JPH0748890B2 - 多周波信号受信器および外周波信号の振幅制限方法 - Google Patents
多周波信号受信器および外周波信号の振幅制限方法Info
- Publication number
- JPH0748890B2 JPH0748890B2 JP63064092A JP6409288A JPH0748890B2 JP H0748890 B2 JPH0748890 B2 JP H0748890B2 JP 63064092 A JP63064092 A JP 63064092A JP 6409288 A JP6409288 A JP 6409288A JP H0748890 B2 JPH0748890 B2 JP H0748890B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- positive
- output
- sample
- negative
- value
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Lifetime
Links
Landscapes
- Tone Control, Compression And Expansion, Limiting Amplitude (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 〔発明の概要〕 多周波信号受信器および多周波信号の振幅制限方法に関
し、入力信号の振幅制限を行う処理において、デジタル
処理に伴うサンプリングに基づく周期誤差をなくすこと
を目的とし、 多周波アナログ入力信号をサンプリングしA/D変換した
各サンプルを、振幅制限して元の多周波アナログ信号の
周期を保存した正，負の一定振幅のデジタル信号にし、
周波数検出用のバンドパスフィルタに加える多周波信号
受信器における多周波信号の振幅制限方法において、該
デジタル信号の極性が変わる前、後のサンプルの振幅
を、前記アナログ入力信号と正，負の閾値との交点のタ
イミング位置に応じて調整し、周期誤差を除去するよう
に構成する。
し、入力信号の振幅制限を行う処理において、デジタル
処理に伴うサンプリングに基づく周期誤差をなくすこと
を目的とし、 多周波アナログ入力信号をサンプリングしA/D変換した
各サンプルを、振幅制限して元の多周波アナログ信号の
周期を保存した正，負の一定振幅のデジタル信号にし、
周波数検出用のバンドパスフィルタに加える多周波信号
受信器における多周波信号の振幅制限方法において、該
デジタル信号の極性が変わる前、後のサンプルの振幅
を、前記アナログ入力信号と正，負の閾値との交点のタ
イミング位置に応じて調整し、周期誤差を除去するよう
に構成する。
本発明は、電話交換機等で用いられる押釦（PB）信号の
受信器に使用される多周波信号受信器および多周波信号
の振幅制限方法に関する。
受信器に使用される多周波信号受信器および多周波信号
の振幅制限方法に関する。
押釦式電話機のPB信号はＬ側697,770,852,941各Hzのう
ちの１つとＨ側1209,1336,1477各Hzのうちの１つとから
なる12種の多周波信号であり、これらが12個の押釦０〜
9,＃，＊に割当てられる。多周波信号受信器は上記多周
波信号を受信し、その周波数成分からどの押釦が押され
て発生したものか解読する。これはバンドパスフィルタ
（BPF）を用いることにより可能である。
ちの１つとＨ側1209,1336,1477各Hzのうちの１つとから
なる12種の多周波信号であり、これらが12個の押釦０〜
9,＃，＊に割当てられる。多周波信号受信器は上記多周
波信号を受信し、その周波数成分からどの押釦が押され
て発生したものか解読する。これはバンドパスフィルタ
（BPF）を用いることにより可能である。
PB信号では周波数差最小73Hzの近椄周波数を選択検出し
なければならない。その為、PB信号受信器には不感動帯
域±3.0％という精密な周波数検出規格がある。また狭
帯域の周波数検出の為には、入力信号の振幅をある一定
の範囲内に制限し、振幅変動による悪影響を除去する必
要が生じる。つまり、0dBの入力に対し出力が−3dBの帯
域でも、3dBの入力を与えれば出力0dBになり、感動レベ
ルを出力してしまい、誤動作する。そこで入力信号の振
幅を一定に制限できればこの心配はなくなる。本発明は
この振幅制限に係わるものである。
なければならない。その為、PB信号受信器には不感動帯
域±3.0％という精密な周波数検出規格がある。また狭
帯域の周波数検出の為には、入力信号の振幅をある一定
の範囲内に制限し、振幅変動による悪影響を除去する必
要が生じる。つまり、0dBの入力に対し出力が−3dBの帯
域でも、3dBの入力を与えれば出力0dBになり、感動レベ
ルを出力してしまい、誤動作する。そこで入力信号の振
幅を一定に制限できればこの心配はなくなる。本発明は
この振幅制限に係わるものである。
従来の技術では、多周波アナログ入力信号に含まれる要
素周波数を検出する場合、一般にFM信号の復調で行われ
るように、まず振幅制限が行われる。多周波信号受信器
では、多周波アナログ入力信号の振幅が正または負のあ
る一定値（LTh）を超えた場合に出力の正または負の一
定値（LO）の極性を反転させ、一種の位相信号の形の出
力信号に変換している。この処理により変換された出力
信号では、振幅は一定になり、周期は保存される。第４
図にこの概要を示す。この図で入力信号は正弦波で示し
ており、出力信号は該正弦波が正の閾値LThを超えると
き正の一定値LOをとり、該正弦波が負の閾値-LThを超え
るとき負の一定値-LOに反転し、以下これを繰り返す。
図面からも明らかなように、この処理で入力信号の周期
は出力信号に保存される。
素周波数を検出する場合、一般にFM信号の復調で行われ
るように、まず振幅制限が行われる。多周波信号受信器
では、多周波アナログ入力信号の振幅が正または負のあ
る一定値（LTh）を超えた場合に出力の正または負の一
定値（LO）の極性を反転させ、一種の位相信号の形の出
力信号に変換している。この処理により変換された出力
信号では、振幅は一定になり、周期は保存される。第４
図にこの概要を示す。この図で入力信号は正弦波で示し
ており、出力信号は該正弦波が正の閾値LThを超えると
き正の一定値LOをとり、該正弦波が負の閾値-LThを超え
るとき負の一定値-LOに反転し、以下これを繰り返す。
図面からも明らかなように、この処理で入力信号の周期
は出力信号に保存される。
ところで電話の分野でもデジタル化は盛んで、このた
め、第４図の如きアナログ処理に代って、デジタル処理
が望まれる。多周波信号受信器をデジタル信号処理によ
って実現すると、入力信号はサンプリング周波数（FS）
でアナログ入力信号をサンプリングして得られる各サン
プルになる。この各サンプルに対して従来と同じ振幅制
限処理を行なうと、入力信号と出力信号の周期には最大 の誤差を生じる。第５図（ａ）に従来法によったデジタ
ル信号処理を、また同（ｂ）にその一部を拡大して誤差
の発生態様を示す。
め、第４図の如きアナログ処理に代って、デジタル処理
が望まれる。多周波信号受信器をデジタル信号処理によ
って実現すると、入力信号はサンプリング周波数（FS）
でアナログ入力信号をサンプリングして得られる各サン
プルになる。この各サンプルに対して従来と同じ振幅制
限処理を行なうと、入力信号と出力信号の周期には最大 の誤差を生じる。第５図（ａ）に従来法によったデジタ
ル信号処理を、また同（ｂ）にその一部を拡大して誤差
の発生態様を示す。
第５図（ａ）の入力信号は、第４図の正弦波（入力信
号）を周期1/FSでサンプリングして得た各サンプルを時
間（ｔ）軸上に並べたものであり、これらのサンプルで
LTh以上のものが発生するとき出力は一定値LOとし（LO
の各サンプルとし）、-LTh以下のものが発生するとき出
力は一定値-LOの各サンプルとする。これで第４図と同
様な結果が得られるが、1/FSでサンプリングしたものな
ので、閾値LTh,-LThを超える時点の正確な把握ができ
ず、これが誤差につながる。
号）を周期1/FSでサンプリングして得た各サンプルを時
間（ｔ）軸上に並べたものであり、これらのサンプルで
LTh以上のものが発生するとき出力は一定値LOとし（LO
の各サンプルとし）、-LTh以下のものが発生するとき出
力は一定値-LOの各サンプルとする。これで第４図と同
様な結果が得られるが、1/FSでサンプリングしたものな
ので、閾値LTh,-LThを超える時点の正確な把握ができ
ず、これが誤差につながる。
第５図（ｂ）で説明すると、S1は閾値LTh以上になる直
前のそしてS2は閾値LTh以上になった直後の入力信号の
サンプルであり、この部分のアナログ信号は閾値LThを
時点t1で超えている。S3はS1に対するそしてS4はS2に対
する出力信号のサンプルであるが、これらの出力サンプ
ルS3,S4からは反転（閾値超過）は中央のt2時点で行な
われたと判断されてしまう。従ってΔＴ＝t2〜t1なる周
期誤差が生じる。この周期誤差は例えば入力信号697Hz,
FS＝8KHzのPB信号受信器においてはΔＴ＝62.5nsにな
る。入力信号を697Hzとすると、この誤差により667.9〜
728.7にバラつくことになる。これを受信する為には、
感動帯域を広くする必要がある。しかし、周波数検出規
格で不感動帯域が±3.0％であるから、718以上676以下
では感動してはいけない。従って、このような受信器は
構成できないことになる。
前のそしてS2は閾値LTh以上になった直後の入力信号の
サンプルであり、この部分のアナログ信号は閾値LThを
時点t1で超えている。S3はS1に対するそしてS4はS2に対
する出力信号のサンプルであるが、これらの出力サンプ
ルS3,S4からは反転（閾値超過）は中央のt2時点で行な
われたと判断されてしまう。従ってΔＴ＝t2〜t1なる周
期誤差が生じる。この周期誤差は例えば入力信号697Hz,
FS＝8KHzのPB信号受信器においてはΔＴ＝62.5nsにな
る。入力信号を697Hzとすると、この誤差により667.9〜
728.7にバラつくことになる。これを受信する為には、
感動帯域を広くする必要がある。しかし、周波数検出規
格で不感動帯域が±3.0％であるから、718以上676以下
では感動してはいけない。従って、このような受信器は
構成できないことになる。
第４図（ａ）に振幅制限したデジタル出力信号は、PB信
号の受信器ではデジタルBPFに加えて周波数検出に供さ
れるが、周期誤差ΔＴがあると、該BPFの出力にリップ
ルがのる。つまりBPFへの入力信号は振幅制限されてい
るからBPFの出力信号の振幅は一定であるべきである
が、周期誤差ΔＴにより、振幅が変動する。その為、BP
Fの後段回路でこれに対処するには、その感動帯域を広
くして、振幅変動に影響されないようにする必要があ
る。しかし、感動帯域を広くすると、狭帯域の検出がで
きなくなり、PB多周波信号の検出に支障がでてくる。
号の受信器ではデジタルBPFに加えて周波数検出に供さ
れるが、周期誤差ΔＴがあると、該BPFの出力にリップ
ルがのる。つまりBPFへの入力信号は振幅制限されてい
るからBPFの出力信号の振幅は一定であるべきである
が、周期誤差ΔＴにより、振幅が変動する。その為、BP
Fの後段回路でこれに対処するには、その感動帯域を広
くして、振幅変動に影響されないようにする必要があ
る。しかし、感動帯域を広くすると、狭帯域の検出がで
きなくなり、PB多周波信号の検出に支障がでてくる。
本発明は入力信号の振幅制限を行なう処理において、周
期誤差をなくすことを目的としている。
期誤差をなくすことを目的としている。
第１図に本発明の原理図を示す。本発明でも入力信号の
各サンプルが正の閾値LTh以上になると出力信号を正の
一定値LOとし、該サンプルが負の閾値-LTh以下になると
き負の一定値-LOにするが、正の閾値以上になるサンプ
ルとその直前のサンプル、および負の閾値以下になるサ
ンプルとその直前のサンプル、に対応する出力信号は正
の一定値LOまたは負の一定値-LOにせず、入力信号が
正，負の閾値と交差するタイミング位置が直前のサンプ
ル位置と直後のサンプル位置の間隔の中点からずれる大
きさに応じて調整する。即ち、正の閾値LThを超えた直
後のサンプルS2のその超過量をｂ、その直前のサンプル
S1の不足量をａとして、入力サンプルS1に対する出力サ
ンプルS3は-LOではなく-aLO／（ａ＋ｂ）にし、入力サ
ンプルS2に対する出力サンプルは＋LOではなく＋ｂLO／
（ａ＋ｂ）にする。
各サンプルが正の閾値LTh以上になると出力信号を正の
一定値LOとし、該サンプルが負の閾値-LTh以下になると
き負の一定値-LOにするが、正の閾値以上になるサンプ
ルとその直前のサンプル、および負の閾値以下になるサ
ンプルとその直前のサンプル、に対応する出力信号は正
の一定値LOまたは負の一定値-LOにせず、入力信号が
正，負の閾値と交差するタイミング位置が直前のサンプ
ル位置と直後のサンプル位置の間隔の中点からずれる大
きさに応じて調整する。即ち、正の閾値LThを超えた直
後のサンプルS2のその超過量をｂ、その直前のサンプル
S1の不足量をａとして、入力サンプルS1に対する出力サ
ンプルS3は-LOではなく-aLO／（ａ＋ｂ）にし、入力サ
ンプルS2に対する出力サンプルは＋LOではなく＋ｂLO／
（ａ＋ｂ）にする。
それによる本発明の多周波信号受信器の構成は、多周波
アナログ入力信号をサンプリングしA/D変換した後のデ
ジタル信号の各入力サンプルを、正，負の閾値（LTh,-L
Th）と比較し、その結果前記入力サンプルの値が正の閾
値（LTh）を超えてから次に負の閾値（-LTh）を超える
までの間の各入力サンプルに対しては正，負の一定値
（LO,-LO）の一方の値の出力サンプルを生じ、また前記
入力サンプルの値が負の閾値（-LTh）を超えてから次に
正の閾値（LTh）を超えるまでの間の各入力サンプルに
対しては前記正，負の一定値（LO,-LO）の他方の値の出
力サンプルを生じ、該正，負の一定値（LO,-LO）に振幅
を制限された各出力サンプルを複数のバンドパスフィル
タに加えて多周波信号の各要素の周波数を検出する多周
波信号受信器において、 前記バンドパスフィルタに加える出力サンプルの値が極
性を変える直前と直後の出力サンプル（S3,S4）の値
を、該直前と直後の出力サンプル（S3,S4）にそれぞれ
対応する入力サンプル（S1,S2）の値が前記正，負の閾
値（LTh,-LTh）に対して超過および不足する量を求めて
それらの超過量と不足量の和に対する超過量および不足
量の各割合を、前記正，負の一定値（LO,-LO）にそれぞ
れ乗じた値に調整する手段を備え、 前記多周波アナログ入力信号が前記正，負の閾値（LTh,
-LTh）と交わる時点と、前記手段により調整された前記
極性を変える直前と直後の出力サンプル（S3,S4）の各
値を結ぶ直線が０レベルと交差する時点とを一致させる
ことを特徴とするものである。
アナログ入力信号をサンプリングしA/D変換した後のデ
ジタル信号の各入力サンプルを、正，負の閾値（LTh,-L
Th）と比較し、その結果前記入力サンプルの値が正の閾
値（LTh）を超えてから次に負の閾値（-LTh）を超える
までの間の各入力サンプルに対しては正，負の一定値
（LO,-LO）の一方の値の出力サンプルを生じ、また前記
入力サンプルの値が負の閾値（-LTh）を超えてから次に
正の閾値（LTh）を超えるまでの間の各入力サンプルに
対しては前記正，負の一定値（LO,-LO）の他方の値の出
力サンプルを生じ、該正，負の一定値（LO,-LO）に振幅
を制限された各出力サンプルを複数のバンドパスフィル
タに加えて多周波信号の各要素の周波数を検出する多周
波信号受信器において、 前記バンドパスフィルタに加える出力サンプルの値が極
性を変える直前と直後の出力サンプル（S3,S4）の値
を、該直前と直後の出力サンプル（S3,S4）にそれぞれ
対応する入力サンプル（S1,S2）の値が前記正，負の閾
値（LTh,-LTh）に対して超過および不足する量を求めて
それらの超過量と不足量の和に対する超過量および不足
量の各割合を、前記正，負の一定値（LO,-LO）にそれぞ
れ乗じた値に調整する手段を備え、 前記多周波アナログ入力信号が前記正，負の閾値（LTh,
-LTh）と交わる時点と、前記手段により調整された前記
極性を変える直前と直後の出力サンプル（S3,S4）の各
値を結ぶ直線が０レベルと交差する時点とを一致させる
ことを特徴とするものである。
さらに、本発明の多周波信号の振幅制限方法は、多周波
アナログ入力信号をサンプリングしA/D変換した後のデ
ジタル信号の各入力サンプルを、正，負の閾値（LTh,-L
Th）と比較し、その結果前記入力サンプルの値が正の閾
値（LTh）を超えてから次に負の閾値（-LTh）を超える
までの間の各入力サンプルに対しては正，負の一定値
（LO,-LO）の一方の値の出力サンプルを生じ、また前記
入力サンプルの値が負の閾値（-LTh）を超えてから次に
正の閾値（LTh）を超えるまでの間の各入力サンプルに
対しては前記正，負の一定値（LO,-LO）の他方の値の出
力サンプルを生じ、該正，負の一定値（LO,-LO）に振幅
を制限された出力サンプルを得る多周波信号の振幅制限
方法において、 前記出力サンプルの値が極性を変える直前と直後の出力
サンプル（S3,S4）の値を、該直前と直後の出力サンプ
ル（S3,S4）にそれぞれ対応する入力サンプル（S1,S2）
の値が前記正，負の閾値（LTh,-LTh）に対して超過およ
び不足する量を求めてそれらの超過量と不足量の和に対
する超過量および不足量の各割合を、前記正，負の一定
値（LO,-LO）にそれぞれ乗じた値に調整し、 前記多周波アナログ入力信号が前記正，負の閾値（LTh,
-LTh）と交わる時点と、前記手段により調整された前記
極性を変える直前と直後の出力サンプル（S3,S4）の各
値を結ぶ直線が０レベルと交差する時点とを一致させる
ことを特徴とするものである。
アナログ入力信号をサンプリングしA/D変換した後のデ
ジタル信号の各入力サンプルを、正，負の閾値（LTh,-L
Th）と比較し、その結果前記入力サンプルの値が正の閾
値（LTh）を超えてから次に負の閾値（-LTh）を超える
までの間の各入力サンプルに対しては正，負の一定値
（LO,-LO）の一方の値の出力サンプルを生じ、また前記
入力サンプルの値が負の閾値（-LTh）を超えてから次に
正の閾値（LTh）を超えるまでの間の各入力サンプルに
対しては前記正，負の一定値（LO,-LO）の他方の値の出
力サンプルを生じ、該正，負の一定値（LO,-LO）に振幅
を制限された出力サンプルを得る多周波信号の振幅制限
方法において、 前記出力サンプルの値が極性を変える直前と直後の出力
サンプル（S3,S4）の値を、該直前と直後の出力サンプ
ル（S3,S4）にそれぞれ対応する入力サンプル（S1,S2）
の値が前記正，負の閾値（LTh,-LTh）に対して超過およ
び不足する量を求めてそれらの超過量と不足量の和に対
する超過量および不足量の各割合を、前記正，負の一定
値（LO,-LO）にそれぞれ乗じた値に調整し、 前記多周波アナログ入力信号が前記正，負の閾値（LTh,
-LTh）と交わる時点と、前記手段により調整された前記
極性を変える直前と直後の出力サンプル（S3,S4）の各
値を結ぶ直線が０レベルと交差する時点とを一致させる
ことを特徴とするものである。
上述した本発明の多周波信号受信器および多周波信号の
振幅制限方法の構成により、従来技術では出力サンプル
によって表される信号値が実質的に（補間時に）０とな
る時点はサンプル間隔の中点であったものが、アナログ
入力信号が閾値と交差する時点と同じになる。この点
は、S3,S4の各値はS2,S1の各値の閾値に対する過不足分
に比例し、間隔は共に1/FSで等しくことから明らかであ
る。なおアナログ入力信号は、予めBEF（帯域除去フィ
ルタ）によって高調波を除去され、多周波信号の１つの
み、つまり正弦波になつているので、アナログ入力信号
の閾値交差時点と出力サンプルの０時点とが一致すれ
ば、入力信号と出力信号の各周期に差はなくなり、入力
信号の周波数は出力信号に正確に保存される。
振幅制限方法の構成により、従来技術では出力サンプル
によって表される信号値が実質的に（補間時に）０とな
る時点はサンプル間隔の中点であったものが、アナログ
入力信号が閾値と交差する時点と同じになる。この点
は、S3,S4の各値はS2,S1の各値の閾値に対する過不足分
に比例し、間隔は共に1/FSで等しくことから明らかであ
る。なおアナログ入力信号は、予めBEF（帯域除去フィ
ルタ）によって高調波を除去され、多周波信号の１つの
み、つまり正弦波になつているので、アナログ入力信号
の閾値交差時点と出力サンプルの０時点とが一致すれ
ば、入力信号と出力信号の各周期に差はなくなり、入力
信号の周波数は出力信号に正確に保存される。
第２図に本発明の実施例として処理フローを示す。xiは
入力サンプル値、xi-1はその１つ前の入力サンプル値、
LTh,-LThは前述の正，負閾値、LOは出力の一定値であ
り、A,B,C0,C1は変数である。
入力サンプル値、xi-1はその１つ前の入力サンプル値、
LTh,-LThは前述の正，負閾値、LOは出力の一定値であ
り、A,B,C0,C1は変数である。
先ず、xiLThか否かをチェックする。LTh以上なら、
xi-1LThか否かをチェックする。xi-1はLThより小な
ら本発明の処理を行ない、LTh−xi-1をＡ、xi−LThを
Ｂとして、‐A/（Ａ＋Ｂ）を計算してこれをC0、または
B/（Ａ＋Ｂ）を計算してこれをC1とし、C0・L0をyi-1
とする。更に、次の出力（yi）をBL0／（Ａ＋Ｂ）とす
るため、C0の値をC1にして終る。
xi-1LThか否かをチェックする。xi-1はLThより小な
ら本発明の処理を行ない、LTh−xi-1をＡ、xi−LThを
Ｂとして、‐A/（Ａ＋Ｂ）を計算してこれをC0、または
B/（Ａ＋Ｂ）を計算してこれをC1とし、C0・L0をyi-1
とする。更に、次の出力（yi）をBL0／（Ａ＋Ｂ）とす
るため、C0の値をC1にして終る。
次にxi,xi-1が共にLTh以上の場合（，がYESの場
合）、次の出力がL0となるように、C1に１を入れ、前
回のC0・L0を出力し、さらに次の出力の為、C0の値をC1
にして終る。
合）、次の出力がL0となるように、C1に１を入れ、前
回のC0・L0を出力し、さらに次の出力の為、C0の値をC1
にして終る。
xiがLThより小さい場合は、xi-LThか否かをチェッ
クする。xiが−LTh以下の場合は、xi-1-LThか否か
チェックする。xi-1は-LThより大きい場合本発明による
処理を行ない、-LTh+xi-1をＡ、-xi+LThをＢとして、
A/（Ａ＋Ｂ）を計算してこれをC0とし、また−B/（Ａ＋
Ｂ）を計算してこれをC1とし、C0・L0をyi-1とする。
更に次の出力C1・L0とするため、C0の値をC1にする。
クする。xiが−LTh以下の場合は、xi-1-LThか否か
チェックする。xi-1は-LThより大きい場合本発明による
処理を行ない、-LTh+xi-1をＡ、-xi+LThをＢとして、
A/（Ａ＋Ｂ）を計算してこれをC0とし、また−B/（Ａ＋
Ｂ）を計算してこれをC1とし、C0・L0をyi-1とする。
更に次の出力C1・L0とするため、C0の値をC1にする。
次にxi,xi-1が共に-LTh以下の場合（，がYESの場
合）次の出力が-L0となるように、C1に−１を入れ、
前回のC0・L0を出力し、更に次の出力のためC0の値をC1
にして終る。
合）次の出力が-L0となるように、C1に−１を入れ、
前回のC0・L0を出力し、更に次の出力のためC0の値をC1
にして終る。
-LTh＜xi＜LThの場合（，がNOの場合）は前回と同
じyi-1を出力し、C1→C0として終る。
じyi-1を出力し、C1→C0として終る。
第１図（ｃ）の入力サンプルx1,x2,x3……x12に対する
処理を一括して示すと次の如くなる。
処理を一括して示すと次の如くなる。
x1…はＹ、はＮ、により出力＝−A/（Ａ＋Ｂ）・
L0 x2…はＹ、はＹ、により出力＝B/（Ａ＋Ｂ）・
L0 x3…はＹ、はＹ、とにより出力＝L0 x4…はＮ、はＮ、により出力＝L0 x5…同上 x6…同上 x7…はＮ、はＹ、はＮ、により出力＝A/（Ａ＋
Ｂ）・L0 x8…はＮ、はＹ、により出力＝−B/（Ａ＋
Ｂ）・L0 x9…はＮ、はＹ、により出力＝-L0 x10…はＮ、はＮ、により出力＝-L0 x11…同上 x12…同上 第３図（ａ）に示すようにPB受信器PBRECはネットワー
ク（交換機）NWに接続され、同図（ｂ）の構成を有す
る。DTは電話機端末（押釦電話機）、SCは加入者回路で
ある。DTRは400Hzのダイヤルトーンをリジェクトする回
路、3Fは都市騒音（3KHz）に対するフィルタ、BEF1,BEF
2は、高、低域のPB多周波信号の相手側を除去するフィ
ルタ、BPF1〜BPF7は３種の高域（Ｈ）信号および４種の
低域（Ｌ）信号を通すバンドパスフィルタである。これ
らのBPFの出力は処理されて、出力端子には単純に1,0が
表われる。第１図等の入力信号を振幅制限した出力信号
にするのはリミッタ回路LIMであり、こゝで本発明の極
性反転する前、後のサンプルの振幅調整が行なわれる。
第３図（ｂ）は実際にはDSPで構成される。
L0 x2…はＹ、はＹ、により出力＝B/（Ａ＋Ｂ）・
L0 x3…はＹ、はＹ、とにより出力＝L0 x4…はＮ、はＮ、により出力＝L0 x5…同上 x6…同上 x7…はＮ、はＹ、はＮ、により出力＝A/（Ａ＋
Ｂ）・L0 x8…はＮ、はＹ、により出力＝−B/（Ａ＋
Ｂ）・L0 x9…はＮ、はＹ、により出力＝-L0 x10…はＮ、はＮ、により出力＝-L0 x11…同上 x12…同上 第３図（ａ）に示すようにPB受信器PBRECはネットワー
ク（交換機）NWに接続され、同図（ｂ）の構成を有す
る。DTは電話機端末（押釦電話機）、SCは加入者回路で
ある。DTRは400Hzのダイヤルトーンをリジェクトする回
路、3Fは都市騒音（3KHz）に対するフィルタ、BEF1,BEF
2は、高、低域のPB多周波信号の相手側を除去するフィ
ルタ、BPF1〜BPF7は３種の高域（Ｈ）信号および４種の
低域（Ｌ）信号を通すバンドパスフィルタである。これ
らのBPFの出力は処理されて、出力端子には単純に1,0が
表われる。第１図等の入力信号を振幅制限した出力信号
にするのはリミッタ回路LIMであり、こゝで本発明の極
性反転する前、後のサンプルの振幅調整が行なわれる。
第３図（ｂ）は実際にはDSPで構成される。
BPFの入力に変動があると例えば出力曲線C1がC2にな
り、周波数がf1でなくf2でもあるレベルを持つようにな
り、閾値での判定結果が誤る恐れがある。BPFの特性C1
を鋭くすればこれは防げるが、これではBPFの構成が複
雑になる。出力の振幅変動がないようにすれば、フィル
タの構成を簡単化してかつ誤出力発生を回避することが
できる。
り、周波数がf1でなくf2でもあるレベルを持つようにな
り、閾値での判定結果が誤る恐れがある。BPFの特性C1
を鋭くすればこれは防げるが、これではBPFの構成が複
雑になる。出力の振幅変動がないようにすれば、フィル
タの構成を簡単化してかつ誤出力発生を回避することが
できる。
以上説明したように本発明によれば、アナログ入力信号
をサンプリングしたデジタル信号の振幅制限を極性変換
前後では調整して、振幅制限後の出力信号の０となる点
が入力信号の振幅制限値との交点と一致するようにした
ので、出力信号と入力信号の周期の差をなくすることが
できる。つまりデジタル信号で振幅のみ制限し、周波数
は保存する振幅制限を実現することができる。
をサンプリングしたデジタル信号の振幅制限を極性変換
前後では調整して、振幅制限後の出力信号の０となる点
が入力信号の振幅制限値との交点と一致するようにした
ので、出力信号と入力信号の周期の差をなくすることが
できる。つまりデジタル信号で振幅のみ制限し、周波数
は保存する振幅制限を実現することができる。
第１図は本発明の原理説明図、 第２図は本発明の実施例を示す流れ図、 第３図は本発明の適用例を示すブロック図、 第４図はアナログ信号の振幅制限の説明図、 第５図はデジタル信号の振幅制限の説明図である。 第１図でLTh,-LThは正，負の閾値、S1〜S4はサンプル、
L0-L0は正，負の一定振幅である。
L0-L0は正，負の一定振幅である。
Claims (2)
- 【請求項１】多周波アナログ入力信号をサンプリングし
A/D変換した後のデジタル信号の各入力サンプルを、
正，負の閾値（LTh,-LTh）と比較し、その結果前記入力
サンプルの値が正の閾値（LTh）を超えてから次に負の
閾値（-LTh）を超えるまでの間の各入力サンプルに対し
ては正，負の一定値（LO,-LO）の一方の値の出力サンプ
ルを生じ、また前記入力サンプルの値が負の閾値（-
LTh）を超えてから次に正の閾値（LTh）を超えるまでの
間の各入力サンプルに対しては前記正，負の一定値
（LO,-LO）の他方の値の出力サンプルを生じ、該正，負
の一定値（LO,-LO）に振幅を制限された各出力サンプル
を複数のバンドパスフィルタに加えて多周波信号の各要
素の周波数を検出する多周波信号受信器において、 前記バンドパスフィルタに加える出力サンプルの値が極
性を変える直前と直後の出力サンプル（S3,S4）の値
を、該直前と直後の出力サンプル（S3,S4）にそれぞれ
対応する入力サンプル（S1,S2）の値が前記正，負の閾
値（LTh,-LTh）に対して超過および不足する量を求めて
それらの超過量と不足量の和に対する超過量および不足
量の各割合を、前記正，負の一定値（LO,-LO）にそれぞ
れ乗じた値に調整する手段を備え、 前記多周波アナログ入力信号が前記正，負の閾値（LTh,
-LTh）と交わる時点と、前記手段により調整された前記
極性を変える直前と直後の出力サンプル（S3,S4）の各
値を結ぶ直線が０レベルと交差する時点とを一致させる
ことを特徴とした多周波信号受信器。 - 【請求項２】多周波アナログ入力信号をサンプリングし
A/D変換した後のデジタル信号の各入力サンプルを、
正，負の閾値（LTh,-LTh）と比較し、その結果前記入力
サンプルの値が正の閾値（LTh）を超えてから次に負の
閾値（-LTh）を超えるまでの間の各入力サンプルに対し
ては正，負の一定値（LO,-LO）の一方の値の出力サンプ
ルを生じ、また前記入力サンプルの値が負の閾値（-
LTh）を超えてから次に正の閾値（LTh）を超えるまでの
間の各入力サンプルに対しては前記正，負の一定値
（LO,-LO）の他方の値の出力サンプルを生じ、該正，負
の一定値（LO,-LO）に振幅を制限された出力サンプルを
得る多周波信号の振幅制限方法において、 前記出力サンプルの値が極性を変える直前と直後の出力
サンプル（S3,S4）の値を、該直前と直後の出力サンプ
ル（S3,S4）にそれぞれ対応する入力サンプル（S1,S2）
の値が前記正，負の閾値（LTh,-LTh）に対して超過およ
び不足する量を求めてそれらの超過量と不足量の和に対
する超過量および不足量の各割合を、前記正，負の一定
値（LO,-LO）にそれぞれ乗じた値に調整し、 前記多周波アナログ入力信号が前記正，負の閾値（LTh,
-LTh）と交わる時点と、前記手段により調整された前記
極性を変える直前と直後の出力サンプル（S3,S4）の各
値を結ぶ直線が０レベルと交差する時点とを一致させる
ことを特徴とした多周波信号の振幅制限方法。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP63064092A JPH0748890B2 (ja) | 1988-03-17 | 1988-03-17 | 多周波信号受信器および外周波信号の振幅制限方法 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP63064092A JPH0748890B2 (ja) | 1988-03-17 | 1988-03-17 | 多周波信号受信器および外周波信号の振幅制限方法 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH01236893A JPH01236893A (ja) | 1989-09-21 |
| JPH0748890B2 true JPH0748890B2 (ja) | 1995-05-24 |
Family
ID=13248087
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP63064092A Expired - Lifetime JPH0748890B2 (ja) | 1988-03-17 | 1988-03-17 | 多周波信号受信器および外周波信号の振幅制限方法 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0748890B2 (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5586126A (en) * | 1993-12-30 | 1996-12-17 | Yoder; John | Sample amplitude error detection and correction apparatus and method for use with a low information content signal |
-
1988
- 1988-03-17 JP JP63064092A patent/JPH0748890B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH01236893A (ja) | 1989-09-21 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| Candy et al. | The structure of quantization noise from sigma-delta modulation | |
| EP0008160B1 (en) | Programmable digital tone detector | |
| CA1203846A (en) | Method of and apparatus for measuring the amplitude of a heavily noise affected periodic signal without phase reference | |
| JPH0748890B2 (ja) | 多周波信号受信器および外周波信号の振幅制限方法 | |
| US4546490A (en) | Single frequency detection circuit | |
| US6836181B2 (en) | FSK demodulation system | |
| JPH07162312A (ja) | ノイズシェイパ | |
| ATE272915T1 (de) | Empfängerschaltung für kommunikationsendgerät und verfahren zur signalverarbeitung in einer empfängerschaltung | |
| JPH0669760A (ja) | 選択呼出し受信機のフィルタ回路 | |
| US7085373B2 (en) | Circuit and method for detecting AC voltage pulses | |
| JP2964580B2 (ja) | Ｐｂ受信信号用符号器 | |
| JP2668721B2 (ja) | リミツタ補間型ｄｆｔ演算方式 | |
| JPH01305694A (ja) | Ｐｂ信号受信方式 | |
| CH683579A5 (de) | Eingangsseitige Anordnung eines Gerätes zur Demodulation und/oder Messung von Nutzinformationen enthaltenden, modulierten beziehungsweise unmodulierten Sinussignalen. | |
| SU1146824A1 (ru) | Устройство дл приема частотноманипулированных сигналов | |
| JP2523522B2 (ja) | デイジタルｆｍ復調装置 | |
| JP3402115B2 (ja) | トーン信号検出器 | |
| JPH03136515A (ja) | 逓倍回路 | |
| SU1635289A1 (ru) | Цифровой приемник тональных сигналов | |
| SU1363445A2 (ru) | Экстремальный цифровой фильтр | |
| JPH0556090A (ja) | 波形整形回路 | |
| JP2885801B2 (ja) | 変復調装置 | |
| RU2017341C1 (ru) | Приемник многочастотных сигналов | |
| KR830001337B1 (ko) | 프로그램 가능한 디지탈 토운 컴파니 | |
| JP2525218B2 (ja) | 積分回路 |