JPH0740655B2 - 可変速度の入力サンプルから一定速度のデジタルオーディオ出力サンプルを発生させる装置 - Google Patents
可変速度の入力サンプルから一定速度のデジタルオーディオ出力サンプルを発生させる装置Info
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- JPH0740655B2 JPH0740655B2 JP60185642A JP18564285A JPH0740655B2 JP H0740655 B2 JPH0740655 B2 JP H0740655B2 JP 60185642 A JP60185642 A JP 60185642A JP 18564285 A JP18564285 A JP 18564285A JP H0740655 B2 JPH0740655 B2 JP H0740655B2
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- Signal Processing Not Specific To The Method Of Recording And Reproducing (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は、可変標本化周波数即ち可変速度の入力サンプ
ルから一定速度のデジタルオーディオ出力サンプルを発
生させる装置に関する。
ルから一定速度のデジタルオーディオ出力サンプルを発
生させる装置に関する。
従来のアナログオーディオレコーダは、テープ走行速度
を広範囲に変化させて再生が可能であった。これは、種
々のテープ巻取速度での再生音のモニタや、超低速での
“ロックンロール”と呼ばれる技術による正確な編集点
の位置決め即ち所望の編集点を得るためにテープをアッ
プダウン方向に例えば低速で走行させ得るので、特に音
楽編集者達に採用された有用な特色である。再生処理方
法の変化は、等化しなくても位置決めが十分明確に達成
でき、又低品質が最終製品に殆ど影響しないので、試み
られなかった。テープ速度は標準速度の０〜５倍の範囲
で変化される。対照的に、狭い範囲（±10％）で再生速
度を変化させて、故意にピッチを変えたり、フランジン
グのような特殊効果を与えたり、他の装置と同期化させ
ることが慣用化されている。これらの場合には、速度変
化が最終製品の一部であるために、高い品質が維持され
なければならない。
を広範囲に変化させて再生が可能であった。これは、種
々のテープ巻取速度での再生音のモニタや、超低速での
“ロックンロール”と呼ばれる技術による正確な編集点
の位置決め即ち所望の編集点を得るためにテープをアッ
プダウン方向に例えば低速で走行させ得るので、特に音
楽編集者達に採用された有用な特色である。再生処理方
法の変化は、等化しなくても位置決めが十分明確に達成
でき、又低品質が最終製品に殆ど影響しないので、試み
られなかった。テープ速度は標準速度の０〜５倍の範囲
で変化される。対照的に、狭い範囲（±10％）で再生速
度を変化させて、故意にピッチを変えたり、フランジン
グのような特殊効果を与えたり、他の装置と同期化させ
ることが慣用化されている。これらの場合には、速度変
化が最終製品の一部であるために、高い品質が維持され
なければならない。
本発明は、テープやディスク等からデジタルオーディオ
信号を可変速度で再生する問題に関し、その目的は、現
行のテープレコーダの他データレコーダ等をも含むデジ
タルオーディオテープレコーダを用いた編集システムに
おいて編集点の位置決めに適した中程度の品質の再生装
置を提供することである。
信号を可変速度で再生する問題に関し、その目的は、現
行のテープレコーダの他データレコーダ等をも含むデジ
タルオーディオテープレコーダを用いた編集システムに
おいて編集点の位置決めに適した中程度の品質の再生装
置を提供することである。
〔問題点を解決するための手段〕 上記の目的を達成するために、本発明による可変速度の
入力サンプルから、一定速度のデジタルオーディオ出力
サンプルを発生させる装置は、可変速度即ち標本化周波
数（fv）を有する入力サンプル間に計算サンプルを補間
し、入出力サンプル間の時間的ずれに応じた一時ずれ値
（ｄ）と上記可変標本化周波数の現在値とを用いて一定
標本化周波数（fs）で出力サンプルを発生する補間装置
（VSP）と、上記可変標本化周波数の現在値と上記一時
ずれ値とを発生する結合手段とを備え、上記結合手段
は、上記可変標本化周波数を設定するためのパルスを発
生する手動操作可能装置（10、60、69）と、上記パルス
をカウントし、上記一定標本化周波数の分数のクロック
でカウント値を出力し、その後リセットされるカウンタ
（70）と、このカウンタの値と上記可変標本化周波数を
表す出力値とを加算して、上記一定標本化周波数の倍数
のクロックで次の出力値を発生する第１のあふれ累算器
（76、80）と、上記カウンタの値と上記一時ずれ値
（ｄ）とを加算して、上記一定標本化周波数のクロック
で次の一時ずれ値（ｄ）を発生する第２のあふれ累算器
（74、78）とを備えることを特徴とする。
入力サンプルから、一定速度のデジタルオーディオ出力
サンプルを発生させる装置は、可変速度即ち標本化周波
数（fv）を有する入力サンプル間に計算サンプルを補間
し、入出力サンプル間の時間的ずれに応じた一時ずれ値
（ｄ）と上記可変標本化周波数の現在値とを用いて一定
標本化周波数（fs）で出力サンプルを発生する補間装置
（VSP）と、上記可変標本化周波数の現在値と上記一時
ずれ値とを発生する結合手段とを備え、上記結合手段
は、上記可変標本化周波数を設定するためのパルスを発
生する手動操作可能装置（10、60、69）と、上記パルス
をカウントし、上記一定標本化周波数の分数のクロック
でカウント値を出力し、その後リセットされるカウンタ
（70）と、このカウンタの値と上記可変標本化周波数を
表す出力値とを加算して、上記一定標本化周波数の倍数
のクロックで次の出力値を発生する第１のあふれ累算器
（76、80）と、上記カウンタの値と上記一時ずれ値
（ｄ）とを加算して、上記一定標本化周波数のクロック
で次の一時ずれ値（ｄ）を発生する第２のあふれ累算器
（74、78）とを備えることを特徴とする。
以下、図面を参照して本発明を実施例につき詳細に説明
する。
する。
現在利用されているデジタルオーディオテープレコーダ
（DATR）は、テープ走行速度を調整し、この走行速度に
全電子機器の処理速度を正比例させて変化させることに
よって、可変速度再生ができるようになっている。これ
は、再生されたデジタルオーディオ信号のサンプリング
速度（即ち標本化周波数）がテープ速度に正比例して変
化することを必然的に意味している。このデジタル信号
が周波数特性一定の再構成フィルタを通った時には第１
図に詳細に示すような損傷が生じる。図中、オーディオ
含絡線を実線で、再構成フィルタ特性を破線でそれぞれ
示す。曲線（ａ）においては、12.5％の走行速度減少
が、点彩領域で示す僅かな折返し雑音を引き起す。曲線
（ｂ）においては、12.5％の走行速度増加が高周波削減
を引き起す。このような±12.5％程度の小さな走行速度
変化に対するこのような損傷は、重要な信号劣化の原因
とはならない。
（DATR）は、テープ走行速度を調整し、この走行速度に
全電子機器の処理速度を正比例させて変化させることに
よって、可変速度再生ができるようになっている。これ
は、再生されたデジタルオーディオ信号のサンプリング
速度（即ち標本化周波数）がテープ速度に正比例して変
化することを必然的に意味している。このデジタル信号
が周波数特性一定の再構成フィルタを通った時には第１
図に詳細に示すような損傷が生じる。図中、オーディオ
含絡線を実線で、再構成フィルタ特性を破線でそれぞれ
示す。曲線（ａ）においては、12.5％の走行速度減少
が、点彩領域で示す僅かな折返し雑音を引き起す。曲線
（ｂ）においては、12.5％の走行速度増加が高周波削減
を引き起す。このような±12.5％程度の小さな走行速度
変化に対するこのような損傷は、重要な信号劣化の原因
とはならない。
しかしながら、もしDATRからのデジタル出力が、例えば
デジタルミキサへの接続或はAES/EBリンクを経由した伝
送が要求されるならば、標本化周波数を48kHzの標準値f
sに戻す過程が必要である。極めて小さい速度変化（例
えば1/105）に対しては、ワードスリップ・シンクロナ
イザを用いることができる。より広範囲の速度変化に
は、約−30％から＋12.5％までの範囲に対応可能である
サンプリング周波数変換器（SFC）が現在利用できる。
このSFCは可変標本化周波数fvで入力サンプルを受け取
り、補間法によって一定標本化周波数fsで出力サンプル
を形成する。後述するように、問題はテープ速度の変化
率である。なぜなら、このことは、SFCの設計に更なる
要求を課するからである。同時に、市販のSFCの構成で
は、通常のスタジオで実際に行われているようなテープ
の加速をうまく処理できない。
デジタルミキサへの接続或はAES/EBリンクを経由した伝
送が要求されるならば、標本化周波数を48kHzの標準値f
sに戻す過程が必要である。極めて小さい速度変化（例
えば1/105）に対しては、ワードスリップ・シンクロナ
イザを用いることができる。より広範囲の速度変化に
は、約−30％から＋12.5％までの範囲に対応可能である
サンプリング周波数変換器（SFC）が現在利用できる。
このSFCは可変標本化周波数fvで入力サンプルを受け取
り、補間法によって一定標本化周波数fsで出力サンプル
を形成する。後述するように、問題はテープ速度の変化
率である。なぜなら、このことは、SFCの設計に更なる
要求を課するからである。同時に、市販のSFCの構成で
は、通常のスタジオで実際に行われているようなテープ
の加速をうまく処理できない。
より大きな問題は、適当な再生の等化を行なわないと、
DATRが低テープ速度で十分に働らかなかったり、ロック
ンロール等のスタジオ技術の実行が不可能になるという
ことである。これは、今のところ、低品質又は中品質で
の可変速度再生の為にデジタル用トラックを持つ磁気テ
ープ上にアナログトラックを付加して回避している。
DATRが低テープ速度で十分に働らかなかったり、ロック
ンロール等のスタジオ技術の実行が不可能になるという
ことである。これは、今のところ、低品質又は中品質で
の可変速度再生の為にデジタル用トラックを持つ磁気テ
ープ上にアナログトラックを付加して回避している。
ジー・ダブリュ・マクナリィとピー・エス・ガスケルに
よる「デジタルオーディオの編集」、IEEE会誌、ICASSP
−84、サンディエゴ、1984年３月版、第１巻、12Bの4.1
〜4.4ページに記載された装置のように、ディスクを基
体としたディスクオーディオレコーダでは、これらの問
題の幾つかが生じない。データ読取り速度を一定にし、
低速オーディオ再生は、要求された速度でデータを送出
している要求−送出バッファを維持する必要から決めら
れた速度でディスクからデータをピックオフすることに
よって達成することができるからである。高速再生は、
ディスク及びこれに関連した再生回路の最大読取速度に
よってのみ限定される。
よる「デジタルオーディオの編集」、IEEE会誌、ICASSP
−84、サンディエゴ、1984年３月版、第１巻、12Bの4.1
〜4.4ページに記載された装置のように、ディスクを基
体としたディスクオーディオレコーダでは、これらの問
題の幾つかが生じない。データ読取り速度を一定にし、
低速オーディオ再生は、要求された速度でデータを送出
している要求−送出バッファを維持する必要から決めら
れた速度でディスクからデータをピックオフすることに
よって達成することができるからである。高速再生は、
ディスク及びこれに関連した再生回路の最大読取速度に
よってのみ限定される。
デジタルデータの可変標本化周波数源が如何に構成さ
れ、可変標本化周波数が全条件下において一定標本化周
波数fsに如何に戻されるかを以下に説明する。
れ、可変標本化周波数が全条件下において一定標本化周
波数fsに如何に戻されるかを以下に説明する。
可変標本化周波数／可変速デジタルオーディオ信号をデ
ィスクから形成するということの基本的構成は、システ
ムがデータを形成するためにバッファ（実時間入出力装
置RIO）からの要求をモニタする点で必須的にシステム
コントローラとなるバッファに依存する。このバッファ
RIOは、これらの要求を、使用者の制御つまみの操作で
得られる再生クロックfvと、方向フラッグとに基いて発
生する。要求−送出バッファのこのシステムは、ディス
ク駆動装置の最高値までのあらゆる速度での両方向再生
を可能にする。
ィスクから形成するということの基本的構成は、システ
ムがデータを形成するためにバッファ（実時間入出力装
置RIO）からの要求をモニタする点で必須的にシステム
コントローラとなるバッファに依存する。このバッファ
RIOは、これらの要求を、使用者の制御つまみの操作で
得られる再生クロックfvと、方向フラッグとに基いて発
生する。要求−送出バッファのこのシステムは、ディス
ク駆動装置の最高値までのあらゆる速度での両方向再生
を可能にする。
要求−送出バッファは、比例的可変標本化周波数を持つ
制御された速度でデータを供給する。デジタル信号のス
ペクトルへの効果は、第２図（ｂ）及び２図（ｃ）に各
々２倍速及び半速に対して示されている。48kHzで再サ
ンプルした場合には、アナログ再構成フィルタの通過帯
域に可変速度信号の多数の折返しスペクトルが重複す
る。それ故完全なSFCは、再サンプルする前に可変速度
信号を帯域制限し、これらの全折返しスペクトルを除去
して、速度上昇時に低周波が所定帯域を超えないように
しなければならない。
制御された速度でデータを供給する。デジタル信号のス
ペクトルへの効果は、第２図（ｂ）及び２図（ｃ）に各
々２倍速及び半速に対して示されている。48kHzで再サ
ンプルした場合には、アナログ再構成フィルタの通過帯
域に可変速度信号の多数の折返しスペクトルが重複す
る。それ故完全なSFCは、再サンプルする前に可変速度
信号を帯域制限し、これらの全折返しスペクトルを除去
して、速度上昇時に低周波が所定帯域を超えないように
しなければならない。
これは、厳密なデジタル濾波問題であり、従来、入出力
標本化周波数の単純比及び任意比に対して探究されてき
た。アール・ラガデック・ディー・ピー・ペルオーニ及
びデー・バイスによる「専門的デジタルオーディオのた
めの２チャンネル16ビット・デジタル標本化周波数変換
器」、IEEE会誌、ICASSP−82、パリ1982年３月発行、93
〜96頁を参照。サンプル前に幾つかの中間アナログ処理
が許されるなら、RIO出力は、fvでクロックされた変換
器でアナログ信号に変換し、その後fvに依存した遮断周
波数を有する可変遮断再構成フィルタによって濾波する
ことができる。これの代案は、固定手段周波数を有する
再構成フィルタと、標本化周波数をＮ倍に増加させて、
折返しスペクトルを固定再構成フィルタの通過帯域内に
存在しないように選択されたデジタル補間器と、デジタ
ル補間器に接続したD/A変換器とを用いることである。
走行速度が減少すると、Ｎを増加させなければならず、
従ってフィルタ特性の時間可変離散装置が必要になる。
どの場合も、再構成フィルタには、fsでクロックされた
A/D変換器が後続している。しかしながら、すべてのデ
ジタルSFCの解決は好ましい手がかりである。
標本化周波数の単純比及び任意比に対して探究されてき
た。アール・ラガデック・ディー・ピー・ペルオーニ及
びデー・バイスによる「専門的デジタルオーディオのた
めの２チャンネル16ビット・デジタル標本化周波数変換
器」、IEEE会誌、ICASSP−82、パリ1982年３月発行、93
〜96頁を参照。サンプル前に幾つかの中間アナログ処理
が許されるなら、RIO出力は、fvでクロックされた変換
器でアナログ信号に変換し、その後fvに依存した遮断周
波数を有する可変遮断再構成フィルタによって濾波する
ことができる。これの代案は、固定手段周波数を有する
再構成フィルタと、標本化周波数をＮ倍に増加させて、
折返しスペクトルを固定再構成フィルタの通過帯域内に
存在しないように選択されたデジタル補間器と、デジタ
ル補間器に接続したD/A変換器とを用いることである。
走行速度が減少すると、Ｎを増加させなければならず、
従ってフィルタ特性の時間可変離散装置が必要になる。
どの場合も、再構成フィルタには、fsでクロックされた
A/D変換器が後続している。しかしながら、すべてのデ
ジタルSFCの解決は好ましい手がかりである。
一般的SFCの問題は、入力クロックのタイミングを有す
る入力サンプルのアクノリッジから出力クロックのタイ
ミングで出力サンプルを計算する必要性として述べるこ
とができる。これは、出力での最隣接のサンプルを選択
することが常に最下位ビット（LSB）の半分よりも少な
い誤差を招くように、十分大きい倍数で標本化周波数を
概念上増加させて達成することができる。
る入力サンプルのアクノリッジから出力クロックのタイ
ミングで出力サンプルを計算する必要性として述べるこ
とができる。これは、出力での最隣接のサンプルを選択
することが常に最下位ビット（LSB）の半分よりも少な
い誤差を招くように、十分大きい倍数で標本化周波数を
概念上増加させて達成することができる。
第３図は、出力サンプルと最隣接の計算サンプルとの間
の誤差が常に十分小さくなるように、細分された計算サ
ンプルのグリッドを示している。第４図は、時間軸が拡
大された計算サンプルのより良い近似を示している。×
で示す出力サンプルを得るためには、同出力サンプルを
挟み込む２つの計算サンプル（□で示す）のみを計算即
ち入力サンプルから補間して、２つの計算サンプルの間
を直線的に更に補間する必要がある。計算サンプルは、
第３図に示すように例えばfvの８倍の高い周波数の標本
化周波数fiを有する。中間標本化周波数の量子化測定を
得るため、導入された誤差の最悪分析をすることができ
る。
の誤差が常に十分小さくなるように、細分された計算サ
ンプルのグリッドを示している。第４図は、時間軸が拡
大された計算サンプルのより良い近似を示している。×
で示す出力サンプルを得るためには、同出力サンプルを
挟み込む２つの計算サンプル（□で示す）のみを計算即
ち入力サンプルから補間して、２つの計算サンプルの間
を直線的に更に補間する必要がある。計算サンプルは、
第３図に示すように例えばfvの８倍の高い周波数の標本
化周波数fiを有する。中間標本化周波数の量子化測定を
得るため、導入された誤差の最悪分析をすることができ
る。
直線からの最大の偏差は、正弦波のピーク値で発生し、
最大値での振幅Ａと周波数ｆ毎に次式の誤差を生じる。
最大値での振幅Ａと周波数ｆ毎に次式の誤差を生じる。
Δxmax＝（A/2）・（π・f/fi）２ 誤差の必須条件は、 Δxmax≦q/2＝Ａ・2-(b+1) 但し、ｂはオーディオ語長、ｑは量子化間隔である。従
って、 fi≧π・ｆ・２b/2 中間標本化周波数fiの適度な増加が要求の総てであるよ
うに仕様を定義する。例えば14ビットの精度と1kHzの正
弦曲線とを用いるとfi＝402kHz、又７ビットの精度と10
kHzの正弦曲線の場合fi＝355kHzである。
って、 fi≧π・ｆ・２b/2 中間標本化周波数fiの適度な増加が要求の総てであるよ
うに仕様を定義する。例えば14ビットの精度と1kHzの正
弦曲線とを用いるとfi＝402kHz、又７ビットの精度と10
kHzの正弦曲線の場合fi＝355kHzである。
この理由で、384kHzまで変化し得る可変標本化周波数の
８倍化が編集点位置への中品質応用に対し許容できるも
のとして選択された。この８倍化法の出力信号のスペク
トルへの影響を観察する。出力サンプルが８×fsのグリ
ッドからダウンサンプリングで得られた時には、折返し
雑音が基本帯域信号に重畳されるが、これが量子化雑音
よりも大きくない。それ故、停止帯域の高減衰が無限周
波数に概念的に存在する停止帯域において必要である。
８×fs補間フィルタと線型補間器との動作は、各々第２
図（ｄ）と第２図（ｅ）に示されている。
８倍化が編集点位置への中品質応用に対し許容できるも
のとして選択された。この８倍化法の出力信号のスペク
トルへの影響を観察する。出力サンプルが８×fsのグリ
ッドからダウンサンプリングで得られた時には、折返し
雑音が基本帯域信号に重畳されるが、これが量子化雑音
よりも大きくない。それ故、停止帯域の高減衰が無限周
波数に概念的に存在する停止帯域において必要である。
８×fs補間フィルタと線型補間器との動作は、各々第２
図（ｄ）と第２図（ｅ）に示されている。
第５図は基本的な回路を示す。入力サンプルは可変標本
化周波数fvでラッチL1に順次ラッチされる。また出力サ
ンプルはfs＝48kHzでラッチL2から出力される。第１の
有限インパルス応答（FIR）フィルタ即ち補間器F1は、
中間標本化周波数fi＝８×fvで、入力サンプル間に７個
の計算サンプルを生成する。第２のフィルタF2即ち８ビ
ットに補間する線型補間器は要求された出力サンプルを
生成する。カウント論理回路CLは、入力速度パルス（MO
D出力速度パルス）をカウントして11ビット値を生じ
る。この11ビット値のうち上位３ビットは、フィルタF1
に対する係数C1を形成し、計算サンプル（入力サンプル
も含む）の８個の対のうち、所望の出力サンプルの挟み
込みに必要な対を有効に決定するために用いられる。残
りの下位８ビットはフィルタF2用の補間係数C2を形成す
る。この近似は、実時間でフィルタ用の係数を選択又は
計算して実行するために作り出される。第５図は、カウ
ント論理回路CLで係数が選択或は計算される概略処理を
示している。
化周波数fvでラッチL1に順次ラッチされる。また出力サ
ンプルはfs＝48kHzでラッチL2から出力される。第１の
有限インパルス応答（FIR）フィルタ即ち補間器F1は、
中間標本化周波数fi＝８×fvで、入力サンプル間に７個
の計算サンプルを生成する。第２のフィルタF2即ち８ビ
ットに補間する線型補間器は要求された出力サンプルを
生成する。カウント論理回路CLは、入力速度パルス（MO
D出力速度パルス）をカウントして11ビット値を生じ
る。この11ビット値のうち上位３ビットは、フィルタF1
に対する係数C1を形成し、計算サンプル（入力サンプル
も含む）の８個の対のうち、所望の出力サンプルの挟み
込みに必要な対を有効に決定するために用いられる。残
りの下位８ビットはフィルタF2用の補間係数C2を形成す
る。この近似は、実時間でフィルタ用の係数を選択又は
計算して実行するために作り出される。第５図は、カウ
ント論理回路CLで係数が選択或は計算される概略処理を
示している。
第１のフィルタF1は２倍速まで操作できるように8kHz分
を拡張した通過帯域（32kHz）を持つ。停止帯域は、フ
ィルタの次数を低くしながら75db以上の停止帯域の減衰
度を最大に保つ特性間の妥協点として32kHzに選ばれ
る。当初の設計では0.5db通過帯域リップルを有する63
段トランスバーサルフィルタを結果とするカイザ・ウイ
ンド技術を用いた。16ビットに対する係数丸め効果を第
６図に示す。
を拡張した通過帯域（32kHz）を持つ。停止帯域は、フ
ィルタの次数を低くしながら75db以上の停止帯域の減衰
度を最大に保つ特性間の妥協点として32kHzに選ばれ
る。当初の設計では0.5db通過帯域リップルを有する63
段トランスバーサルフィルタを結果とするカイザ・ウイ
ンド技術を用いた。16ビットに対する係数丸め効果を第
６図に示す。
第２のフィルタは（sinx/x）２増幅応答を有する線型補
間器である。これは、10kHzで生じたアリアスで63db
と、20kHzで生じたアリアスで50dbだけ第１のフィルタ
の出力で第１のスペクトルの折返し雑音を減衰する。
間器である。これは、10kHzで生じたアリアスで63db
と、20kHzで生じたアリアスで50dbだけ第１のフィルタ
の出力で第１のスペクトルの折返し雑音を減衰する。
第４図に示すように、フィルタ係数の選択は入出力標本
化周波数の時間的ずれの測定によって決められる。も
し、入出力標本化周波数が一定ならば、時間的ずれが第
７図及び第８図に示すように計数し、平均化して十分な
精度で計算できる。第７図から、帰納法的関係、 tn＝〔tn-1＋Ps(out)〕MOD Ps(in) が、ずれd1、d2などを計算するために用いられる。但
し、Ps(in)は入力サンプル間の標本化周期であり、P
s(out)は出力サンプル間の標本化周期である。もし、Tm
が現在の入力サンプル時刻を表わすならば、現在の出力
サンプル時刻tnに対するずれｄはｄ＝tn−Tmである。
化周波数の時間的ずれの測定によって決められる。も
し、入出力標本化周波数が一定ならば、時間的ずれが第
７図及び第８図に示すように計数し、平均化して十分な
精度で計算できる。第７図から、帰納法的関係、 tn＝〔tn-1＋Ps(out)〕MOD Ps(in) が、ずれd1、d2などを計算するために用いられる。但
し、Ps(in)は入力サンプル間の標本化周期であり、P
s(out)は出力サンプル間の標本化周期である。もし、Tm
が現在の入力サンプル時刻を表わすならば、現在の出力
サンプル時刻tnに対するずれｄはｄ＝tn−Tmである。
第８図において、カウンタCTは、リセット入力にfsの例
えばエッジ信号が印加される毎にリセットされ、その後
期間Ps(out)中に可変標本化周波数fvの128倍のパルスを
カウントし、このカウンタ出力がfsの印加毎に出力周期
カウンタレジスタ（OPCR）R1にラッチされる。デジタル
フィルタF3は、周期カウンタ量の短時間ゆらぎを滑らか
にできる。累算器A1は、tn-1値に周期カウント量を加算
して、サンプル位置レジスタ（SPR）R2にｄ＝tnを形成
する。もしPs(in)がPs(out)の２倍として選ばれるな
ら、累算器A1がモジュロ加算を形成する。従って、後段
ラッチR2は、一定条件下でのみ、出力標本化周波数f
s（48kHz）で変位情報を形成する。しかしながら、ロッ
クンロール状態においては、速度が連続的に変化し、位
置データと関連のオーディオサンプルとの間にトラッキ
ング誤差が存在する。
えばエッジ信号が印加される毎にリセットされ、その後
期間Ps(out)中に可変標本化周波数fvの128倍のパルスを
カウントし、このカウンタ出力がfsの印加毎に出力周期
カウンタレジスタ（OPCR）R1にラッチされる。デジタル
フィルタF3は、周期カウンタ量の短時間ゆらぎを滑らか
にできる。累算器A1は、tn-1値に周期カウント量を加算
して、サンプル位置レジスタ（SPR）R2にｄ＝tnを形成
する。もしPs(in)がPs(out)の２倍として選ばれるな
ら、累算器A1がモジュロ加算を形成する。従って、後段
ラッチR2は、一定条件下でのみ、出力標本化周波数f
s（48kHz）で変位情報を形成する。しかしながら、ロッ
クンロール状態においては、速度が連続的に変化し、位
置データと関連のオーディオサンプルとの間にトラッキ
ング誤差が存在する。
第５図のフィルタF1及びF2は、入力で循環バッファとし
て表されるFIFOメモリ、７個のゼロ値計算サンプルが補
間されるfvでのオーディオデータサンプル及びFIFOへの
入力で配列される。ステレオ音声のために２つのF1フィ
ルタ（F1AとF1B）が所望のサンプル（第４図）を挟み込
む２つの出力サンプルを各々形成するために必要であ
る。SPRは、fvに等しい割合で完全なカウントを通って
循環するが、カウント内の位相情報はFIFOの読取及びF1
の制限リストからの近似係数の選択を制御する。第２図
の線型補間係数は、低位ビットからの直接供給される。
このように、すべてのフィルタは、48kHzの標本化周波
数に同期して動作する。
て表されるFIFOメモリ、７個のゼロ値計算サンプルが補
間されるfvでのオーディオデータサンプル及びFIFOへの
入力で配列される。ステレオ音声のために２つのF1フィ
ルタ（F1AとF1B）が所望のサンプル（第４図）を挟み込
む２つの出力サンプルを各々形成するために必要であ
る。SPRは、fvに等しい割合で完全なカウントを通って
循環するが、カウント内の位相情報はFIFOの読取及びF1
の制限リストからの近似係数の選択を制御する。第２図
の線型補間係数は、低位ビットからの直接供給される。
このように、すべてのフィルタは、48kHzの標本化周波
数に同期して動作する。
速度の激しい変化は、FIFOを空又は満たすが、極めて大
きいFIFOバッファと一体のSPRに先行したフィルタに、
高次の予測を与えることが明らかに必要であろう。誤差
信号を形成するために読み書きアドレスポインタをモニ
タする閉ループ制御システムは、出力同期カウントレジ
スタ（OPCR）を変形したり、トラッキングを維持するの
に用いられて良い。
きいFIFOバッファと一体のSPRに先行したフィルタに、
高次の予測を与えることが明らかに必要であろう。誤差
信号を形成するために読み書きアドレスポインタをモニ
タする閉ループ制御システムは、出力同期カウントレジ
スタ（OPCR）を変形したり、トラッキングを維持するの
に用いられて良い。
SFCの適用において、SPRデータは、入出力クロックの観
察から計算されなければならない。しかしながら、可変
速度の適用においては、SPRデータは、可変標本化周波
数fvから直接計算できる。それ故、SPRデータと入出力
標本化クロック時間との間の相関関係は、すべての事情
のもとで正確に知ることができる。
察から計算されなければならない。しかしながら、可変
速度の適用においては、SPRデータは、可変標本化周波
数fvから直接計算できる。それ故、SPRデータと入出力
標本化クロック時間との間の相関関係は、すべての事情
のもとで正確に知ることができる。
第９図は本発明の実施例によるシステムの基本構成を示
す。コントロールパネルCPは、マウス入力装置MMやビデ
オディスクユニットVDUが接続された例えば68000のCPU
に制御情報を入力するために用いられ、後述する可変標
本化周波数（クロック）fvを決定するつまみ10を有して
いる。CPUは、可変標本化周波数fvで決定されたクロッ
クでディスクコントローラDCから、コントロールパネル
CPから供給される方向信号DIRで決定された方向に、デ
ータを要求するため、上述の如く動作するRIOバッファ
への入力サンプル源として動作するデータコントローラ
DCを制御する。
す。コントロールパネルCPは、マウス入力装置MMやビデ
オディスクユニットVDUが接続された例えば68000のCPU
に制御情報を入力するために用いられ、後述する可変標
本化周波数（クロック）fvを決定するつまみ10を有して
いる。CPUは、可変標本化周波数fvで決定されたクロッ
クでディスクコントローラDCから、コントロールパネル
CPから供給される方向信号DIRで決定された方向に、デ
ータを要求するため、上述の如く動作するRIOバッファ
への入力サンプル源として動作するデータコントローラ
DCを制御する。
CPUは、出力周期カウントレジスタOPCR及びサンプル位
置レジスタSPR機能を合成し、これらからのデータを、
第５図のF1及びF2の濾波機能を形成し、バスAUD上に出
力サンプルを供給する可変プロセッサ（VSP）に送る。
このVSPは、デジタルオーディオ信号を例えばAESEBUラ
インを介してデジタルオーディオテープレコーダDATRに
供給し、或はD/A変換器DACに供給してアナログオーディ
オを再構成してもよい。VSPは、バイパススイッチ12で
示されるように、操作しないように選択的に切換えられ
てよい。
置レジスタSPR機能を合成し、これらからのデータを、
第５図のF1及びF2の濾波機能を形成し、バスAUD上に出
力サンプルを供給する可変プロセッサ（VSP）に送る。
このVSPは、デジタルオーディオ信号を例えばAESEBUラ
インを介してデジタルオーディオテープレコーダDATRに
供給し、或はD/A変換器DACに供給してアナログオーディ
オを再構成してもよい。VSPは、バイパススイッチ12で
示されるように、操作しないように選択的に切換えられ
てよい。
第10図は第９図より更に発展したシステムを示す。図に
おいて、CPUは、VDUやマウス用の直列入出力（I/O）イ
ンターフェイスや、例えばSMPTE遠隔制御装置用の並列
入出力インターフェイス16や、コントロールパネルCP用
のコントロールパネルインターフェイス18を有するI/O
母線を介して他の機器に連絡している。fv、SPR及びOPC
Rのデータは同期母線20を経由してインターフェイス18
からRIOやVSPに連通される。手動制御つまみ10、フェー
ダ等との間の正確な相互作用、RIOとVSPとにおけるフォ
ーマット化や処理は直接の同期リンクを要求する。もし
データ伝送がシステムプロセッサで直接処理されるな
ら、その性能が大きく減少する。母線は、利得や速度制
御が円滑に変化するように、事実上瞬時の応答や定まっ
た更新の速度を保証する。
おいて、CPUは、VDUやマウス用の直列入出力（I/O）イ
ンターフェイスや、例えばSMPTE遠隔制御装置用の並列
入出力インターフェイス16や、コントロールパネルCP用
のコントロールパネルインターフェイス18を有するI/O
母線を介して他の機器に連絡している。fv、SPR及びOPC
Rのデータは同期母線20を経由してインターフェイス18
からRIOやVSPに連通される。手動制御つまみ10、フェー
ダ等との間の正確な相互作用、RIOとVSPとにおけるフォ
ーマット化や処理は直接の同期リンクを要求する。もし
データ伝送がシステムプロセッサで直接処理されるな
ら、その性能が大きく減少する。母線は、利得や速度制
御が円滑に変化するように、事実上瞬時の応答や定まっ
た更新の速度を保証する。
他方、特殊用途ハードウエアの全制御及び監視は、専有
のI/O母線を用いてかなり低いデータ速度で処理され
る。このシステムは、同期母線の速度で割込のオーバー
ヘッドなしに、すべての制御情報と種々の装置の状態に
アクセスを持つ。同期とSMPTEとの遠隔制御用の他の装
置には、この母線とインターフェイスする標準専用モジ
ュールを用いて接続することができる。RIOは、母線ア
ダプタ24を介してデータ伝送母線22とインターフェイス
されている（第９図のディスクコントローラに対応す
る）。入力サンプルは、様式化補助データ及び少なくと
も２つのオーディオチャネルを伝送することができる双
方向性逆（RV）母線26を介してRIOからVSPまで移動す
る。このデータは、AES/EBUの標準直列インターフェイ
スによって伝送された付加的な非オーディオデータに関
係する。
のI/O母線を用いてかなり低いデータ速度で処理され
る。このシステムは、同期母線の速度で割込のオーバー
ヘッドなしに、すべての制御情報と種々の装置の状態に
アクセスを持つ。同期とSMPTEとの遠隔制御用の他の装
置には、この母線とインターフェイスする標準専用モジ
ュールを用いて接続することができる。RIOは、母線ア
ダプタ24を介してデータ伝送母線22とインターフェイス
されている（第９図のディスクコントローラに対応す
る）。入力サンプルは、様式化補助データ及び少なくと
も２つのオーディオチャネルを伝送することができる双
方向性逆（RV）母線26を介してRIOからVSPまで移動す
る。このデータは、AES/EBUの標準直列インターフェイ
スによって伝送された付加的な非オーディオデータに関
係する。
このシステムが通常速度で動作する時には、オーディオ
信号がVSPを通って、オーディオ標本化周波数の２進値
で動作する時系列−多重母線であるオーディオ（AUD）
母線30まで処理なしに伝送される。補助データは、補助
データ書式器（ADF）28によってオーディオ母線まで転
送される。
信号がVSPを通って、オーディオ標本化周波数の２進値
で動作する時系列−多重母線であるオーディオ（AUD）
母線30まで処理なしに伝送される。補助データは、補助
データ書式器（ADF）28によってオーディオ母線まで転
送される。
このシステムが可変速度で動作する時には、補助データ
が通常新しい標本化周波数で転送できない。可変速度処
理装置VSPは、前述した方法でオーディオデータを処理
して、オーディオ母線に転送する。
が通常新しい標本化周波数で転送できない。可変速度処
理装置VSPは、前述した方法でオーディオデータを処理
して、オーディオ母線に転送する。
オーディオ母線は、AES/EBU端末32或は、A/D或はD/A変
換器34のような種々の装置間に命令関数を容易に達成で
きるように使用されてよい。
換器34のような種々の装置間に命令関数を容易に達成で
きるように使用されてよい。
システム母線は、必ずしもデータ伝送母線と同様でなけ
ればならぬことはない。コントロールパネルインターフ
ェイス18は、6809マイクロプロセッサを基礎にしてお
り、つまみ10からのデータを円滑にする能力を持つ。
又、さらに正確な再生に一致する出力周期カウントレジ
スタOPCR値の極めて滑らかなシーケンスを与える。同期
母線上の各パラメータの更新速度は100Hzまでである。
可変速度処理装置VSP内で、サンプル位置レジスタSPRは
ソフトウエアによって出力同期カウントレジスタOPCRか
ら計算される。
ればならぬことはない。コントロールパネルインターフ
ェイス18は、6809マイクロプロセッサを基礎にしてお
り、つまみ10からのデータを円滑にする能力を持つ。
又、さらに正確な再生に一致する出力周期カウントレジ
スタOPCR値の極めて滑らかなシーケンスを与える。同期
母線上の各パラメータの更新速度は100Hzまでである。
可変速度処理装置VSP内で、サンプル位置レジスタSPRは
ソフトウエアによって出力同期カウントレジスタOPCRか
ら計算される。
第10図のCPUシステムは既知であり詳細に記述しない。
本発明は、可変標本化周波数fv、サンプル位置レジスタ
SPR及び出力周期カウントレジスタOPCRがCPUシステムで
合成される方法にある。しかし、第11図は、可変速度処
理装置VSPの可能な実施態様を示している。
本発明は、可変標本化周波数fv、サンプル位置レジスタ
SPR及び出力周期カウントレジスタOPCRがCPUシステムで
合成される方法にある。しかし、第11図は、可変速度処
理装置VSPの可能な実施態様を示している。
FIRフィルタF1と線型補間フィルタF2との機能は、16ビ
ットバス42を経由して、サンプルデータ及び補間プログ
ラムを各々記憶するRAM44及びROM46に接続したTMS32010
信号処理集積回路40により実行される。バス42はインタ
ーフェイス48、50、52、54を経由して第10図に関連して
記述された母線と連結している。同期母線用のインター
フェイス50は可変標本化周波数fvと方向信号DIRとを出
力するクロック発振器56にも連絡される。アップ／ダウ
ンカウンタ58は、バッファの要求を制御するに必要な値
を形成するために、方向信号DIRの制御下でfvをカウン
トする。これらの信号及びSPR及びOPCRは、好ましい実
施例でソフトウエア機能として形成できるが第12図に示
すようにハードウエアでも形成できる。
ットバス42を経由して、サンプルデータ及び補間プログ
ラムを各々記憶するRAM44及びROM46に接続したTMS32010
信号処理集積回路40により実行される。バス42はインタ
ーフェイス48、50、52、54を経由して第10図に関連して
記述された母線と連結している。同期母線用のインター
フェイス50は可変標本化周波数fvと方向信号DIRとを出
力するクロック発振器56にも連絡される。アップ／ダウ
ンカウンタ58は、バッファの要求を制御するに必要な値
を形成するために、方向信号DIRの制御下でfvをカウン
トする。これらの信号及びSPR及びOPCRは、好ましい実
施例でソフトウエア機能として形成できるが第12図に示
すようにハードウエアでも形成できる。
TMS32010による補間プログラムは48kHzの周期で実行さ
れる。新しいOPCR値は、I/Oポート50を用いて伝送さ
れ、48kHzのクロックに同期して発生する。逆母線から
の可変標本化周波数のデータは、I/Oポート48からの割
込に応答して、TMS32010で読出される。
れる。新しいOPCR値は、I/Oポート50を用いて伝送さ
れ、48kHzのクロックに同期して発生する。逆母線から
の可変標本化周波数のデータは、I/Oポート48からの割
込に応答して、TMS32010で読出される。
TMS32010は、命令が200nsサイクルで実行され、48kHzの
割合（20.833ms）で補間プログラムを実行しなければな
らない。このTMS32010は最高速度で実行され、補間プロ
グラムの開始前に48kHzのサンプルクロックをポーリン
グする。従って、１周期では、SFCフィルタ機能を実行
し、I/O等によってSPRを維持するのに十分な104個の命
令が実行可能になる。
割合（20.833ms）で補間プログラムを実行しなければな
らない。このTMS32010は最高速度で実行され、補間プロ
グラムの開始前に48kHzのサンプルクロックをポーリン
グする。従って、１周期では、SFCフィルタ機能を実行
し、I/O等によってSPRを維持するのに十分な104個の命
令が実行可能になる。
第12図は、再生速度に比例した速度で回るとパルスPPを
生じる制御つまみ10が下記のものの形成に如何に処理さ
れるかを示す。
生じる制御つまみ10が下記のものの形成に如何に処理さ
れるかを示す。
1.例えば25回／秒で更新される周期情報、 2.合成SPRデータ、及び 3.SPRデータと同期する正確な可変速ロック。
つまみ10（第13図参照）は、回転時にパルスを発生する
符号器60の軸62に固定される。この符号器60には１回転
に500パルスを発生し、滑らかな感触を保証する光学的
増分符号器が理想的に適合する。代表的環境下では、手
動制御が0.4ms〜20msのパルス間隔に対応した0.1Hz〜5H
zの回転速度が得られる。OPCRは、25Hzの更新速度で、
回転速度に応じた０〜127周期を記憶する。カウント０
は回転しないことに対応する。
符号器60の軸62に固定される。この符号器60には１回転
に500パルスを発生し、滑らかな感触を保証する光学的
増分符号器が理想的に適合する。代表的環境下では、手
動制御が0.4ms〜20msのパルス間隔に対応した0.1Hz〜5H
zの回転速度が得られる。OPCRは、25Hzの更新速度で、
回転速度に応じた０〜127周期を記憶する。カウント０
は回転しないことに対応する。
コネクタ64は、符号器60からの信号と、クラッチ66を選
択的に接続する制御信号とを転送する。クラッチ66が作
動すると、軸62は、ばね付勢された戻り止め61と協働す
るディスク69を回転させる軸68に結合される。クラッチ
66が作動したとき、戻り止め機構の各クリックは、所定
の再生速度の増加又は減少に対応する。符号器60からの
パルスは、第12図のカウンタ70に対し直接又は積分後に
入力される。各パルスは1.5/500sオーディオ信号に対応
する。カウンタは、周波数fs/2048でリセットされ、再
生サンプル周期に実際に反比例する値がラッチOPCR72に
保持される。加算器74は、カウンタ70の値に、48kHzの
一定標本化周波数でクロックされたあふれ累算器SPR78
の出力値を加算する。加算器76は、カウンタ70の値に、
48kHzの一定標本化周波数の128倍速でクロックされたあ
ふれ累算器（CL）80の出力値を加算する。SPRの数は第
７図に示すようにサンプル変位即ち時間的ずれを表し、
CLのMSB（キャリー）が可変標本化周波数fvを形成す
る。
択的に接続する制御信号とを転送する。クラッチ66が作
動すると、軸62は、ばね付勢された戻り止め61と協働す
るディスク69を回転させる軸68に結合される。クラッチ
66が作動したとき、戻り止め機構の各クリックは、所定
の再生速度の増加又は減少に対応する。符号器60からの
パルスは、第12図のカウンタ70に対し直接又は積分後に
入力される。各パルスは1.5/500sオーディオ信号に対応
する。カウンタは、周波数fs/2048でリセットされ、再
生サンプル周期に実際に反比例する値がラッチOPCR72に
保持される。加算器74は、カウンタ70の値に、48kHzの
一定標本化周波数でクロックされたあふれ累算器SPR78
の出力値を加算する。加算器76は、カウンタ70の値に、
48kHzの一定標本化周波数の128倍速でクロックされたあ
ふれ累算器（CL）80の出力値を加算する。SPRの数は第
７図に示すようにサンプル変位即ち時間的ずれを表し、
CLのMSB（キャリー）が可変標本化周波数fvを形成す
る。
第12図において、カウンタに入力されるパルスと符号器
つまみとの間のギア比は、再生速度調整に亙って粗密制
御を形成するために可変にすることができる。
つまみとの間のギア比は、再生速度調整に亙って粗密制
御を形成するために可変にすることができる。
オーディオデータの全タイミングが、本例のように、12
8×fsに同期しているために、FIFO装置を必要としな
い。これは可変速度制御で不正確にトラッキングするこ
とが係数の選択にとって不可能ではないからである。
8×fsに同期しているために、FIFO装置を必要としな
い。これは可変速度制御で不正確にトラッキングするこ
とが係数の選択にとって不可能ではないからである。
可変標本化周波数fvを生成するあふれ累算器の使用は１
つの減損を招く。クロックのジッタが2n:1以外のすべて
の速度に生じる。例えば、128×fsの累算クロックを使
用すると、25Hzの更新速度で±80nsのジッタを生じる。
想像上の結果は、これが、特に中位の品質の適用に対す
る効果を妨害する好ましくない原因となることを示唆し
ている。特に、編集点の位置設定処理は、それ自身固有
のジッタとしてみなすことができる。
つの減損を招く。クロックのジッタが2n:1以外のすべて
の速度に生じる。例えば、128×fsの累算クロックを使
用すると、25Hzの更新速度で±80nsのジッタを生じる。
想像上の結果は、これが、特に中位の品質の適用に対す
る効果を妨害する好ましくない原因となることを示唆し
ている。特に、編集点の位置設定処理は、それ自身固有
のジッタとしてみなすことができる。
第８図のOPCRはエンコーダ60から直接生じる。未知の再
生標本化周波数の場合に濾波が必要ではないが、制御つ
まみの動作を円滑にするのに用いられてもよい。後者は
コントロールパネルインターフェイス18において、８ビ
ットマイクロプロセッサによって実行される公知の一次
帰納フィルタを用いてもよい。
生標本化周波数の場合に濾波が必要ではないが、制御つ
まみの動作を円滑にするのに用いられてもよい。後者は
コントロールパネルインターフェイス18において、８ビ
ットマイクロプロセッサによって実行される公知の一次
帰納フィルタを用いてもよい。
エンコーダ60は下記の３つの異なるモードにおいて使用
することができる。
することができる。
１、ロックンロール状態−位置変化を発生させる意図動
作を持つ自由走行、 ２、可変速度−速度変化を発生させる意図動作を持つ自
由走行。これは「CAL」表示器で通常速度における初期
設定を必要とする。
作を持つ自由走行、 ２、可変速度−速度変化を発生させる意図動作を持つ自
由走行。これは「CAL」表示器で通常速度における初期
設定を必要とする。
３、較正速度−戻り止め及び関連表示を有する。
位置制御のために、第12図のカウンタは、接近したエン
コーダのパルス間の時間を測定する。速度制御のため
に、カウンタは受け止ったパルスの数に比例してインク
リメント又はデクリメントする。各場合、カウンタの上
限及び下限が考慮されなければならない。インクリメン
トエンコーダ60は方向信号が簡単に生じるように求積出
力を生じる。
コーダのパルス間の時間を測定する。速度制御のため
に、カウンタは受け止ったパルスの数に比例してインク
リメント又はデクリメントする。各場合、カウンタの上
限及び下限が考慮されなければならない。インクリメン
トエンコーダ60は方向信号が簡単に生じるように求積出
力を生じる。
可変速度処理は、RIOが要求−送出バッファとして構成
されているために、編集システムの周辺機器として加え
ることができる。それ故、編集器と実時間伝達の問題は
避けられる。編集器の操作者用の特別な必要性は、再生
中のオーディオ材料の正確な時間コードを知らせること
である。オーディオバッファが完全に入出力のタイミン
グを吸収しているために、特別な構成がなされなければ
ならない。アップダウンカウンタ58は、各ポーリング点
で強制される零基準の回りを前後に可変標本化周波数fv
を計数することによってこの手段を形成する。従って、
CPI18は、I/Oポート50と同期母線とを用いた再生出力の
時間で正確な時間コードを適宜要求してもよい。このデ
ータは順に編集システムに戻ってもよい。
されているために、編集システムの周辺機器として加え
ることができる。それ故、編集器と実時間伝達の問題は
避けられる。編集器の操作者用の特別な必要性は、再生
中のオーディオ材料の正確な時間コードを知らせること
である。オーディオバッファが完全に入出力のタイミン
グを吸収しているために、特別な構成がなされなければ
ならない。アップダウンカウンタ58は、各ポーリング点
で強制される零基準の回りを前後に可変標本化周波数fv
を計数することによってこの手段を形成する。従って、
CPI18は、I/Oポート50と同期母線とを用いた再生出力の
時間で正確な時間コードを適宜要求してもよい。このデ
ータは順に編集システムに戻ってもよい。
全デジタル信号処理方法が、０から２倍速までの両方向
速度範囲にわたるデジタルオーディオ信号の再生に関し
説明された。処理が単一の安価な信号処理チップで実行
できる多くの単純化が確認された。更なる単純化は、量
子化法でシステムを制御して達成されるが、それでも適
当な信号特性と主観的な円滑制御とを維持している。従
って、上述した装置は以下の特色を持つ。
速度範囲にわたるデジタルオーディオ信号の再生に関し
説明された。処理が単一の安価な信号処理チップで実行
できる多くの単純化が確認された。更なる単純化は、量
子化法でシステムを制御して達成されるが、それでも適
当な信号特性と主観的な円滑制御とを維持している。従
って、上述した装置は以下の特色を持つ。
１、装置を簡単化する多段フィルタ設計。
２、設計の更なる単純化用のフィルタ係数の実時間計
算。
算。
３、フィルタの仕様を編集点位置用に幾分軽減する点。
４、細かく量子化された速度変化は、より簡素化したハ
ードウエア設計用の最終的な48kHzの標本化周波数に関
係している。
ードウエア設計用の最終的な48kHzの標本化周波数に関
係している。
５、アナログ部品を必要としない単一チップ信号処理装
置（例えばTMS32010）と両立する処理必要条件。
置（例えばTMS32010）と両立する処理必要条件。
本発明によれば、種々のスタジオ技術を用いた編集が可
能なように、デジタルオーディオ信号の可変速度再生が
可能となる。
能なように、デジタルオーディオ信号の可変速度再生が
可能となる。
第１図（ａ）及び（ｂ）は再生信号への速度変化の影響
を示す図、第２図（ａ）〜（ｅ）は、標本化周波数変換
に生じる周波数スペクトルを示す図、第３図は如何に出
力サンプルがオーバーサンプリングされた（入力及び計
算）サンプルのゼロ次補間によって発生するかを示す
図、第４図は１次補間の望ましい用いかたを示す図、第
５図は順方向変換及び１次補間のための概略回路構成を
示す図、第６図は有限インパルス応答フィルタの応答を
示す図、第７図は入出力サンプルの時間的相関関係を示
す図、第８図は出力サンプル時刻を計算する好ましくな
い回路を示す図、第９図及び第10図は本発明の実施例に
よる２つの完全なシステムを示す図、第11図はマイクロ
プロセッサを基本とした装置であって第９図及び第10図
の一部を示す図、第12図はハードウエアの実施例であっ
て第９図及び第10図の一部を示す図、第13図は第10図に
含まれる機械的入力装置を示す図である。 なお図面に用いた符号において、 10……コントロールパネル 58……アップ／ダウンカウンタ 70……カウンタ 72……ラッチ回路 74,76……加算器 78,80……累算器 である。
を示す図、第２図（ａ）〜（ｅ）は、標本化周波数変換
に生じる周波数スペクトルを示す図、第３図は如何に出
力サンプルがオーバーサンプリングされた（入力及び計
算）サンプルのゼロ次補間によって発生するかを示す
図、第４図は１次補間の望ましい用いかたを示す図、第
５図は順方向変換及び１次補間のための概略回路構成を
示す図、第６図は有限インパルス応答フィルタの応答を
示す図、第７図は入出力サンプルの時間的相関関係を示
す図、第８図は出力サンプル時刻を計算する好ましくな
い回路を示す図、第９図及び第10図は本発明の実施例に
よる２つの完全なシステムを示す図、第11図はマイクロ
プロセッサを基本とした装置であって第９図及び第10図
の一部を示す図、第12図はハードウエアの実施例であっ
て第９図及び第10図の一部を示す図、第13図は第10図に
含まれる機械的入力装置を示す図である。 なお図面に用いた符号において、 10……コントロールパネル 58……アップ／ダウンカウンタ 70……カウンタ 72……ラッチ回路 74,76……加算器 78,80……累算器 である。
Claims (7)
- 【請求項１】可変標本化周波数（fv）を有する入力サン
プル間に計算サンプルを補間し、入出力サンプル間の時
間的ずれに応じた一時ずれ値（ｄ）と上記可変標本化周
波数の現在値とを用いて一定標本化周波数（fs）で出力
サンプルを発生する補間装置（VSP）と、上記可変標本
化周波数の現在値と上記一時ずれ値とを発生する結合手
段とを備え、上記結合手段は、 上記可変標本化周波数を設定するためのパルスを発生す
る手動操作可能装置（10、60、69）と、 上記パルスをカウントし、上記一定標本化周波数の分数
のクロックでカウント値を出力し、その後リセットされ
るカウンタ（70）と、 このカウンタの値と上記可変標本化周波数を表す出力値
とを加算して、上記一定標本化周波数の倍数のクロック
で次の出力値を発生する第１のあふれ累算器（76、80）
と、 上記カウンタの値と上記一時ずれ値（ｄ）とを加算し
て、上記一定標本化周波数のクロックで次の一時ずれ値
（ｄ）を発生する第２のあふれ累算器（74、78）とを備
えた、可変速度の入力サンプルから、一定速度のデジタ
ルオーディオ出力サンプルを発生させる装置。 - 【請求項２】上記手動操作可能装置は、上記入力サンプ
ルの所望変化率に応じた割合でパルスを発生する装置
（60）を備えた特許請求の範囲第１項に記載の装置。 - 【請求項３】上記入力サンプルの方向を示す信号（DI
R）でアップダウン方向が決定され、上記可変標本化周
波数（fv）に基いてパルスをカウントするアップダウン
カウンタ（58）を備えた特許請求の範囲第１項または第
２項に記載の装置。 - 【請求項４】上記設定パルスに応じて上記補間装置（VS
P）にデジタルの入力サンプルを供給するバッファ（RI
O）を備えた特許請求の範囲第１項〜第３項のいずれか
に記載の装置。 - 【請求項５】上記補間装置（VSP）は、上記入力サンプ
ルから、上記可変標本化周波数（fv）の倍数の高周波数
でサンプルを発生する有限インパルス応答フィルタ（F
1）と、線形補間フィルタ（F2）とを備え、 上記一時ずれ値（ｄ）の上位部分が上記有限インパルス
応答フィルタ（F1）の係数を決定し、上記一時ずれ値
（ｄ）の下位部分が上記線形補間フィルタ（F2）の補間
係数を決定することを特徴とする特許請求の範囲第４項
に記載の装置。 - 【請求項６】上記手動操作可能装置は、上記パルスが手
動操作速度に比例した割合で発生することを特徴とする
特許請求の範囲第１〜５項のいずれかに記載の装置。 - 【請求項７】上記手動操作可能装置は、上記パルスが手
動操作速度に比例して変化する割合で発生することを特
徴とする特許請求の範囲第１〜５項のいずれかに記載の
装置。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| GB8421378 | 1984-08-23 | ||
| GB848421378A GB8421378D0 (en) | 1984-08-23 | 1984-08-23 | Variable speed replay |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS61115275A JPS61115275A (ja) | 1986-06-02 |
| JPH0740655B2 true JPH0740655B2 (ja) | 1995-05-01 |
Family
ID=10565705
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP60185642A Expired - Lifetime JPH0740655B2 (ja) | 1984-08-23 | 1985-08-23 | 可変速度の入力サンプルから一定速度のデジタルオーディオ出力サンプルを発生させる装置 |
Country Status (6)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4716472A (ja) |
| EP (1) | EP0173530B1 (ja) |
| JP (1) | JPH0740655B2 (ja) |
| AT (1) | ATE61147T1 (ja) |
| DE (1) | DE3581861D1 (ja) |
| GB (2) | GB8421378D0 (ja) |
Families Citing this family (21)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS6390007A (ja) * | 1986-10-02 | 1988-04-20 | Victor Co Of Japan Ltd | 回転ヘツド式デイジタル信号記録再生装置 |
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| US5235534A (en) * | 1988-08-18 | 1993-08-10 | Hewlett-Packard Company | Method and apparatus for interpolating between data samples |
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| WO1991006101A1 (en) * | 1989-10-23 | 1991-05-02 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Variable-speed digital signal reproducing device |
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| JP2763982B2 (ja) * | 1992-03-13 | 1998-06-11 | 富士通株式会社 | 送信信号処理方法 |
| JP2711207B2 (ja) * | 1992-05-19 | 1998-02-10 | インターナショナル・ビジネス・マシーンズ・コーポレイション | クリアランス及び滑りの測定が可能でヘッド衝突の警告をするディスク・ファイル記憶装置及びクリアランス測定方法 |
| US5412638A (en) * | 1993-06-02 | 1995-05-02 | Vimak Corporation | Method for correcting errors in digital audio data |
| JP3460291B2 (ja) * | 1994-01-28 | 2003-10-27 | ソニー株式会社 | 信号蓄積供給方法及び装置 |
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Family Cites Families (21)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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| US3982277A (en) * | 1973-12-26 | 1976-09-21 | American Optical Corporation | Timing-error compensation for low-speed tape systems |
| NL168669C (nl) * | 1974-09-16 | 1982-04-16 | Philips Nv | Interpolerend digitaal filter met ingangsbuffer. |
| NL176211C (nl) * | 1974-09-16 | 1985-03-01 | Philips Nv | Interpolerend digitaal filter. |
| US4020332A (en) * | 1975-09-24 | 1977-04-26 | Bell Telephone Laboratories, Incorporated | Interpolation-decimation circuit for increasing or decreasing digital sampling frequency |
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-
1984
- 1984-08-23 GB GB848421378A patent/GB8421378D0/en active Pending
-
1985
- 1985-08-19 EP EP85305881A patent/EP0173530B1/en not_active Expired - Lifetime
- 1985-08-19 DE DE8585305881T patent/DE3581861D1/de not_active Expired - Lifetime
- 1985-08-19 AT AT85305881T patent/ATE61147T1/de not_active IP Right Cessation
- 1985-08-21 US US06/768,030 patent/US4716472A/en not_active Expired - Fee Related
- 1985-08-23 JP JP60185642A patent/JPH0740655B2/ja not_active Expired - Lifetime
- 1985-08-23 GB GB08521129A patent/GB2163590B/en not_active Expired
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| ATE61147T1 (de) | 1991-03-15 |
| GB8421378D0 (en) | 1984-09-26 |
| JPS61115275A (ja) | 1986-06-02 |
| US4716472A (en) | 1987-12-29 |
| GB2163590B (en) | 1987-12-23 |
| EP0173530B1 (en) | 1991-02-27 |
| DE3581861D1 (de) | 1991-04-04 |
| GB2163590A (en) | 1986-02-26 |
| GB8521129D0 (en) | 1985-10-02 |
| EP0173530A3 (en) | 1987-09-02 |
| EP0173530A2 (en) | 1986-03-05 |
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