JPH0732522B2 - リニアモ−タ給電装置 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 〔発明の目的〕 （産業上の利用分野） 本発明は、浮上式鉄道等に用いられるリニアモータの給
電装置に関する。

（従来の技術） 近年、超高速鉄道の推進方式の１つとしてリニアモータ
推進が注目されている。このリニアモータは一般の回転
形電動機を直線上に展開したもので、電機子コイルを地
上側に並べ、回転子に相当する走行体に直線的な駆動力
を与えるものである。

従来、このリニアモータの電機子コイルに可変周波数の
多相交流電流を供給する装置として非循環式のサイクロ
コンバータが使われていたが、電源側から多くの無効電
力をとり、しかも負荷側の周波数に同期してその値が大
きく変動する欠点があった。そのため、電源側の設備を
増大させるだけでなく、同一系統に接続された他の電気
機器に種々の悪影響を及ぼしていた。

このサイクロコンバータの無効電力を補償して、受電端
の基本波力率を１に保持する方法として、例えば、第８
図に示す方式がある。

第８図において、図中、VHは界磁極を有する走行体、SE
C_n-1,SEC_n,SEC_n+1，…は地上側に設置した３相電機子コ
イル単位（以下、セクションと呼ぶ）、SW_n-1,SW_n,SW
_n+1，…は３相スイッチ、CC-A,CC-Bは可変周波数の３相
正弦波電流を出力する循環電流式サイクロコンバータ、
Ｃは進相コンデンサ、BUSは３相交流電源の電線路、SC
はセクション切換え制御回路、CONT-A,CONT-Bは各々CC-
A及びCC-Bの制御回路、QCは無効電力制御回路、PSは走
行体VHの界磁位置検出器、PTGは３相正弦波パターン発
生器、Ｆ−Ｖは周波数−電圧変換器、SPCは速度制御回
路、M_A,M_Bは乗算器である。またS_A,S_Bはサイクロコンバ
ータCC-A及びCC-Bのゲートしゃ断器である。

走行体VHがセクションSEC_n-1の位置にある場合、サイク
ロコンバータCC-AからスイッチSW_n-1を介してセクショ
ンSEC_n-1の電機子コイルに３相正弦波電流が供給され
る。PSは走行体VHの界磁極の位置を検出するもので、12
0°ずつ位相がずれた矩形波信号を発生する。

３相正弦波パターン発生器PTGは上記PSの矩形波信号に
同期した単位電圧の３相正弦波を発生し、乗算器M_A,M_B
の入力に信号を与える。また、Ｆ−Ｖ変換器によってPS
からのデジタル信号をアナログ値に変換し、速度制御回
路SPCに入力する。SPCは速度偏差に比例した信号I_Lmを
発生し、乗算器M_A,M_Bに入力する。乗算器M_Aから次のよ
うな３相正波電流指令▲Ｉ^* _LA▼を発生する。

乗算器M_Bの出力信号▲Ｉ^* _LB▼も同様である。

上記３相電流指令▲Ｉ^* _LA▼に従って、サイクロコンバ
ータCC-Aは電機子コイルに３相正弦波電流を供給し、走
行体VHに直線的な駆動力を与える。

同様に、サイクロコンバータCC-Bは上記指令▲Ｉ^* _LB▼
に従って制御される。

走行体の存在しないセクションに電機子電流を供給する
ことは無駄であるから、サイクロコンバータCC-AとCC-B
を交互に動作させ、３相スイッチSW_n-1,SW_n，…を順次
切換えて給電する。

第９図は第８図の装置の動作モードを示すタイムチャー
ト図である。G₁及びG₂は各々サイクロコンバータCC-Aの
ゲートしゃ断器S_A及びCC-Bのゲートしゃ断器S_Bを制御す
る信号で、走行体VHがどのセクションにいるかを検出し
図示のモードで制御している。

セクションの長さをl₁，走行体VHの長さをl₂とした場
合、l₁＋l₂の期間だけG₁はON,l₁−l₂の期間だけOFFとな
る。G₂はG₁よりセクション長l₁だけずれて動作し、G₁と
の間にラップ期間T_l2を有する。セクションSEC_n-1には
３相スイッチSW_n-1を介してCC-Aから給電される。スイ
ッチSW_n-1はG₁がOFFの時、すわなち、サイクロコンバー
タCC-Aが動作していない時に投入あるいは開放される。
すなわち、G₁のON信号より時間t₀だけ早く投入し、G₁の
OFF信号より時間t₀だけ遅く開放する。このようにし
て、スイッチSW_n-1の開閉に伴なうアークの発生を防止
している。

スイッチSW_n-1を投入し、CC-AからセクションSEC_n-1に
３相正弦波電流が供給されると走行体VHに駆動力が得ら
れ加速していく。走行体の先端がセクションSEC_nにかか
ると、サイクロコンバータCC-BからSEC_nにスイッチSW_n
を介して給電される。SW_nの投入はG₂のON信号よりt₀だ
け速くしていることは前に述べた通りである。

走行体VHがセクションSEC_n-1とSEC_nの中間にあるとき
は、サイクロコンバータCC-AとCC-Bが同時に動作し、走
行体VHに駆動力を与える。走行体VHの後端がSEC_n-1を通
りすぎた時、ゲート信号G₁はOFFとなり、サイクロコン
バータCC-Aの動作を休止させる。以下、同様に走行体VH
の位置に応じてサイクロコンバータCC-AとCC-Bはラップ
給電しながら交互に動作し、スイッチSW_n,SW_n+1,S
W_n+2，…を介してセクションSEC_n,SEC_n+1,SEC_n+2，…へ
給電する。

サイクロコンバータCC-A,CC-Bは循環電流式の３相出力
サイクロコンバータで、その電源側の遅れ、無効電力は
負荷電流の絶対値と循環電流の大きさ及びコンバータの
点弧制御角の正弦値に関係する。

例えば、サイクロコンバータCC-Aの電源側の遅れ無効電
流成分l_REACT-Aは次のように表わせる。ただし、I_U,I_V,
I_Wは３相負荷電流、I_OU,I_OV,I_OWは循環電流、α_Ｕ，α
_Ｖ，α_Ｗは点弧制御角、k₁は変換定数とする。

I_REACT-A＝ k₁｛（｜I_U｜＋２・I_OU）・sinα_Ｕ ＋（｜I_V｜＋２・I_OV）・sinα_Ｖ ＋（｜I_W｜＋２・I_OW）・sinα_Ｗ｝ …
（３） サイクロコンバータCC-Bの遅れ無効電流成分I_REACT-Bも
同様に表わせる。

一方、進相コンデンサＣには進み無効電流I_capが流れる
ので、受電端の無効電流I_Qは次のように与えられる。

I_Q＝I_REACT-A＋I_REACT-B−I_cap …（４） 第 図のQCは上記受電端の無効電力Ｑ（無効電流I_Qと考
えてもよい）を検出し、その値が零になるようにサイク
ロコンバータCC-A及びCC-Bの循環電流を制御する。▲Ｉ
^* _OA▼は前述の循環電流I_OU,I_OV,I_OWの指令値である。▲
Ｉ^* _OB▼も同様の指令値となる。

（発明が解決しようとする問題点） 上記従来のリニアモータの給電装置は、受電端の無効電
力Ｑを零に制御することができ、常に入力力率を１に保
つことができる特長がある。

しかしながら、入力電流には高調波成分を多く含み、そ
のために電源系統の電圧を歪ませ、他の電気機器に種々
の悪影響を及ぼす欠点がある。特に、基本波まわりの側
帯波（低次の高調波）は、通常のフィルタでは除去する
のが困難であるため、アクティブフィルタ等の設置が必
要となってくる。アクティブフィルタは通常、大電力ト
ランジスタやゲートターンオフサイリスタ等の自己消弧
素子で構成され、高価な装置とならざるを得なかった。

また、従来装置のサイクロコンバータの出力周波数の上
限値は高々、入力周波数（電源周波数50Hz又は60Hz）程
度が限界となっており、リニアモータの速度を高くする
ため、電機子コイルのコイルピッチを長くする必要があ
った。このため、コイルエンドの長さが長くなり、その
分、もれインダクタンスが増加し、力率の悪い負荷とな
っていた。負荷力率が低い分だけ変換器（サイクロコン
バータ）の容量を増大させなければならず、不経済なシ
ステムとならざるを得なかった。

本発明は、以上の問題点に鑑みてなされたもので、商用
の電源周波数（50Hz又は60Hz）に対して、リニアモータ
の電機子コイルに０〜数百Hzの正弦波電流を供給し、か
つ、電源から供給される入力電流を電源電圧と同相（力
率＝１）の正弦波（高調波が小）に制御できるリニアモ
ータの給電装置を提供することを目的とする。

〔発明の構成〕

（問題点を解決するための手段） 以上の目的を達成するために、本発明は、軌道に沿って
多数に分割して配置された電機子コイル単位に走行体の
位置に応じて交互に給電する複数台の第１のサイクロコ
ンバータ群と、当該第１のサイクロコンバータ群の入力
側端子に接続された高周波進相コンデンサと、当該進相
コンデンサに入力側端子が接続された第２のサイクロコ
ンバータと、当該第２のサイクロコンバータの出力側端
子に接続された交流電源とで、リニアモータの給電装置
を構成することにより前記リニアモータの電機子コイル
に０〜数百Hzの正弦波電流を供給し、かつ前記交流電源
から供給される電流を電源電圧と同相（力率＝１）の正
弦波（高調波が小）に制御している。

（作用） 第２のサイクロコンバータは、高周波進相コンデンサに
印加される電圧の波高値がほぼ一定になるように交流電
源から供給される電流の大きさを制御する。このとき、
電源から供給される電流を電源電圧と同相の正弦波に制
御することにより、入力力率＝１で、高調波成分の少な
い運転ができる。

第１のサイクロコンバータ群は、２台あるいは、それ以
上の台数のサイクロコンバータで構成され、リニアモー
タの電機子コイル単位に交互に、可変電圧可変周波数の
正弦波電流を供給する。

第１のサイクロコンバータ群及び第２のサイクロコンバ
ータは、前記高周波進相コンデンサに印加される高周波
電圧を利用して自然転流する。

当該進相コンデンサに印加される電圧は、第１及び第２
のサイクロコンバータの位相制御回路に与えられる基準
電圧（外部発振器によって与える）の周波数と位相に一
致する。当該基準電圧の周波数は1kHz程度に設定され、
進相コンデンサには、高周波電圧が印加される。

この結果、第１のサイクロコンバータ群の出力周波数の
上限値は高くなり、リニアモータに０〜数百Hzの正弦波
電流を供給することができる。

故に、電機子コイルのコイルピッチを長くすることな
く、リニアモータの速度を高くすることができ、負荷力
率も高くなり、変換器容量を低減させることができる。

（実施例） 第１図は本発明のリニアモータ給電装置の実施例を示す
構成図である。

図中、VHは界磁極を有する走行体、 SEC_n-1,SEC_n,SEC_n+1，…は地上側に設置した３相電機子
コイル単位（以下セクションと呼ぶ）、SW_n-1,SW_n,SW
_n+1，…は３相スイッチ、LA,LBは３相交流き電線、CC-
A,CC-Bは可変周波数の３相正弦波電流を出力する循環電
流式サイクロコンバータ（第１のサイクロコンバータ
群）、CAPは高周波進相コンデンサ、TrA,TrB,TrZは高周
波絶縁トランス、CC-Zは第２のサイクロコンバータ、AC
Lは交流リアクトル、SUPは３相交流電源である。

また、制御回路として、セクション切換え制御回路SC、
走行体VHの界磁位置検出器PS、３相正弦波パターン発生
器PTG、周波数−電圧変換器Ｆ−Ｖ、速度制御回路SPC、
乗算器M_A,M_B、アナログスイッチAS_A,AS_B、無効電力制御
回路QC_A,QC_B、電圧制御回路AVR及び各サイクロコンバー
タの制御回路CONT-A,CONT-B,CONT-Z及び外部発振器O_SC
が用意されている。

上記第１のサイクロコンバータ群CC-A及びCC-Bの入力側
端子は各々絶縁トランスTrA,TrBを介して高周波進相コ
ンデンサCAPに接続されており、また各々の出力側端子
は３相交流き電線LA及びLBに接続されている。当該交流
き電線LAは３相スイッチSW_n-1,SW_n+1,SW_n+3，…を介し
て各々セクションSEC_n-1,SEC_n+1,SEC_n+3，…に接続され
る。また、交流き電線LBは、３相スイッチSW_n,SW_n+2，
…を介して各々セクションSEC_n,SEC_n+2，…に接続され
ている。

すなわち、走行体VHがセクションSEC_n-1の位置にあると
きは、サイクロコンバータCC-Aから、３相スイッチSW
_n-1を介して、セクションSEC_n-1に３相正弦波電流が供
給され、走行体VHがセクションSEC_nの位置に来たとき
は、サイクロコンバータCC-Bから３相スイッチSW_nを介
してセクションSEC_nに３相正弦波電流が供給される。そ
の中間位置にあるときは、CC-A及びCC-Bからラップ給電
される。

一方、第２のサイクロコンバータCC-Zの入力側端子は、
絶縁トランスTrZを介して高周波進相コンデンサCAPに接
続されており、CC-Zの出力側端子は、交流リアクトルAC
Lを介して、３相交流電源に接続されている。

当該第２のサイクロコンバータCC-Zは、前記進相コンデ
ンサCAPに印加される電圧の波高値V_capがほぼ一定にな
るように交流電源SUPから供給される電流を制御する。

進相コンデンサCAPは第１及び第２のサイクロコンバー
タ全体の高周波無効電力源となっており、当該進相コン
デンサCAPに印加される電圧を利用して各サイクロコン
バータは自然転流動作を行っている。

ここで、前記進相コンデンサCAPに印加される電圧の周
波数は当該進相コンデンサCAPがとる進み無効電力と、
前記サイクロコンバータCC-A,CC-B及びCC-Z全体がとる
遅れ無効電力とがちょうど等しくなるように決定され
る。言い換えると、外部からの発振器O_scによりサイク
ロコンバータの位相基準電圧e_a,e_b,e_cを与えた場合、当
該基準電圧e_a,e_a,e_cの周波数と位相に、前記進相コンデ
ンサCAPの電圧V_a,V_b,V_cの周波数と位相が一致するよう
にサイクロコンバータの循環電流が流れる。

第１図の実施例では、第１のサイクロコンバータ群CC-
A、CC-Bの入力側（進相コンデンサ側）の無効電力が常
に一定になるように各サイクロコンバータCC-A,CC-Bの
循環電流を制御し、第２のサイクロコンバータCC-Zの循
環電流は無制御にしている。この結果、外部発振器O_sc
により、サイクロコンバータCC-A,CC-B及びCC-Zの位相
制御基準電圧を与えて当該基準電圧の周波数と位相に前
記進相コンデンサCAPの電圧の周波数と位相が一致する
ように第２のサイクロコンバータCC-Zの循環電流が調整
される。

以下、その詳細な動作説明を行う。

第２図は、第１図の装置の第２のサイクロコンバータCC
-Zの具体的な実施例を示す構成図である。

図中V_R,V_S,V_Tは交流電源SUPの３相交流電圧、L_SR,L_SS,L
_STは交流リアクトルACLの各相分、CC-ZR,CC-ZS,CC-ZTは
サイクロコンバータCC-Zの各相分、TR-ZR,TR-ZS,TR-ZT
は絶縁トランスTR-Zの各相分、HFBは進相コンデンサCAP
に接続された高周波電圧源の電線路である。

Ｒ相サイクロコンバータCC-ZRは、正群コンバータSSP_R
と負群コンバータSSN_R及び直流リアクトルL₀₁,L₀₂から
構成されており当該正群及び負群コンバータは高周波絶
縁トランスTR-ZRによって入力側で絶縁されている。

また出力側は前記直流リアクトルL₀₁,L₀₂の中間タップ
から交流リアクトルL_SRを介してＲ相電源V_Rに接続され
ている。

Ｓ相及びＴ相のサイクロコンバータCC-ZS,CC-ZTも同様
に構成されている。

また、制御回路として各相サイクロコンバータの制御回
路CONT-ZR,CONT-ZS,CONT-ZT、比較器C_V、電圧制御補償
回路G_cap（ｓ）、電源電流検出器CT_R,CT_S,CT_Tが用意さ
れている。

Ｒ相サイクロコンバータの制御回路CONT-ZRは乗算器M
L_R、比較器C_R、電流制御補償回路G_R（ｓ）、反転増幅器
OA、位相制御回路PHP_R,PHN_Rから構成されている。

Ｓ相及びＴ相の制御回路CONT-ZS,CONT-ZTも同様に構成
されている。

まず、Ｒ相サイクロコンバータCC-ZRの電流制御動作を
説明する。

Ｒ相の電源電流I_SRを電流検出器CT_Rによって検出し、比
較器C_Rに入力する。

また乗算器ML_Rによって電圧制御回路G_cap（ｓ）からの
出力信号I_sm（電流波高値指令）とＲ相電圧V_R＝V_sm・si
nωｔに同期した単位正弦波φ_Ｒ＝sinωｔとを掛け合わ
せ、Ｒ相電源電流指令値▲Ｉ^* _SR▼＝I_sm・sinωｔを得
る。

当該電流指令値▲Ｉ^* _SR▼と前記Ｒ相電流検出値I_SRを比
較器C_Rによって比較し、偏差ε_Ｒ＝▲Ｉ^* _SR▼−I_SRを求
める。当該偏差ε_Ｒは次の電流制御補償回路G_R（ｓ）に
よって増幅され（G_R（ｓ）＝K_Rとする）、１つはそのま
ま正群コンバータSSP_Rの位相制御回路PHP_Rに入力され、
他の１つは反転増幅器OAを介して負群コンバータSSN_Rの
位相制御回路PHN_Rに入力される。当該入力電圧υ_αＰ，
υ_αＮは各々次のように表わされる。

υ_αＰ＝K_R・ε_Ｒ …（５） υ_αＮ＝−K_R・ε_Ｒ …（６） この結果、正群コンバータSSP_Rの出力電圧V_PRは図の矢
印の方向を正の値とした場合、 V_PR ＝k_v・V_cap・cosα_PR ＝k_v・υ_αＰ …（７） となり、また負群コンバータSSN_Rの出力電圧V_NRは図の
矢印の方向を正の値とした場合、 V_NR ＝−k_v・V_cap・cosα_NR ＝−ｋ′_ｖ・υ_αＮ ＝ｋ′_ｖ・υ_αＰ …（８） となる。ただし、kv,k′_ｖは比例定数、V_capは進相コン
デンサCAPの電圧波高値とする。

Ｉ^* _SR＞I_SRの場合、偏差ε_Ｒは正の値となり、サイクロ
コンバータCC-ZRは図の矢印の方向に出力電圧V_CR＝（V
_PR＋V_NR）/2を発生させ、電源電流I_SRを増加させる。逆
にＩ^* _SR＜I_SRの場合、偏差ε_Ｒは負の値となり、サイク
ロコンバータCC-ZRは図の矢印と反対方向に出力電圧V_CR
を発生させ、電源電流I_SRを減少させる。故に最終的にI
_SR≒Ｉ^* _SRとなるように制御される。

電流指令値Ｉ^* _SRを正弦波状に変化させると、それに追
従して実電流も正弦波状に変化する。

定常状態においては、正群コンバータの出力電圧V_PRと
負群コンバータの出力電圧V_NRは等しく、つり合ってい
るため、サイクロコンバータCC-ZRの循環電流I_ORの増減
はない。当該循環電流I_ORの値は進相コンデンサCAPに印
加される電圧V_a,V_b,V_cの周波数と位相が、サイクロコン
バータの位相制御回路PHP_R,PHN_R，…に与えられる位相
基準電圧e_a,e_b,e_cの周波数と位相に一致するように決定
される。その説明は後に行う。

Ｓ相,T相のサイクロコンバータCC-ZS,CC-ZTの電流制御
も同様に行われる。

次に、進相コンデンサCAPに印加される電圧の制御動作
を説明する。

第１図において、進相コンデンサCAPに印加される電圧V
_a,V_b,V_cを変換器PT_capによって検出し、３相整流回路Ｄ
を介して電圧波高値V_capを求める。当該電圧波高値V_cap
を第２図の比較器C_Vに入力し、指令値▲Ｖ^* _cap▼と比較
する。当該偏差ε_ｖ＝▲Ｖ^* _cap▼−V_capを電圧制御補償
回路G_cap（ｓ）に入力し、増幅する。ただし、G
_cap（ｓ）は比例要素K_capとする。

G_cap（ｓ）の出力I_smは前記電源電流I_SR,I_SS,I_STの波高
値指令となる。

各相電源電流I_SR,I_SS,I_STは上記指令値▲Ｉ^* _SR▼，▲Ｉ
^* _SS▼，▲Ｉ^* _ST▼に各々一致するように制御されること
は前に述べた通りである。

従って各相電源電流I_SR,I_SS,I_STは電源電圧V_R,V_S,V_Tと
各々同相の正弦波となり、入力力率＝１で、高調波の少
ない電流となる。

▲Ｖ^* _cap▼＞V_capの場合、偏差ε_ｖ＝▲Ｖ^* _cap▼−V_cap
は正の値となり、電流波高値I_smを正の値に増加させ
る。故に電源SUPから有効電力 が供給され、高周波進相コンデンサCAPにエネルギーP_s
・ｔ＝（1/2）・C_cap・▲Ｖ² _cap▼を蓄積させる。従っ
て電圧V_capが増大し、V_cap＝▲Ｖ^* _cap▼となるように制
御される。

逆に、▲Ｖ^* _cap▼＜V_capとなった場合、偏差ε_ｖは負の
値となり、波高値指令I_smも負となり、進相コンデンサC
APのエネルギー（1/2）C_cap・▲Ｖ² _cap▼が、電源SUPに
回生される。故に電圧V_capは減少し、やはり、V_cap＝▲
Ｖ^* _cap▼となつて落ち着く。

以上のようにして、進相コンデンサCAPの電圧波高値V
_capはほぼ一定になるように制御される。

第２のサイクロコンバータCC-Zの制御回路CONT-ZR,CONT
-ZS,CONT-ZTには循環電流制御回路が含まれていない。
すなわち、CC-Zの循環電流は無制御となっており、前記
真相コンデンサCAPに印加される電圧V_a,V_b,V_cの周波数
と位相が、サイクロコンバータCC-A,CC-B,CC-Zの位相制
御回路に与えられる３相基準電圧（外部発振器O_scから
発生される）e_a,e_b,e_cの周波数と位相に一致するように
上記CC-Zの循環電流が調整される。

以下、その動作説明を行う。

まず、サイクロコンバータCC-Zによって進相コンデンサ
CAPの電圧V_a,V_b,V_cを確立させるための起動動作を説明
する。

３相交流電源SUPのR,S,T相の電圧は、次式のように表わ
せる。ただし、V_smは電圧波高値、ω_ｓ＝２πf_sは電源
角周波数である。

当該電源の周波数f_sに対して、サイクロコンバータCC-Z
の入力側（進相コンデンサ側）の周波数f_capが充分高い
ものとすれば、ある微少時間の間、上記電源電圧V_R,V_S,
V_Tを直流電圧に置き換えることができる。

第３図は、Ｒ相サイクロコンバータCC-ZRの正群コンバ
ータSSP_Rを介して進相コンデンサCAPに充電される様子
を表わしたもので、サイリスタS₂とS₄に点弧パルスが与
えられた場合を示す。

充電々流I_SRは１つは、V_R ⁺→L_SR→S₄→C_ab→S₂→V_R ^-の
経路を流れもう１つはV_R ⁺→L_SR→S₄→C_ca→C_bc→S₂→V_R
^-の経路を流れる。

この結果進相コンデンサC_abには電圧V_ab＝＋V_Rが印加さ
れ、進相コンデンサC_bc及びC_caには各々電圧V_bc＝−（1
/2）V_R及びV_ca＝−（1/2）V_Rが印加される。

次にサイリスタS₃に点弧パルスが与えられると、サイリ
スタS₂にはコンデンサC_bcの電圧が印加されS₂はターン
オフする。この結果、V_ab＝＋（1/2）V_R,V_bc＝＋（1/
2）V_R,V_ca＝−V_Rに充電される。

その次にサイリスタS₅に点弧パルスが与えられサイリス
タS₄がターンオフし、 V_ab＝−（1/2）V_R,V_bc＝＋V_R,V_ca＝−（1/2）・V_Rに充
電される。

第４図は、第３図のサイリスタS₁〜S₆の点弧パルスモー
ドとコンデンサC_abの印加電圧V_ab及び相電圧V_aの基本波
との関係を示す。

電圧V_abリアクトルL_SRを介して充電されるため破線の如
く徐々に立上る。その時間を２δとした場合、V_abの基
本波成分はδだけ遅れる。相電圧V_aは線間電圧V_abに対
して（π/6）ラジアンだけ位相が遅れる。

点弧モードと相電圧V_aを比較するとわかるように、コン
バータSSP_Rの起動時の位相制御角α_PRは、 α_PR＝π−δ（ラジアン） …（12） となっている。δはあまり大きくないので、近似的には
α_PR＝180°で運転されていることになる。

このときのコンバータSSP_Rの出力電圧V_PRは、 V_PR＝k_v・V_cap・cosα_PR＜０ …（13） となつて電源電圧V_Rとつり合っている。

しかし、このままでは進相コンデンサCAPには、当該電
源電圧V_R以上の電圧は充電されない。そこで点弧位相角
α_PRを90°の方向に少しずらしてやる。すると上式で示
される出力電圧V_PRが減少しV_R＞−V_PRとなる。この結果
充電々流I_SRが増大し、コンデンサ電圧V_capを増大さ
せ、V_R＝−V_PRとなって落ち着く。このとき、I_SRは零と
なっている。さらにV_capを増加させたいときは、位相角
α_PRをさらに90°の方向にずらし出力電圧V_PRを減少さ
せることにより達成できる。α_PR＝90°では、V_PR＝O^V
となり理論的には、電源電圧V_Rがごくわずかな値でもコ
ンデンサ電圧V_capを大きな値に充電することができる。
しかし、実際には回路損失があるためその分電力供給は
必要不可欠のものとなる。

電源電圧V_Rが変動する場合には上記位相角α_PRをそれに
応じて変えてやればコンデンサ電圧V_capをほぼ一定値に
保つことができる。

以上は電源電圧V_Rが正の場合を例にとって説明したが、
V_Rが負の値になったときには負群コンバータSSN_Rを通じ
てコンデンサCAPを充電することができる。

また、R,S,T相を同時に運転した場合には、動作がやや
複雑になるが同様に進相コンデンサCAPを充電すること
ができる。

次に、このようにして確立された進相コンデンサCAPの
電圧V_a,V_b,V_cが第１図のサイクロコンバータCC-A,CC-B,
CC-Zの位相制御回路に与えられる３相基準電圧e_a,e_b,e_c
の周波数と位相に一致することを説明する。

第２のサイクロコンバータCC-ZのＲ相正群コンバータの
点弧位相角をα_PR,R相負群コンバータの点弧位相角をα
_NRとした場合、V_PR＝V_NRでつり合った状態では、 α_NR≒180°−α_PR …（14） の関係が成り立つ。

第５図は、位相制御の基準電圧e_a,e_b,e_cとＲ相サイクロ
コンバータCC-ZRの点弧パルスの関係を示したものでα
_PR＝45°，α_Ｎ＝135°の場合を表わす。

基準電圧e_a,e_b,e_cは、外部発振器O_scから与えられるも
ので、次式のように表わせる。

ここで、ω_ｃ＝２πf_cは高周波の角周波数で、例えば、
f_c＝1kHz程度に選ばれる。

進相コンデンサCAPの相電圧V_a,V_b,V_cが上記基準電圧e_a,
e_b,e_cの周波数と位相に一致している場合、正群及び負
群コンバータの出力電圧V_PR及びV_NRは、前述の如くV_PR
＝V_NRとなり、循環電流I_ORの増減はない。

この状態から仮に、コンデンサ電圧の周波数が低くな
り、破線のように▲Ｖ′_ａ,V′_ｂ,V′_ｃとなった場合を
考える。

SSP_Rの点弧位相角はα_PRからα′_PRに、またSSN_Rの点弧
位相角はα_NRからα′_NRに変化する。この結果、V_PR＞V
_NRとなり、循環電流I_ORを増加させる。このとき、Ｓ相
及びＴ相のサイクロコンバータの循環電流I_OS,I_OTも増
大する。

当該循環電流I_OR,I_OS,I_OTはサイクロコンバータCC-Zの
入力側（高周波側）の遅れ無効電力となる。

第６図は、サイクロコンバータCC-Zの入力側（高周波
側）の１相分の等価回路を表わしたもので、サイクロコ
ンバータCC-Zは遅れ電流をとる可変インダクタンスL_cc
に置き換えられる。

この回路の共振周波数f_capは、 となる。

循環電流が増大することは、等価インダクタンスL_ccが
減少することに等しく、上記周波数f_capは増大し、Ｖ′
_ａ,V′_ｂ,V′_ｃの波数f_capは基準電圧e_a,e_b,e_cの周波数
f_cに近ずく。

同様に、f_cap＞f_cとなつた場合には、循環電流が減少
し、L_ccが大きくなって、やはりf_cap＝f_cとなつて落ち
着く。

進相コンデンサCAPの電圧の位相が基準電圧の位相より
遅れた場合には、上記f_cap＜f_cとなったときと同様に、
循環電流が増加し、進相コンデンサの電圧位相を進め
る。

逆に、進相コンデンサCAPの電圧位相が基準電圧より進
んだ場合には、上記f_cap＞f_cとなったときと同様に循環
電流が減少し、進相コンデンサCAPの電圧位相を遅らせ
る。

このようにして、進相コンデンサCAPの電圧V_a,V_b,V_cは
基準電圧e_a,e_b,e_cと同一周波数，同位相となるようにサ
イクロコンバータCC-Zの循環電流I_OR,I_OS,I_OTの大きさ
が自動的に調整されるものである。故に、当該コンデン
サV_a,V_b,V_cは次式のようになる。

一方、第１のサイクロコンバータ群CC-A,CC-Bの循環電
流は、その入力側（高周波進相コンデンサ側）の無効電
力Q_A及びQ_Bが各々一定になるように制御している。従っ
て、進相コンデンサCAPの電圧の周波数及び位相に影響
を与えない。

次に、第１のサイクロコンバータ群CC-A,CC-Bの制御動
作を説明する。

サイクロコンバータCC-A及びCC-Bは前述のようにして確
立した進相コンデンサCAPの電圧を利用して自然転流す
る。

CC-A及びCC-Bはともに循環電流式サイクロコンバータで
入力側（進相コンデンサ側）の無効電力Q_A,Q_Bがほぼ一
定になるように各循環電流を制御する。従って、進相コ
ンデンサCAPの進み無効電力をQ_capとした場合、第２の
サイクロコンバータCC-Zがとる遅れ無効電力Q_Zは Q_Z＝Q_cap−（Q_A＋Q_B） …（18） となり、進相コンデンサCAPに印加される電圧V_capと周
波数f_capが一定ならば、Q_Z＝一定となる。

もちろん、第１のサイクロコンバータ群CC-AとCC-Bを１
組と考えて、Q_A＋Q_B＝一定に制御しても、Q_Zを一定にし
て運転できる。

サイクロコンバータCC-Aからリニアモータの電機子コイ
ルに供給する３相負荷電流I_LAは、その指令値▲Ｉ^* _LA▼
に従って制御される。その指令値は、（１）式で求めた
ものと同様である。当該指令値▲Ｉ^* _LA▼はアナログス
イッチAS_Aを介して、制御回路CONT-Aに送られる。当該
アナログスイッチAS_Aは、セクション切換え制御回路SC
からの信号G₁によって制御される。

同様にサイクロコンバータCC-Bの３相負荷電流I_LBは、
（２）式で求められた指令値▲Ｉ^* _LB▼に従って制御さ
れる。当該指令値▲Ｉ^* _LB▼はアナログスイッチAS_Bを介
して制御回路CONT-Bに送られる。当該アナログスイッチ
AS_Bはセクション切換え制御回路SCからの信号G₂によっ
て制御される。

第７図は第１図の装置の動作モードと、各サイクロコン
バータの有効電力の大きさを示すタイムチャート図であ
る。

セクション切換え制御回路SCからの信号G₁が“1"のと
き、アナログスイッチAS_Aは“a"側に閉じられ、負荷電
流の指令値▲Ｉ^* _LA▼として波高値I_Lmの３相正弦波電流
指令が与えられる。G₁が“0"のときはAS_Aは“b"側に閉
じられ、負荷電流指令▲Ｉ^* _LA▼は零となる。

同様に、G₂の信号に従って、アナログスイッチAS_Bが動
作し、負荷電流指令▲Ｉ^* _LB▼が与えられる。このと
き、サイクロコンバータCC-A及びCC-Bは信号G₁及びG₂の
モードに関係なく常時動作状態にあり、無効電力制御を
各別に行っている。すなわちQ_A及びQ_Bは共に一定に保た
れる。

一方、サイクロコンバータCC-Aの有効電力P_Aは、走行体
VHが、セクションSEC_n-1,SEC_n+1,SEC_n+3，…の場所にい
るときに出力される。また、サイクロコンバータCC-Bの
有効電力P_Bは走行体VHがセクションSEC_n,SEC_n+2,SE
C_n+4，…の場所にいるときに出力される。走行体が例え
ばセクションSEC_n-1からSEC_nに移るとき、SEC_n-1に発生
する逆起電力は徐々に減少し、逆にSEC_nに発生する逆起
電力は徐々に増大する。故に、CC-Aから供給される有効
電力P_Aも徐々に減少し、CC-Bから供給される電力P_Bは徐
々に増加する。従って第１のサイクロコンバータ群CC-
A,CC-Bの有効電力の和P_A＋P_Bはほぼ一定となり、これに
より、第２のサイクロコンバータCC-Zへ供給される有効
電力P_Z＝P_A＋P_Bもほぼ一定となる。

この結果、例えば、サイクロコンバータCC-A及びCC-Bの
各出力容量が10MWである場合、サイクロコンバータCC-Z
の容量は10MWのものを用意すればよい。

第１のサイクロコンバータ群CC-A及びCC-Bの出力周波数
の上限値は、入力周波数、すなわち進相コンデンサCAP
に印加される電圧の周波数（例えば1kHz）程度まで高く
することができ、超高速列車等でも電機子コイルのコイ
ルピッチを短くすることができる。この結果、電機子コ
イルのコイルエンド長が短くなり、もれインダクタンス
も小さくなる。これにより負荷力率が良くなり、サイク
ロコンバータの容量の低減を図ることが可能となる。

以上のように、本発明装置によれば、電源から供給され
る電流は電源電圧と同相の正弦波に制御され、入力力率
＝１で、高調波の少ない変換器となる。またリニアモー
タに供給する電流は正弦波で、かつ高い周波数で運転す
ることが可能となる。しかも全てのサイクロコンバータ
は、高周波進相コンデンサCAPに印加される電圧を利用
して自然転流することができ、信頼性が高く、大容量化
を図ることがきわめて容易である利点を有する。

第１図の装置では、走行体VHには界磁極のある同期電動
機方式を説明したが、走行体VHに２次導体を有する誘導
電動機方式でも同様に可能であることは言うまでもな
い。

また、第１のサイクロコンバータ群として２台のサイク
ロコンバータCC-A,CC-Bを交互に動作させる方式を実施
例として上げたが、これを３台あるいはそれ以上の台数
のサイクロコンバータを使って順次切換えていく方式で
も同様に達成できることは言うまでもない。

〔発明の効果〕

以上のように、本発明のリニアモータ給電装置によれ
ば、電源から供給される電流は電源電圧と同相の正弦波
に制御され入力力率は常に１となり、しかも高調波の少
ない運転が可能となる。この結果、必要とされたフィル
タ設置は不要となり、電源系統への悪影響も取除くこと
ができるようになった。

また、リニアモータに供給する周波数の上限値を高くす
ることができ、電機子コイルのコイルピッチを短くする
ことにより、もれインダクタンスを低減させ、負荷力率
の良い運転が可能となる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明のリニアモータ給電装置の実施例を示す
構成図、第２図は第１図の装置を説明するための具体的
な実施例を示す構成図、第３図は第１図の装置の起動動
作を説明するための等価回路図、第４図は同じくタイム
チャート図、第５図は第１図の装置の位相制御動作を説
明するためのタイムチャート図、第６図は同じく等価回
路図、第７図は第１図の装置の動作を説明するためのタ
イムチャート図、第８図は従来のリニアモータ給電装置
の構成図、第９図は第８図の装置の動作モードを示すタ
イムチャート図である。 VH:走行体 SEC_n-1,SEC_n,SEC_n+1，…：セクション SW_n-1,SW_n,SW_n+2，…:3相スイッチ LA,LB:3相交流き電線 CC-A,CC-B:第１のサイクロコンバータ群 CAP:高周波進相コンデンサ TrA,TrB,TrZ:高周波絶縁トランス CC-Z:第２のサイクロコンバータ ACL:交流リアクトル SUP:3相交流電源 SC:セクション切換え制御回路 PS:走行体の界磁位置検出器 PTG:正弦波パターン発生器 Ｆ−V:周波数−電圧変換器 SPC:速度制御回路 M_A,M_B：乗算器 AS_A,AS_B：アナログスイッチ QC_A,QC_B：無効電力制御回路 CONT-A,CONT-B:第１のサイクロコンバータ群の制御回路 AVR:電圧制御回路 CONT-Z:第２のサイクロコンバータの制御回路 O_sc：外部発振器 PT_cap：変成器 D:整流回路

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】軌道に沿って多数に分割して配置された電
   機子コイル単位に走行体の位置に応じて交互に給電する
   複数台の第１の循環電流式サイクロコンバータ群と、当
   該第１の循環電流式サイクロコンバータ群の入力側端子
   間に共通接続された高周波進相コンデンサと、当該高周
   波進相コンデンサを入力端子間に接続された第２の循環
   電流式サイクロコンバータと、当該第２の循環電流式サ
   イクロコンバータの出力側端子に接続された交流電源
   と、前記各循環電流式サイクロコンバータを位相制御す
   る基準となる位相基準電圧を与える外部発振器と、前記
   高周波進相コンデンサの電圧の位相及び周波数が前記位
   相基準電圧の位相及び周波数に一致し、その波高値が一
   定となるように波高値基準値と波高値検出値との偏差に
   応じて前記交流電源から前記第２の循環電流式サイクロ
   コンバータを介して前記高周波進相コンデンサに供給す
   る電流を制御する手段と、前記第１の循環電流式サイク
   ロコンバータ群は、前記高周波進相コンデンサを電圧源
   とし、前記電機子コイルに供給する電流と、前記各循環
   電流式サイクロコンバータの入力側の無効電力を一定に
   制御する手段を具備して成るリニアモータ給電装置。