JPH0744404B2 - 増幅回路 - Google Patents
増幅回路Info
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- JPH0744404B2 JPH0744404B2 JP1244303A JP24430389A JPH0744404B2 JP H0744404 B2 JPH0744404 B2 JP H0744404B2 JP 1244303 A JP1244303 A JP 1244303A JP 24430389 A JP24430389 A JP 24430389A JP H0744404 B2 JPH0744404 B2 JP H0744404B2
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- 239000013256 coordination polymer Substances 0.000 description 28
- 230000008878 coupling Effects 0.000 description 4
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- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 3
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Description
【発明の詳細な説明】 （イ） 産業上の利用分野 本発明はオフセット補償機能を備える増幅回路に関し、
特に低電圧電源駆動のオーディオ機器に好適な増幅回路
に関する。
特に低電圧電源駆動のオーディオ機器に好適な増幅回路
に関する。
（ロ） 従来の技術 第２図および第３図を参照して従来の増幅回路を説明す
る。
る。
第２図は増幅器Ａの非反転入力端子に信号振幅VS、イン
ピーダンスRSで表される交流信号源を接続し、増幅器Ａ
の出力端子V10と反転入力端子間に抵抗R10とR11からな
る負帰還回路を接続してなる非反転増幅回路を示す。な
お、符号VOFは増幅器Ａの入力段トランジスタの特性の
差あるいは入力回路のインピーダンスの差に起因して増
幅器Ａの入力段に発生するオフセトを電圧で表現したも
のである。
ピーダンスRSで表される交流信号源を接続し、増幅器Ａ
の出力端子V10と反転入力端子間に抵抗R10とR11からな
る負帰還回路を接続してなる非反転増幅回路を示す。な
お、符号VOFは増幅器Ａの入力段トランジスタの特性の
差あるいは入力回路のインピーダンスの差に起因して増
幅器Ａの入力段に発生するオフセトを電圧で表現したも
のである。
この非反転増幅回路の増幅器出力V10は増幅器Ａの開ル
ープ利得が充分大きい場合には、 V10≒VOF(R10+R11)/R11 +VS(R10+R11)/R11 ……（１） で与えられ、増幅回路出力V11は前記第（１）式で与え
られる増幅器出力V10の直流成分をカップリングコンデ
ンサC10によって遮断したものであって、 V11≒VS(R10+R11)/R11 ……（２） で与えられる。
ープ利得が充分大きい場合には、 V10≒VOF(R10+R11)/R11 +VS(R10+R11)/R11 ……（１） で与えられ、増幅回路出力V11は前記第（１）式で与え
られる増幅器出力V10の直流成分をカップリングコンデ
ンサC10によって遮断したものであって、 V11≒VS(R10+R11)/R11 ……（２） で与えられる。
この非反転増幅回路は高入力インピーダンスが得られる
理由により、イコライザアンプ等、オーディオ回路の初
段に広く使用されているものであるが、ダイナミックレ
ンジが狭い増幅器を使用できない欠点を有している。即
ち、上記第（２）式で与えられる入出力特性はダイナミ
ックレンジ内で成立するものであり、低電圧駆動される
等の理由によりダイナミックレンジが狭い増幅器におい
て、前記第（１）式の右辺の第１項成分VOF(R10+R11)/R
11の値が出力ダイナミックレンジに比較して無視できな
い大きさとなる場合には、この増幅回路は交流出力の半
波がクリップして、忠実な増幅が不可能となる。特に、
この増幅回路に1.5V程度の単一電源で動作するSEPP構成
の増幅器が使用される場合には、VOF(R10+R11)/R11の値
は容易にこの増幅器の出力ダイナミックレンジ（±0.5
V）に達して、忠実な増幅が不可能となる。
理由により、イコライザアンプ等、オーディオ回路の初
段に広く使用されているものであるが、ダイナミックレ
ンジが狭い増幅器を使用できない欠点を有している。即
ち、上記第（２）式で与えられる入出力特性はダイナミ
ックレンジ内で成立するものであり、低電圧駆動される
等の理由によりダイナミックレンジが狭い増幅器におい
て、前記第（１）式の右辺の第１項成分VOF(R10+R11)/R
11の値が出力ダイナミックレンジに比較して無視できな
い大きさとなる場合には、この増幅回路は交流出力の半
波がクリップして、忠実な増幅が不可能となる。特に、
この増幅回路に1.5V程度の単一電源で動作するSEPP構成
の増幅器が使用される場合には、VOF(R10+R11)/R11の値
は容易にこの増幅器の出力ダイナミックレンジ（±0.5
V）に達して、忠実な増幅が不可能となる。
そこで、このような問題を回避するため、低電圧動作の
増幅回路には第３図の構成の増幅回路が採用される。
増幅回路には第３図の構成の増幅回路が採用される。
第３図において、コンデンサC20はオフセット補償のた
めに付加されるコンデンサである。この増幅回路の周波
数特性は主としてこのコンデンサC20と抵抗R21の時定数
に依存するため、増幅回路の周波数特性を悪化させない
よう、抵抗R21を高抵抗とするか、コンデンサC20を大容
量としなければならない。しかし、抵抗R21の値は増幅
器の閉ループ利得制御のために大きさが制限されてお
り、また熱雑音の問題により大きく設定することが困難
であって、抵抗R21には通常1KΩ以下の抵抗が、そして
コンデンサC20には50μＦ程度の大容量コンデンサが使
用されている。
めに付加されるコンデンサである。この増幅回路の周波
数特性は主としてこのコンデンサC20と抵抗R21の時定数
に依存するため、増幅回路の周波数特性を悪化させない
よう、抵抗R21を高抵抗とするか、コンデンサC20を大容
量としなければならない。しかし、抵抗R21の値は増幅
器の閉ループ利得制御のために大きさが制限されてお
り、また熱雑音の問題により大きく設定することが困難
であって、抵抗R21には通常1KΩ以下の抵抗が、そして
コンデンサC20には50μＦ程度の大容量コンデンサが使
用されている。
第３図に示す増幅回路の増幅器Ａの出力V20は増幅器Ａ
の利得が充分大きい場合には、位相成分を無視すると、 V20≒VOF{(R20+R21)2+Xd 2}1/2 /{R21 2+Xd 2}1/2 +VS{(R20+R21)2+Xa 2}1/2 /{R21 2+Xa 2}1/2 ……（３） で与えられる。ただし、Xd、XaはコンデンサC20のそれぞ
れ直流、交流に対するリアクタンスである。
の利得が充分大きい場合には、位相成分を無視すると、 V20≒VOF{(R20+R21)2+Xd 2}1/2 /{R21 2+Xd 2}1/2 +VS{(R20+R21)2+Xa 2}1/2 /{R21 2+Xa 2}1/2 ……（３） で与えられる。ただし、Xd、XaはコンデンサC20のそれぞ
れ直流、交流に対するリアクタンスである。
ここで、Xd＝∞であり、周波数帯域においてR21≧Xaに
設計されていることを考慮すると、上記第（３）式は、 V20≒VOF+VS(R20+R21)/R21 ……（４） で近似される。また、カップリングコンデンサC21を介
する増幅回路出力V21は前記第（４）式の右辺第１項の
直流成分を遮断したものであって、 V20≒VS(R20+R21)/R21 ……（５） で与えられる。
設計されていることを考慮すると、上記第（３）式は、 V20≒VOF+VS(R20+R21)/R21 ……（４） で近似される。また、カップリングコンデンサC21を介
する増幅回路出力V21は前記第（４）式の右辺第１項の
直流成分を遮断したものであって、 V20≒VS(R20+R21)/R21 ……（５） で与えられる。
上記第（４）式に示されるように、この増幅回路は出力
換算のオフセット電圧が入力オフセット電圧に等しく、
オフセット電圧による増幅器出力のクリップの問題は解
決されているものの、新たに大容量のコンデンサを必要
とする欠点を有している。また、低電圧動作する増幅回
路はチップ部品により組立てられるのが普通であるが、
今日このような大容量コンデンサをチップ化する技術は
提供されておらず、組立て工程が繁雑になる欠点を有し
ている。
換算のオフセット電圧が入力オフセット電圧に等しく、
オフセット電圧による増幅器出力のクリップの問題は解
決されているものの、新たに大容量のコンデンサを必要
とする欠点を有している。また、低電圧動作する増幅回
路はチップ部品により組立てられるのが普通であるが、
今日このような大容量コンデンサをチップ化する技術は
提供されておらず、組立て工程が繁雑になる欠点を有し
ている。
（ハ） 発明が解決しようとする課題 本発明は従来技術に存する上記した課題を解決すること
を目的とするものであり、オフセット補償のための大容
量コンデンサが不要の増幅回路を提供することを目的と
する。
を目的とするものであり、オフセット補償のための大容
量コンデンサが不要の増幅回路を提供することを目的と
する。
（ニ） 課題を解決するための手段 本発明は、負帰還接続される増幅器と、この増幅器の出
力端子に一端が接続される抵抗および基準電位に一端が
接続される比較的小容量のコンデンサからなる直列回路
と、一対の比較入力端子が前記直列回路の抵抗とコンデ
ンサとの接続点および基準電位にそれぞれ接続され、出
力端子が前記増幅器の入力端子に接続される比較器とか
ら構成される。
力端子に一端が接続される抵抗および基準電位に一端が
接続される比較的小容量のコンデンサからなる直列回路
と、一対の比較入力端子が前記直列回路の抵抗とコンデ
ンサとの接続点および基準電位にそれぞれ接続され、出
力端子が前記増幅器の入力端子に接続される比較器とか
ら構成される。
（ホ） 作用 比較入力端子が前記直列回路の抵抗と比較的小容量のコ
ンデンサとの接続点および基準電位にそれぞれ接続さ
れ、出力端子が前記増幅器の入力端子に接続される比較
器は、所定の周波数帯域の交流信号に対しては応動せ
ず、出力オフセット電圧のみを比較器の遷移利得分の１
とするよう作用し、もって大容量のコンデンサを使用す
ることなくオフセット補償を行うよう作用する。
ンデンサとの接続点および基準電位にそれぞれ接続さ
れ、出力端子が前記増幅器の入力端子に接続される比較
器は、所定の周波数帯域の交流信号に対しては応動せ
ず、出力オフセット電圧のみを比較器の遷移利得分の１
とするよう作用し、もって大容量のコンデンサを使用す
ることなくオフセット補償を行うよう作用する。
（ヘ） 実施例 以下、第１図を参照して本発明の一実施例を説明する。
本実施例は負帰還抵抗R0とR1により閉ループ利得が制御
される増幅器Ａ、比較器CP、定電流源CCS、電源電圧VCC
の1/2の電圧を発生する基準電位源（基準電位のみを図
示し、基準電位源は図示しない）、一端が増幅器Ａの出
力端子に接続される抵抗R2および一端が基準電位に接続
される比較的小容量のチップコンデンサC1からなる第１
の直列回路、および一端が増幅器Ａの出力端子に接続さ
れるコンデンサC2および一端が基準電位に接続される抵
抗R3からなる第２の直列回路から構成される。なお、こ
の増幅回路は個別部品により構成されても差し支えない
が、増幅器Ａ、比較器CP、定電流源CCS、基準電位源を
単一のチップに集積化することは特に有効である。符号
VOFは増幅器Ａの入力段トランジスタの特性の差あるい
は入力回路のインピーダンスの差に起因して増幅時器Ａ
の入力段に発生するオフセットを電圧で表現したもので
ある。
される増幅器Ａ、比較器CP、定電流源CCS、電源電圧VCC
の1/2の電圧を発生する基準電位源（基準電位のみを図
示し、基準電位源は図示しない）、一端が増幅器Ａの出
力端子に接続される抵抗R2および一端が基準電位に接続
される比較的小容量のチップコンデンサC1からなる第１
の直列回路、および一端が増幅器Ａの出力端子に接続さ
れるコンデンサC2および一端が基準電位に接続される抵
抗R3からなる第２の直列回路から構成される。なお、こ
の増幅回路は個別部品により構成されても差し支えない
が、増幅器Ａ、比較器CP、定電流源CCS、基準電位源を
単一のチップに集積化することは特に有効である。符号
VOFは増幅器Ａの入力段トランジスタの特性の差あるい
は入力回路のインピーダンスの差に起因して増幅時器Ａ
の入力段に発生するオフセットを電圧で表現したもので
ある。
続いて、上記構成の実施例の動作を直流動作と交流動作
に分けて説明する。
に分けて説明する。
交流信号源の振幅VSがVS＝０のときには、増幅器Ａの出
力電圧は明らかに直流成分のみとなる。これをV1dとす
ると、比較器CPの非反転入力電位V3はV1dに抵抗R2の抵
抗降下を加算した値であり、 V3＝V1d+I0R2 ……（６） で与えられる。また、比較器CPの遷移利得をGCPとする
と、比較器CPの出力VCPは、 VCP＝(V1d+I0R2-VCC/2)GCP ……（７） で与えられる。従って、直流動作時の増幅器出力V
1dは、 {VOF-V1dR1/(R0+R1)-(V1d+I0R2-VCC/2)GCP}GA＝V1d……
（８） より、V1d＝{VOF-(I0R2-VCC/2)GCP}GA/{1+GAR1/(R0+R1)
+GCPGA ……（９） で与えられる。さらに、上記第（９）式の右辺の分母、
分子をGCPGAで除算すると、GCPGA≫１であるので、 V1d≒VOF/GCP+VCC/2-I0R2 ……（10） が得られる。ここで、VOF/GCPの値は極めて小さい値で
あり、I0R2の値を設計により微小量とすることができる
ので、結局、 V1d≒VCC/2 ……（11） が得られる。
力電圧は明らかに直流成分のみとなる。これをV1dとす
ると、比較器CPの非反転入力電位V3はV1dに抵抗R2の抵
抗降下を加算した値であり、 V3＝V1d+I0R2 ……（６） で与えられる。また、比較器CPの遷移利得をGCPとする
と、比較器CPの出力VCPは、 VCP＝(V1d+I0R2-VCC/2)GCP ……（７） で与えられる。従って、直流動作時の増幅器出力V
1dは、 {VOF-V1dR1/(R0+R1)-(V1d+I0R2-VCC/2)GCP}GA＝V1d……
（８） より、V1d＝{VOF-(I0R2-VCC/2)GCP}GA/{1+GAR1/(R0+R1)
+GCPGA ……（９） で与えられる。さらに、上記第（９）式の右辺の分母、
分子をGCPGAで除算すると、GCPGA≫１であるので、 V1d≒VOF/GCP+VCC/2-I0R2 ……（10） が得られる。ここで、VOF/GCPの値は極めて小さい値で
あり、I0R2の値を設計により微小量とすることができる
ので、結局、 V1d≒VCC/2 ……（11） が得られる。
上記第（11）式は比較器CPの動作により増幅器出力の直
流レベルが略VCC/2に固定されることを示している。
流レベルが略VCC/2に固定されることを示している。
次に、増幅器Ａの出力の交流成分をV1a、コンデンサC1
のリアクタンスをXaとすると、比較器CPの比較入力端子
の交流電圧V3は、 V3＝V1aXa/{R2 2+Xa 2}1/2 ……（12） で与えられる。よって、比較器CPの出力VCPは VCP＝V1aXaGCP/{R2 2+Xa 2}1/2 ……（13） となる。ここで、R2、XaはV1aの周波数に対してR2≫Xaに
選ばれているので上記第（13）式は、 VCP＝V1aGCPXa/R2 ……（14） と簡素化される。
のリアクタンスをXaとすると、比較器CPの比較入力端子
の交流電圧V3は、 V3＝V1aXa/{R2 2+Xa 2}1/2 ……（12） で与えられる。よって、比較器CPの出力VCPは VCP＝V1aXaGCP/{R2 2+Xa 2}1/2 ……（13） となる。ここで、R2、XaはV1aの周波数に対してR2≫Xaに
選ばれているので上記第（13）式は、 VCP＝V1aGCPXa/R2 ……（14） と簡素化される。
よって、増幅器Ａの交流出力V1aは、 {VS-V1aR1/R0+R1)-V1aGCPXa/R2}GA＝V1a ……（15） より、 V1a{1+R1GA/(R0+R1)} ＝VSGA-V1aXaGCPGA/R2 ……（16） となる。ここで、V1aの最大値においてV1aXa/R2≒０と
なるようにXa/R2を設計しておけば、比較器CPは交流出
力信号V1aには応動せず、上記第（16）式の右辺第２項
は零となる。よって、増幅器の交流出力はV1aは、 V1a≒VS(R0+R1)/R1 ……（７） で近似される。この第（17）式は本実施例の増幅回路が
交流信号に対して、負帰還回路（R0,R1）のみにより利
得制御されることを証明している。なお、実施例の出力
オフセット電圧は極めて微小であるため、カップリング
コンデンサC2および抵抗R3からなる第２の直列回路は省
略することが可能である。
なるようにXa/R2を設計しておけば、比較器CPは交流出
力信号V1aには応動せず、上記第（16）式の右辺第２項
は零となる。よって、増幅器の交流出力はV1aは、 V1a≒VS(R0+R1)/R1 ……（７） で近似される。この第（17）式は本実施例の増幅回路が
交流信号に対して、負帰還回路（R0,R1）のみにより利
得制御されることを証明している。なお、実施例の出力
オフセット電圧は極めて微小であるため、カップリング
コンデンサC2および抵抗R3からなる第２の直列回路は省
略することが可能である。
以上、本発明を非反転増幅回路に適用する例につき説明
したが、本発明が反転増幅回路にも、さらには単なる増
幅回路以外、例えばイコライザアンプ等にも適用可能で
あることは当業者に明らかである。
したが、本発明が反転増幅回路にも、さらには単なる増
幅回路以外、例えばイコライザアンプ等にも適用可能で
あることは当業者に明らかである。
（ト） 発明の効果 以上述べたように本発明によれば、チップ化が可能な、
比較的小容量のコンデンサが使用できるため、増幅回路
の組立てに際し、組立て工程が簡素化されると共に増幅
回路のサイズを小さくすることができる。
比較的小容量のコンデンサが使用できるため、増幅回路
の組立てに際し、組立て工程が簡素化されると共に増幅
回路のサイズを小さくすることができる。
また、出力換算のオフセット電圧の値は比較器の遷移利
得分の１となって、極めて小さい値となるため、カップ
リングコンデンサをも省略して、OCL構成とすることが
できる。
得分の１となって、極めて小さい値となるため、カップ
リングコンデンサをも省略して、OCL構成とすることが
できる。
第１図は本発明を非反転増幅回路に適用する実施例の回
路図、 第２図は従来の非反転増幅回路の回路図、 第３図はオフセット補償機能を備える従来の非反転増幅
回路の回路図である。 Ａ……増幅器、CP……比較器、CCS……定電流源、VOF…
…オフセット電圧、VS……交流信号源振幅、RS……信号
源インピーダンス。
路図、 第２図は従来の非反転増幅回路の回路図、 第３図はオフセット補償機能を備える従来の非反転増幅
回路の回路図である。 Ａ……増幅器、CP……比較器、CCS……定電流源、VOF…
…オフセット電圧、VS……交流信号源振幅、RS……信号
源インピーダンス。
Claims (1)
- 【請求項１】交流利得を定めるための負帰還抵抗を有す
る増幅器と、この増幅器の出力端子に一端が接続される
抵抗および基準電位に一端が接続される比較的小容量の
コンデンサからなる直列回路と、一対の比較入力端子が
前記直列回路の抵抗とコンデンサとの接続点および基準
電位にそれぞれ接続され、前記増幅器の入力端子に接続
される出力端子を有する比較器と、前記抵抗とコンデン
サとの接続点に接続される出力端子を有する定電流源と
から構成され、前記抵抗、コンデンサ、比較器及び定電
流源によって、出力オフセットを増幅器の入力端子に負
帰還することを特徴とする増幅回路。
Priority Applications (5)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1244303A JPH0744404B2 (ja) | 1989-09-20 | 1989-09-20 | 増幅回路 |
| US07/584,747 US5087890A (en) | 1989-09-20 | 1990-09-19 | Amplifier circuit |
| KR1019900014804A KR0156923B1 (ko) | 1989-09-20 | 1990-09-19 | 증폭회로 |
| EP90118144A EP0418899B1 (en) | 1989-09-20 | 1990-09-20 | Amplifier circuit |
| DE69023725T DE69023725T2 (de) | 1989-09-20 | 1990-09-20 | Verstärkerschaltung. |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1244303A JPH0744404B2 (ja) | 1989-09-20 | 1989-09-20 | 増幅回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH03106207A JPH03106207A (ja) | 1991-05-02 |
| JPH0744404B2 true JPH0744404B2 (ja) | 1995-05-15 |
Family
ID=17116733
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP1244303A Expired - Fee Related JPH0744404B2 (ja) | 1989-09-20 | 1989-09-20 | 増幅回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0744404B2 (ja) |
Family Cites Families (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5821905A (ja) * | 1981-08-01 | 1983-02-09 | Nippon Columbia Co Ltd | 負帰環増幅回路 |
| JPS62123913A (ja) * | 1985-11-22 | 1987-06-05 | 株式会社日立製作所 | オフセツト自動補償回路 |
| JPS62196908A (ja) * | 1986-02-25 | 1987-08-31 | Toshiba Corp | 増幅回路 |
-
1989
- 1989-09-20 JP JP1244303A patent/JPH0744404B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH03106207A (ja) | 1991-05-02 |
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