクタ７〜９により構成される
トランスで、ＲＦ高周波信号入力端子１からの信号を入
力するとともに、インダクタ８と９の接続点ｂより引き
出したＩＦ信号出力端子３より中間周波信号（以下、Ｉ
Ｆ信号と略す）を出力する働きも兼ねている。以上のよ
うに構成された従来のパッシブミクサの動作を次に説明
する。
【０００３】局部発振器１６による局部発振信号は発振
信号の半周期ごとにＦＥＴ１０、１１のうちどちらかを
オン状態とし、もう一方をオフ状態とする。例えば、Ｆ
ＥＴ１０のゲートに入力される局部発振信号が正となる
半周期にはＦＥＴ１０がオン状態、ＦＥＴ１１がオフ状
態となりインダクタ８はＦＥＴ１０を介し接地されるた
め、ＲＦ高周波信号入力端子１からの信号がインダクタ
７と８により直流阻止用コンデンサ４を介しＩＦ信号出
力端子３に出力される。次にＦＥＴ１０のゲートに入力
される局部発振信号が負となる半周期にはＦＥＴ１０が
オフ状態、ＦＥＴ１１がオン状態となりインダクタ７９
がＦＥＴ１１を介し接地され、ＲＦ高周波信号入力端子
１からの信号がインダクタ７と９によりＩＦ信号出力端
子３より出力される。このときＦＥＴ１１を介し接地さ
れるインダクタ９の極性はインダクタ８と逆方向である
ため、ＩＦ信号出力端子３にはＲＦ高周波信号入力端子
１からの信号が反転されて出力される。つまりＦＥＴ１
０がオン状態、ＦＥＴ１１がオフ状態であればＲＦ高周
波信号入力端子１へ入力された信号と同相の信号が、Ｆ
ＥＴ１０がオフ状態、ＦＥＴ１１がオン状態であれば逆
相の信号がＩＦ信号出力端子３に出力される。この動作
は、ＲＦ高周波信号と局部発振信号との乗算となり、Ｉ
Ｆ信号となるこれら信号周波数の和あるいは差成分がＩ
Ｆ信号出力端子３より出力される。また、これらのＦＥ
Ｔはオン状態時は非飽和領域で動作するため、ドレイン
とソース間電圧にほぼ比例してドレイン電流が流れる。
したがってＦＥＴのオン抵抗はドレインとソース間電圧
によらずほぼ一定とみなすことができるため良好な歪特
性を得ることが可能である。なお、変換損失や歪特性が
最良となるようＶｃｃ電源端子６よりチョークコイル５
を介し０〜１Ｖ程度のＶｃｃ電圧を加えるとともに、両
ゲートにはゲート電圧端子１７より−１〜１Ｖ程度の電
圧を加えている。
信号の半周期ごとにＦＥＴ１０、１１のうちどちらかを
オン状態とし、もう一方をオフ状態とする。例えば、Ｆ
ＥＴ１０のゲートに入力される局部発振信号が正となる
半周期にはＦＥＴ１０がオン状態、ＦＥＴ１１がオフ状
態となりインダクタ８はＦＥＴ１０を介し接地されるた
め、ＲＦ高周波信号入力端子１からの信号がインダクタ
７と８により直流阻止用コンデンサ４を介しＩＦ信号出
力端子３に出力される。次にＦＥＴ１０のゲートに入力
される局部発振信号が負となる半周期にはＦＥＴ１０が
オフ状態、ＦＥＴ１１がオン状態となりインダクタ７９
がＦＥＴ１１を介し接地され、ＲＦ高周波信号入力端子
１からの信号がインダクタ７と９によりＩＦ信号出力端
子３より出力される。このときＦＥＴ１１を介し接地さ
れるインダクタ９の極性はインダクタ８と逆方向である
ため、ＩＦ信号出力端子３にはＲＦ高周波信号入力端子
１からの信号が反転されて出力される。つまりＦＥＴ１
０がオン状態、ＦＥＴ１１がオフ状態であればＲＦ高周
波信号入力端子１へ入力された信号と同相の信号が、Ｆ
ＥＴ１０がオフ状態、ＦＥＴ１１がオン状態であれば逆
相の信号がＩＦ信号出力端子３に出力される。この動作
は、ＲＦ高周波信号と局部発振信号との乗算となり、Ｉ
Ｆ信号となるこれら信号周波数の和あるいは差成分がＩ
Ｆ信号出力端子３より出力される。また、これらのＦＥ
Ｔはオン状態時は非飽和領域で動作するため、ドレイン
とソース間電圧にほぼ比例してドレイン電流が流れる。
したがってＦＥＴのオン抵抗はドレインとソース間電圧
によらずほぼ一定とみなすことができるため良好な歪特
性を得ることが可能である。なお、変換損失や歪特性が
最良となるようＶｃｃ電源端子６よりチョークコイル５
を介し０〜１Ｖ程度のＶｃｃ電圧を加えるとともに、両
ゲートにはゲート電圧端子１７より−１〜１Ｖ程度の電
圧を加えている。
【０００４】上記のパッシブミクサについては１９９１
年６月２５日に特許された米国特許第５，０２７，１６
３号あるいは１９８８年２月２３日に特許された米国特
許第４，７２７，５９６号等に見られる。
年６月２５日に特許された米国特許第５，０２７，１６
３号あるいは１９８８年２月２３日に特許された米国特
許第４，７２７，５９６号等に見られる。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】上記のパッシブミクサ
のトランスには３本のリード線を撚りそれをトロイダル
・コアに巻く構成が一般的であり、図５のインダクタ８
の巻き終わりとインダクタ９の巻きはじめを数ｍｍ程度
のリード線で結線し、そこに接続点ｂを設けＩＦ信号を
引き出す必要がある。この場合、数ｍｍ程度のリード線
の中点に接続点ｂを設けることは難しく、接続点ｂがイ
ンダクタ８の巻き終わりあるいはインダクタ９の巻きは
じめとなるため、接続点ｂからみたインダクタ８とイン
ダクタ９のインピーダンスが異なってしまう。また、イ
ンダクタ７とインダクタ８およびインダクタ７とインダ
クタ９の磁気的結合量もリード線の撚り方等でバラツキ
が生じやすい。これらの影響は数百ＭＨｚ以上の高い周
波数ほど大となりミクサのバランスが崩れ歪特性が劣化
したりミクサの変換損失が増大するという問題を有して
いた。本発明の目的は数百ＭＨｚ以上の高い周波数でも
バランスがとれ、歪特性が良好で変換損失の少ないミク
サを提供することにある。
のトランスには３本のリード線を撚りそれをトロイダル
・コアに巻く構成が一般的であり、図５のインダクタ８
の巻き終わりとインダクタ９の巻きはじめを数ｍｍ程度
のリード線で結線し、そこに接続点ｂを設けＩＦ信号を
引き出す必要がある。この場合、数ｍｍ程度のリード線
の中点に接続点ｂを設けることは難しく、接続点ｂがイ
ンダクタ８の巻き終わりあるいはインダクタ９の巻きは
じめとなるため、接続点ｂからみたインダクタ８とイン
ダクタ９のインピーダンスが異なってしまう。また、イ
ンダクタ７とインダクタ８およびインダクタ７とインダ
クタ９の磁気的結合量もリード線の撚り方等でバラツキ
が生じやすい。これらの影響は数百ＭＨｚ以上の高い周
波数ほど大となりミクサのバランスが崩れ歪特性が劣化
したりミクサの変換損失が増大するという問題を有して
いた。本発明の目的は数百ＭＨｚ以上の高い周波数でも
バランスがとれ、歪特性が良好で変換損失の少ないミク
サを提供することにある。
【０００６】
【課題を解決するための手段】上記課題を解決するため
本発明はＲＦ高周波信号を入力しＩＦ信号を出力させる
トランスに互いに結合し合う２つのインダクタを２組用
いるバラン構成のトランスを用いることで、トランスの
インダクタの結線が対称となりインピーダンスのバラツ
キが小となるとともにトロイダル・コアに巻く撚り線の
本数が３本から２本になることでそれぞれの組のインダ
クタの結合量のバラツキを小とした。
本発明はＲＦ高周波信号を入力しＩＦ信号を出力させる
トランスに互いに結合し合う２つのインダクタを２組用
いるバラン構成のトランスを用いることで、トランスの
インダクタの結線が対称となりインピーダンスのバラツ
キが小となるとともにトロイダル・コアに巻く撚り線の
本数が３本から２本になることでそれぞれの組のインダ
クタの結合量のバラツキを小とした。
【０００７】以上の手段により数百ＭＨｚ以上の高い周
波数でもバランスがとれ、歪特性が良好で変換損失の少
ないミクサを得ることができる。またＩＦ信号出力端子
にＲＦ高周波信号にはアースに対し低インピーダンスと
なり、ＩＦ信号にはアースに対し高インピーダンスとな
る回路を付加することでＲＦ高周波信号のＩＦ信号出力
端子への漏れを抑えることができる。さらに、ＲＦ高周
波信号入力端子にＩＦ信号にはアースに対し低インピー
ダンスとなり、ＲＦ高周波信号には高インピーダンスと
なる回路を付加することで、ＩＦ信号のＲＦ高周波信号
入力端子への漏れを抑えることもできる。
波数でもバランスがとれ、歪特性が良好で変換損失の少
ないミクサを得ることができる。またＩＦ信号出力端子
にＲＦ高周波信号にはアースに対し低インピーダンスと
なり、ＩＦ信号にはアースに対し高インピーダンスとな
る回路を付加することでＲＦ高周波信号のＩＦ信号出力
端子への漏れを抑えることができる。さらに、ＲＦ高周
波信号入力端子にＩＦ信号にはアースに対し低インピー
ダンスとなり、ＲＦ高周波信号には高インピーダンスと
なる回路を付加することで、ＩＦ信号のＲＦ高周波信号
入力端子への漏れを抑えることもできる。
【０００８】なお、交互にオンオフするＦＥＴを複数個
ペアで用いることでＦＥＴのオン抵抗を小とし、変換損
失の改善を図ることも可能である。
ペアで用いることでＦＥＴのオン抵抗を小とし、変換損
失の改善を図ることも可能である。
【０００９】
【作用】ＲＦ高周波信号を入力しＩＦ信号を出力するト
ランスに従来互いに結合し合う３つのインダクタを用い
ていたのに対し、結合し合う２つのインダクタを２組用
いるバラン構成とすることにより数百ＭＨｚ以上の高い
周波数でもバランスを崩さずにＩＦ信号を引き出すこと
が可能となり、さらに、それぞれの組のインダクタの磁
気的結合量のバラツキが小となることで歪特性が良好で
変換損失の少ないミクサを得ることができる。また、Ｆ
ＥＴを複数個ペアで用いることでＦＥＴのオン抵抗を小
とし、変換損失の改善を図ることも可能である。
ランスに従来互いに結合し合う３つのインダクタを用い
ていたのに対し、結合し合う２つのインダクタを２組用
いるバラン構成とすることにより数百ＭＨｚ以上の高い
周波数でもバランスを崩さずにＩＦ信号を引き出すこと
が可能となり、さらに、それぞれの組のインダクタの磁
気的結合量のバラツキが小となることで歪特性が良好で
変換損失の少ないミクサを得ることができる。また、Ｆ
ＥＴを複数個ペアで用いることでＦＥＴのオン抵抗を小
とし、変換損失の改善を図ることも可能である。
【００１０】以上の手段はＣＡＴＶ放送受信機等に用い
られるダブルスーパ方式のチューナのコンバータ装置の
ように低歪でしかも１ＧＨｚ以上の高い周波数まで動作
が要求されるチューナ装置に特に有効である。
られるダブルスーパ方式のチューナのコンバータ装置の
ように低歪でしかも１ＧＨｚ以上の高い周波数まで動作
が要求されるチューナ装置に特に有効である。
【００１１】
【実施例】以下本発明の第１の実施例を図を用いて説明
する。図１は本発明の第１の実施例を示したもので、１
０１はＲＦ高周波信号入力端子、１１４はＩＦ信号出力
端子、１２４は局部発振器、ｃはトランスで１０３〜１
０６のインダクタにより構成され、インダクタ１０３と
１０４およびインダクタ１０５と１０６はそれぞれ互い
に磁気的に結合可能なバラン構成となっている。また、
ＦＥＴ１１５、１１６の両ゲートには直流阻止用コンデ
ンサ１２２、１２３を介し、局部発振信号が供給される
とともにドレインにはバラン構成のトランスが接続さ
れ、ソースは接地される。なお、変換損失および歪特性
が最良となるようＶｃｃ電源端子１０８より０〜１Ｖ程
度のＶｃｃ電圧を印加するとともに、両ゲート間の干渉
を防ぐための抵抗１１７あるいは１１９とインダクタ１
１８あるいは１２０を介し、ゲート電圧端子１２１より
ゲート電圧を印加する。なお、フィルタ回路ｄはＲＦ高
周波信号にはアースに対し低インピーダンスとなり高周
波接地を行ない、ＩＦ信号にはアースに対し高インピー
ダンスとなり減衰なしにそのまま通過させる回路であ
る。図のフィルタ回路は周波数範囲がＲＦ高周波信号が
５０〜１０００ＭＨｚ、ＩＦ信号が１．２ＧＨｚ、局部
発振信号が１．２５〜２．２ＧＨｚのＣＡＴＶ放送受信
機に用いられるダブルスーパ方式のチューナのアップコ
ンバータの場合で、インダクタ１１０、１１２とコンデ
ンサ１１１および直流阻止用コンデンサ１０９と１１３
によりカットオフ周波数１．１ＧＨｚ程度のハイパスフ
ィルタを構成し、ＩＦ信号出力端子１１４へのＲＦ高周
波信号成分の漏れ込みを抑えている。次に以上の構成の
ミクサ回路の動作を説明する。
する。図１は本発明の第１の実施例を示したもので、１
０１はＲＦ高周波信号入力端子、１１４はＩＦ信号出力
端子、１２４は局部発振器、ｃはトランスで１０３〜１
０６のインダクタにより構成され、インダクタ１０３と
１０４およびインダクタ１０５と１０６はそれぞれ互い
に磁気的に結合可能なバラン構成となっている。また、
ＦＥＴ１１５、１１６の両ゲートには直流阻止用コンデ
ンサ１２２、１２３を介し、局部発振信号が供給される
とともにドレインにはバラン構成のトランスが接続さ
れ、ソースは接地される。なお、変換損失および歪特性
が最良となるようＶｃｃ電源端子１０８より０〜１Ｖ程
度のＶｃｃ電圧を印加するとともに、両ゲート間の干渉
を防ぐための抵抗１１７あるいは１１９とインダクタ１
１８あるいは１２０を介し、ゲート電圧端子１２１より
ゲート電圧を印加する。なお、フィルタ回路ｄはＲＦ高
周波信号にはアースに対し低インピーダンスとなり高周
波接地を行ない、ＩＦ信号にはアースに対し高インピー
ダンスとなり減衰なしにそのまま通過させる回路であ
る。図のフィルタ回路は周波数範囲がＲＦ高周波信号が
５０〜１０００ＭＨｚ、ＩＦ信号が１．２ＧＨｚ、局部
発振信号が１．２５〜２．２ＧＨｚのＣＡＴＶ放送受信
機に用いられるダブルスーパ方式のチューナのアップコ
ンバータの場合で、インダクタ１１０、１１２とコンデ
ンサ１１１および直流阻止用コンデンサ１０９と１１３
によりカットオフ周波数１．１ＧＨｚ程度のハイパスフ
ィルタを構成し、ＩＦ信号出力端子１１４へのＲＦ高周
波信号成分の漏れ込みを抑えている。次に以上の構成の
ミクサ回路の動作を説明する。
【００１２】局部発振器１２４による局部発振信号は発
振信号の半周期ごとにＦＥＴ１１５、１１６のうちどち
らかをオン状態とし、もう一方をオフ状態とする。例え
ば、ＦＥＴ１１５のゲートに入力される局部発振信号が
正となる半周期にはＦＥＴ１１５がオン状態、ＦＥＴ１
１５６がオフ状態となりインダクタ１０３はＦＥＴ１１
５を介し接地されるため、インダクタ１０３にはＲＦ高
周波信号による電流が流れる。これによりインダクタ１
０３とインダクタ１０４が磁気的に結合するため、ＩＦ
信号出力端子１１４には入力されたＲＦ高周波信号に応
じた信号が出力される。このときＦＥＴ１１５を介し接
地されるインダクタ１０３の接地の極性と高周波接地用
コンデンサ１０７より接地されるインダクタ１０４の接
地の極性は異なるためＩＦ信号出力端子１１４には入力
されたＲＦ高周波信号が反転された信号が生じる。ま
た、ＦＥＴ１１６がオフ状態であるためインダクタ１０
６には電流はほとんど流れない。このためインダクタ１
０６からインダクタ１０５への磁気的結合がないことで
インダクタ１０５のインピーダンスは非常に大きな値と
なりＲＦ高周波信号入力端子１０１から見た場合、イン
ダクタ１０５を無視できる。 次にＦＥＴ１１６のゲー
トに入力される局部発振信号が正となる半周期にはＦＥ
Ｔ１１５がオフ状態、ＦＥＴ１１６がオン状態となりイ
ンダクタ１０６はＦＥＴ１１６を介し接地されるため、
インダクタ１０６は高周波接地用コンデンサ１０７とＦ
ＥＴ１１６により高周波的に短絡状態となり、これによ
り流れる高周波電流でインダクタ１０５に流れる電流で
生じる起磁力を打ち消す方向にはたらくためインダクタ
１０５のインピーダンスはほぼ無視できるほど小さくな
る。このため、ＩＦ信号出力端子１１４には入力された
ＲＦ高周波信号と同相の信号が生じる。このとき、ＦＥ
Ｔ１１５がオフ状態であるためインダクタ１０３は無視
できる。以上の動作は、ＲＦ高周波信号と局部発振信号
との乗算となり、ＩＦ信号となるこれら信号周波数の和
あるいは差成分がＩＦ出力端子１１４より出力される。
なお、これらのＦＥＴはオン状態時は非飽和領域で動作
し、ドレインとソース間電圧にほぼ比例してドレイン電
流が流れるためドレインとソース間電圧によらずほぼ一
定値の抵抗とみなすことができ、良好な歪特性を得るこ
とが可能である。また、フィルタ回路ｄはＲＦ高周波信
号に対しては高周波接地を行ない、ＩＦ信号に対しては
通過特性とし、ＩＦ信号出力端子１１４へのＲＦ高周波
信号成分の漏れ込みを抑えている。
振信号の半周期ごとにＦＥＴ１１５、１１６のうちどち
らかをオン状態とし、もう一方をオフ状態とする。例え
ば、ＦＥＴ１１５のゲートに入力される局部発振信号が
正となる半周期にはＦＥＴ１１５がオン状態、ＦＥＴ１
１５６がオフ状態となりインダクタ１０３はＦＥＴ１１
５を介し接地されるため、インダクタ１０３にはＲＦ高
周波信号による電流が流れる。これによりインダクタ１
０３とインダクタ１０４が磁気的に結合するため、ＩＦ
信号出力端子１１４には入力されたＲＦ高周波信号に応
じた信号が出力される。このときＦＥＴ１１５を介し接
地されるインダクタ１０３の接地の極性と高周波接地用
コンデンサ１０７より接地されるインダクタ１０４の接
地の極性は異なるためＩＦ信号出力端子１１４には入力
されたＲＦ高周波信号が反転された信号が生じる。ま
た、ＦＥＴ１１６がオフ状態であるためインダクタ１０
６には電流はほとんど流れない。このためインダクタ１
０６からインダクタ１０５への磁気的結合がないことで
インダクタ１０５のインピーダンスは非常に大きな値と
なりＲＦ高周波信号入力端子１０１から見た場合、イン
ダクタ１０５を無視できる。 次にＦＥＴ１１６のゲー
トに入力される局部発振信号が正となる半周期にはＦＥ
Ｔ１１５がオフ状態、ＦＥＴ１１６がオン状態となりイ
ンダクタ１０６はＦＥＴ１１６を介し接地されるため、
インダクタ１０６は高周波接地用コンデンサ１０７とＦ
ＥＴ１１６により高周波的に短絡状態となり、これによ
り流れる高周波電流でインダクタ１０５に流れる電流で
生じる起磁力を打ち消す方向にはたらくためインダクタ
１０５のインピーダンスはほぼ無視できるほど小さくな
る。このため、ＩＦ信号出力端子１１４には入力された
ＲＦ高周波信号と同相の信号が生じる。このとき、ＦＥ
Ｔ１１５がオフ状態であるためインダクタ１０３は無視
できる。以上の動作は、ＲＦ高周波信号と局部発振信号
との乗算となり、ＩＦ信号となるこれら信号周波数の和
あるいは差成分がＩＦ出力端子１１４より出力される。
なお、これらのＦＥＴはオン状態時は非飽和領域で動作
し、ドレインとソース間電圧にほぼ比例してドレイン電
流が流れるためドレインとソース間電圧によらずほぼ一
定値の抵抗とみなすことができ、良好な歪特性を得るこ
とが可能である。また、フィルタ回路ｄはＲＦ高周波信
号に対しては高周波接地を行ない、ＩＦ信号に対しては
通過特性とし、ＩＦ信号出力端子１１４へのＲＦ高周波
信号成分の漏れ込みを抑えている。
【００１３】以上の実施例によれば、ＲＦ高周波信号を
入力しＩＦ信号を出力させるトランスに従来それぞれ結
合し合う３つのインダクタを用いていたのに対し、互い
に結合し合う２つのインダクタを２組用いる構成とし、
それぞれのインダクタのインピーダンスのバラツキおよ
びインダクタ相互の結合量のバラツキを小とすることで
ミクサのバランスを崩さずにＩＦ信号を引き出すことが
可能となった。これにより数百ＭＨｚ以上の高い周波数
でもバランスがとれ、歪特性が良好で変換損失の少ない
ミクサを得ることができる。
入力しＩＦ信号を出力させるトランスに従来それぞれ結
合し合う３つのインダクタを用いていたのに対し、互い
に結合し合う２つのインダクタを２組用いる構成とし、
それぞれのインダクタのインピーダンスのバラツキおよ
びインダクタ相互の結合量のバラツキを小とすることで
ミクサのバランスを崩さずにＩＦ信号を引き出すことが
可能となった。これにより数百ＭＨｚ以上の高い周波数
でもバランスがとれ、歪特性が良好で変換損失の少ない
ミクサを得ることができる。
【００１４】次に本発明の第２の実施例を図２を用いて
説明する。図２は本発明の第２の実施例を示したもの
で、第１の実施例と同様の動作を行なうものは同じ番号
を付し説明を省略する。同図においてフィルタ回路ｅは
ＩＦ信号に対しては高周波接地を行ない、ＲＦ高周波信
号に対しては通過特性となる回路である。この回路によ
りＲＦ高周波信号入力端子１０１より入力されたＲＦ高
周波信号は減衰なしにミクサに入力させるとともにミク
サで生じたＩＦ信号がＲＦ高周波信号入力端子１０１へ
漏れるのを抑える働きをしている。なお、図では第１の
実施例同様ＣＡＴＶ放送受信機等に用いられるダブルス
ーパ方式のチューナのアップコンバータ部の場合を示し
たものでインダクタ２０２とコンデンサ２０１、２０３
によりローパスフィルタを構成し、ＲＦ高周波信号入力
端子１０１へのＩＦ信号成分の漏れを抑えている。
説明する。図２は本発明の第２の実施例を示したもの
で、第１の実施例と同様の動作を行なうものは同じ番号
を付し説明を省略する。同図においてフィルタ回路ｅは
ＩＦ信号に対しては高周波接地を行ない、ＲＦ高周波信
号に対しては通過特性となる回路である。この回路によ
りＲＦ高周波信号入力端子１０１より入力されたＲＦ高
周波信号は減衰なしにミクサに入力させるとともにミク
サで生じたＩＦ信号がＲＦ高周波信号入力端子１０１へ
漏れるのを抑える働きをしている。なお、図では第１の
実施例同様ＣＡＴＶ放送受信機等に用いられるダブルス
ーパ方式のチューナのアップコンバータ部の場合を示し
たものでインダクタ２０２とコンデンサ２０１、２０３
によりローパスフィルタを構成し、ＲＦ高周波信号入力
端子１０１へのＩＦ信号成分の漏れを抑えている。
【００１５】次に本発明の第３の実施例を図３を用いて
説明する。図３は本発明の第３の実施例を示したもの
で、第１あるいは第２の実施例と同様の動作を行なうも
のは同じ番号を付し説明を省略する。図は第１あるいは
第２の実施例で示したパッシブミクサをＩＣ化した場合
で、図のｆがＩＣ部分であり、ｆに設けられた端子３０
９と３１０にはトランスｃが接続され、端子３１１、３
１２には局部発振器１２４が接続される。また、ＦＥＴ
３０１とＦＥＴ３０２およびＦＥＴ３０３とＦＥＴ３０
４のドレインおよびソースはそれぞれ接続されペアとな
っており、ゲートにはそれぞれ独立したドライブ回路に
より局部発振信号が供給される。このようにＦＥＴを２
つペアで用いることでＦＥＴのオン抵抗が半分となり、
ミクサの変換損失を改善することができる。なお、ドラ
イブ回路３０５、３０６、３０７および３０８を付加す
ることでＦＥＴをペアで用いたことによる局部発振信号
入力端子３１４と３１５からみたインピーダンスの低下
を抑え、局部発振信号波形の歪による諸特性の劣化を防
いでいる。また、図ではＦＥＴを２つずつ用いたが、さ
らに多くのＦＥＴを用いるほどミクサの変換損失は改善
される。
説明する。図３は本発明の第３の実施例を示したもの
で、第１あるいは第２の実施例と同様の動作を行なうも
のは同じ番号を付し説明を省略する。図は第１あるいは
第２の実施例で示したパッシブミクサをＩＣ化した場合
で、図のｆがＩＣ部分であり、ｆに設けられた端子３０
９と３１０にはトランスｃが接続され、端子３１１、３
１２には局部発振器１２４が接続される。また、ＦＥＴ
３０１とＦＥＴ３０２およびＦＥＴ３０３とＦＥＴ３０
４のドレインおよびソースはそれぞれ接続されペアとな
っており、ゲートにはそれぞれ独立したドライブ回路に
より局部発振信号が供給される。このようにＦＥＴを２
つペアで用いることでＦＥＴのオン抵抗が半分となり、
ミクサの変換損失を改善することができる。なお、ドラ
イブ回路３０５、３０６、３０７および３０８を付加す
ることでＦＥＴをペアで用いたことによる局部発振信号
入力端子３１４と３１５からみたインピーダンスの低下
を抑え、局部発振信号波形の歪による諸特性の劣化を防
いでいる。また、図ではＦＥＴを２つずつ用いたが、さ
らに多くのＦＥＴを用いるほどミクサの変換損失は改善
される。
【００１６】次に本発明の第４の実施例を図４を用いて
説明する。図４は本発明の第４の実施例を示したもの
で、第１、第２および第３の実施例と同様の動作を行な
うものは同じ番号を付し説明を省略する。図はＣＡＴＶ
放送受信機に用いられるダブルスーパ方式のチューナの
ブロック図であり、ＣＡＴＶ信号入力端子４０１より入
力された５０〜１０００ＭＨｚのＣＡＴＶ信号はＲＦア
ンプ４０２により増幅されパッシブミクサｇに入力され
る。パッシブミクサｇでは入力されたＣＡＴＶ信号のう
ち所望のチャネルの信号が１．２ＧＨｚ帯の第１ＩＦ信
号に周波数変換される。この周波数変換された信号はバ
ンドパスフィルタ４０３により、第１ＩＦ信号のみが帯
域選択され、ダウンコンバータ４０４と発振器４０５に
より５０ＭＨｚ帯のＩＦ信号に変換され、ＣＡＴＶ−Ｉ
Ｆ信号出力端子４０７より出力される。
説明する。図４は本発明の第４の実施例を示したもの
で、第１、第２および第３の実施例と同様の動作を行な
うものは同じ番号を付し説明を省略する。図はＣＡＴＶ
放送受信機に用いられるダブルスーパ方式のチューナの
ブロック図であり、ＣＡＴＶ信号入力端子４０１より入
力された５０〜１０００ＭＨｚのＣＡＴＶ信号はＲＦア
ンプ４０２により増幅されパッシブミクサｇに入力され
る。パッシブミクサｇでは入力されたＣＡＴＶ信号のう
ち所望のチャネルの信号が１．２ＧＨｚ帯の第１ＩＦ信
号に周波数変換される。この周波数変換された信号はバ
ンドパスフィルタ４０３により、第１ＩＦ信号のみが帯
域選択され、ダウンコンバータ４０４と発振器４０５に
より５０ＭＨｚ帯のＩＦ信号に変換され、ＣＡＴＶ−Ｉ
Ｆ信号出力端子４０７より出力される。
【００１７】以上の構成のダブルスーパ方式のチューナ
のアップコンバータ部はシングルスーパ方式のチューナ
のミクサ部と比べ多波の信号が入力されるため、歪特性
が重要となる。したがって、アップコンバータ部に歪特
性が良好なパッシブミクサを用いることで容易にダブル
スーパ方式のチューナの実現が可能となる。
のアップコンバータ部はシングルスーパ方式のチューナ
のミクサ部と比べ多波の信号が入力されるため、歪特性
が重要となる。したがって、アップコンバータ部に歪特
性が良好なパッシブミクサを用いることで容易にダブル
スーパ方式のチューナの実現が可能となる。
【００１８】
【発明の効果】以上のように本発明によればＦＥＴを非
飽和領域でスイッチ動作させるパッシブミクサにおいて
ＲＦ高周波信号を入力しＩＦ信号を出力させるトランス
に従来それぞれ結合し合う３つのインダクタを用いてい
たのに対し、互いに結合し合う２つのインダクタを２組
用いる構成とし、インダクタのインピーダンスのバラツ
キやインダクタの磁気的結合量のバラツキを小とするこ
とでバランスを崩さずにＩＦ信号を引き出すことが可能
となった。これにより数百ＭＨｚ以上の高い周波数でも
歪特性が良好で変換損失の少ないミクサを得ることがで
きる。
飽和領域でスイッチ動作させるパッシブミクサにおいて
ＲＦ高周波信号を入力しＩＦ信号を出力させるトランス
に従来それぞれ結合し合う３つのインダクタを用いてい
たのに対し、互いに結合し合う２つのインダクタを２組
用いる構成とし、インダクタのインピーダンスのバラツ
キやインダクタの磁気的結合量のバラツキを小とするこ
とでバランスを崩さずにＩＦ信号を引き出すことが可能
となった。これにより数百ＭＨｚ以上の高い周波数でも
歪特性が良好で変換損失の少ないミクサを得ることがで
きる。
【図１】本発明の第１の実施例を示す回路図である。
【図２】本発明の第２の実施例を示す回路図である。
【図３】本発明の第３の実施例を示す回路図である。
【図４】本発明の第４の実施例を示す回路図である。
【図５】パッシブミクサの従来例を示す回路図である。
１，１０１…ＲＦ高周波信号入力端子、 ３，１１４…ＩＦ信号出力端子、 ７，８，９，１０３，１０４，１０５，１０６，１１
０，１１２，１１８，１２０，２０２…インダクタ、 １０，１１，１１５，１１６，３０１，３０２，３０
３，３０４…ＦＥＴ、 １６，１２４，４０５…局部発振器、 １７，１２１…ゲート電圧端子、 ６，１０８…Ｖｃｃ電源端子、 ５…チョークコイル、 ３０５，３０６，３０７，３０８…ドライブ回路、 ３０９，３１０，３１１，３１２，４０１，４０７…端
子、 ４０２，４０７…アンプ、 ４０３…バンドパスフィルタ、 ４０４…ミクサ、 ２，４，１４，１５，１０２，１０７，１０９，１１
１，１１３，１２２，１２３，２０１，２０３…コンデ
ンサ、 １２，１３，１１７，１１９…抵抗、 ａ，ｃ…トランス、 ｂ…接続点、 ｄ…ハイパスフィルタ、 ｅ…ローパスフィルタ、 ｆ…ＩＣ、 ｇ…パッシブミクサ。
０，１１２，１１８，１２０，２０２…インダクタ、 １０，１１，１１５，１１６，３０１，３０２，３０
３，３０４…ＦＥＴ、 １６，１２４，４０５…局部発振器、 １７，１２１…ゲート電圧端子、 ６，１０８…Ｖｃｃ電源端子、 ５…チョークコイル、 ３０５，３０６，３０７，３０８…ドライブ回路、 ３０９，３１０，３１１，３１２，４０１，４０７…端
子、 ４０２，４０７…アンプ、 ４０３…バンドパスフィルタ、 ４０４…ミクサ、 ２，４，１４，１５，１０２，１０７，１０９，１１
１，１１３，１２２，１２３，２０１，２０３…コンデ
ンサ、 １２，１３，１１７，１１９…抵抗、 ａ，ｃ…トランス、 ｂ…接続点、 ｄ…ハイパスフィルタ、 ｅ…ローパスフィルタ、 ｆ…ＩＣ、 ｇ…パッシブミクサ。
Claims (3)
- 【請求項１】少なくとも第１および第２の電界効果トラ
ンジスタと、それぞれ同一の巻方向の第１、第２、第３
および第４のインダクタの第１と第２および第３と第４
のインダクタが磁気的に結合し、第１の端子には第１の
インダクタの一方と、これと同一極性となる第３のイン
ダクタの一方が接続され、第２の端子には第１および第
２のインダクタと同一極性となる第２のインダクタの一
方および第４のインダクタの一方が接続され、第３の端
子には第１インダクタのもう一方が接続され、第４の端
子には第２と第３のインダクタのもう一方が接続され、
第５の端子には第４のインダクタのもう一方が接続され
た構成のバランと、少なくとも第１および第２の電界効
果トランジスタのゲートにそれぞれバイアスを加えるバ
イアス回路からなり、上記バランの第２の端子が高周波
接地され、第１および第２の電界効果トランジスタのド
レインにはそれぞれ上記バランの第３および第５の端子
が接続され、第１および第２の電界効果トランジスタの
ソースが接地され、第１および第２の電界効果トランジ
スタのゲートには位相が１８０°異なる局部発振信号が
供給され、上記バランの第１の端子より高周波信号を供
給し、第１および第２の電界効果トランジスタを非飽和
領域で局部発振信号により交互にスイッチ動作させるこ
とにより上記バランの第４の端子より中間周波信号を取
り出すことを特徴としたミクサ回路。 - 【請求項２】請求項１記載のミクサ回路において、中間
周波信号を取り出すバランの第４の端子にバランの第１
の端子より入力された高周波信号にはアースに対し低イ
ンピーダンスとなり、中間周波信号にはアースに対し高
インピーダンスとなる回路を設けたことを特徴とするミ
クサ回路。 - 【請求項３】請求項１または請求項２記載のミクサ回路
において、高周波信号を入力するバランの第１の端子
に、中間周波信号にはアースに対し低インピーダンスと
なり、高周波信号にはアースに対し高インピーダンスと
なる回路を設けたことを特徴とするミクサ回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP9103094A JPH07297741A (ja) | 1994-04-28 | 1994-04-28 | ミクサ回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP9103094A JPH07297741A (ja) | 1994-04-28 | 1994-04-28 | ミクサ回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH07297741A true JPH07297741A (ja) | 1995-11-10 |
Family
ID=14015131
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP9103094A Pending JPH07297741A (ja) | 1994-04-28 | 1994-04-28 | ミクサ回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH07297741A (ja) |
-
1994
- 1994-04-28 JP JP9103094A patent/JPH07297741A/ja active Pending
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