JPH0755057B2 - 電力変換装置 - Google Patents
電力変換装置Info
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- JPH0755057B2 JPH0755057B2 JP1078410A JP7841089A JPH0755057B2 JP H0755057 B2 JPH0755057 B2 JP H0755057B2 JP 1078410 A JP1078410 A JP 1078410A JP 7841089 A JP7841089 A JP 7841089A JP H0755057 B2 JPH0755057 B2 JP H0755057B2
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Description
【発明の詳細な説明】 〔発明の目的〕 （産業上の利用分野） 本発明は電動機負荷等に対し、可変電圧可変周波数の電
力を供給する電力変換装置に関する。
力を供給する電力変換装置に関する。
（従来の技術） 第８図は従来の電力変換装置を示す構成図である。
図中、Cdは直流電圧源となる直流平滑コンデンサ、INV
−１は第１のインバータ、TRは出力トランス、INV−２
は第２のインバータ、LOADは負荷装置、CTLは電流検出
器、CLは比較器、Ｇ（Ｓ）は電流制御補償回路、RLは比
例増幅器、SW1,SW2はスイッチ回路、PWM1,PWM2はパルス
幅変調制御回路、SWCはスイッチ制御回路である。
−１は第１のインバータ、TRは出力トランス、INV−２
は第２のインバータ、LOADは負荷装置、CTLは電流検出
器、CLは比較器、Ｇ（Ｓ）は電流制御補償回路、RLは比
例増幅器、SW1,SW2はスイッチ回路、PWM1,PWM2はパルス
幅変調制御回路、SWCはスイッチ制御回路である。
第１及び第２のインバータINV−1,INV−２は直流電圧を
可変電圧可変周波数の交流に変換するパルス幅変調制御
インバータで、単相出力の場合を示す。第１のインバー
タINV−１は、出力トランスTRを介して、出力電圧VL1を
発生させる。又、第２のインバータ1NV−２は、直接、
出力電圧VL2を発生させる。負荷装置LOADには、VL＝VL1
＋VL2の電圧が印加され、当該電圧VLを調整することに
より、負荷電流ILを制御している。
可変電圧可変周波数の交流に変換するパルス幅変調制御
インバータで、単相出力の場合を示す。第１のインバー
タINV−１は、出力トランスTRを介して、出力電圧VL1を
発生させる。又、第２のインバータ1NV−２は、直接、
出力電圧VL2を発生させる。負荷装置LOADには、VL＝VL1
＋VL2の電圧が印加され、当該電圧VLを調整することに
より、負荷電流ILを制御している。
出力周波数０が零の場合、トランスTRからは電圧VL1
を発生させることができないので、第２のインバータIN
V−２によって負荷電流ILを制御し、０がある程度大
きくなったところで、第１のインバータINV−１によっ
て負荷電流ILを制御する。
を発生させることができないので、第２のインバータIN
V−２によって負荷電流ILを制御し、０がある程度大
きくなったところで、第１のインバータINV−１によっ
て負荷電流ILを制御する。
以下、その制御動作を簡単に説明する。
出力トランスが動作できる最小の周波数をminとし、
出力周波数０がminより低い場合は、スイッチ制御
回路SWCにより、スイッチSW1及びSW2をａ側に投入させ
る。
出力周波数０がminより低い場合は、スイッチ制御
回路SWCにより、スイッチSW1及びSW2をａ側に投入させ
る。
すると第１のインバータINV−１のパルス幅変調制御回
路PWM1の入力信号▲Ｖ* 1▼は零に設定され、第２のイン
バータINV−２のパルス幅変調制御回路PWM2の入力信号
▲Ｖ* 2▼は、電流制御補償回路Ｇ（Ｓ）から与えられる
ようになる。
路PWM1の入力信号▲Ｖ* 1▼は零に設定され、第２のイン
バータINV−２のパルス幅変調制御回路PWM2の入力信号
▲Ｖ* 2▼は、電流制御補償回路Ｇ（Ｓ）から与えられる
ようになる。
まず、電流検出器CTLにより、負荷電流ILを検出し、比
較器CLに入力する。比較器CLにより、上記電流検出値IL
とその電流指令値▲Ｉ* L▼を比較し、当該偏差εＬ＝▲
Ｉ* L▼−ILを次の電流制御補償回路Ｇ（Ｓ）により増幅
する。Ｇ（Ｓ）の出力信号は、スイッチ回路SW2を介し
てパルス幅変調制御回路PWM2に入力される。第２のイン
バータINV−２は、当該PWM2の入力信号▲Ｖ* 2▼に比例
した電圧VL2を発生させる。
較器CLに入力する。比較器CLにより、上記電流検出値IL
とその電流指令値▲Ｉ* L▼を比較し、当該偏差εＬ＝▲
Ｉ* L▼−ILを次の電流制御補償回路Ｇ（Ｓ）により増幅
する。Ｇ（Ｓ）の出力信号は、スイッチ回路SW2を介し
てパルス幅変調制御回路PWM2に入力される。第２のイン
バータINV−２は、当該PWM2の入力信号▲Ｖ* 2▼に比例
した電圧VL2を発生させる。
▲Ｉ* L▼＞ILとなった場合、偏差εＬは正の値となり、
▲Ｖ* 2▼すなわち、第２のインバータINV−２の出力電
圧VL2を増加させ、負荷電流ILを増やして、IL≒▲Ｉ* L
▼になるように制御する。逆に、▲Ｉ* L▼＜ILとなった
場合、偏差εＬは負の値となり、VL2を減少させてILを
減らす、やはり、IL≒▲Ｉ* L▼となるように制御され
る。
▲Ｖ* 2▼すなわち、第２のインバータINV−２の出力電
圧VL2を増加させ、負荷電流ILを増やして、IL≒▲Ｉ* L
▼になるように制御する。逆に、▲Ｉ* L▼＜ILとなった
場合、偏差εＬは負の値となり、VL2を減少させてILを
減らす、やはり、IL≒▲Ｉ* L▼となるように制御され
る。
この間、第１のインバータINV−１の出力電圧V1は、PWM
1の入力信号▲Ｖ* 1▼＝０に比例した電圧、すなわち、
零電圧となるように制御され、出力トランスTRの２次電
圧VL1も零となっている。
1の入力信号▲Ｖ* 1▼＝０に比例した電圧、すなわち、
零電圧となるように制御され、出力トランスTRの２次電
圧VL1も零となっている。
出力周波数０が前記最小周波数minより高くなった
場合、スイッチ制御回路SWCによりスイッチSW1,SW2はｂ
側に投入される。
場合、スイッチ制御回路SWCによりスイッチSW1,SW2はｂ
側に投入される。
今度は、電流制御補償回路Ｇ（Ｓ）の出力信号は第１の
インバータのパルス幅変調制御回路PWM1に入力され、第
２のインバータのパルス幅変調制御回路PWM2には、▲Ｖ
* 2▼＝▲Ｉ* L▼・RLの信号が入力される。ここで、R
Lは、負荷装置LOADの抵抗分に相当するもので、▲Ｉ* L
▼・RLは抵抗による電圧降下分となる。すなわち、０
＞minでは、第２のインバータINV−２は、出力周波数
０に関係なく、負荷の抵抗分により電圧降下分を負担
することになる。又、負荷電流ILは第１のインバータIN
V−１によって制御されることになる。
インバータのパルス幅変調制御回路PWM1に入力され、第
２のインバータのパルス幅変調制御回路PWM2には、▲Ｖ
* 2▼＝▲Ｉ* L▼・RLの信号が入力される。ここで、R
Lは、負荷装置LOADの抵抗分に相当するもので、▲Ｉ* L
▼・RLは抵抗による電圧降下分となる。すなわち、０
＞minでは、第２のインバータINV−２は、出力周波数
０に関係なく、負荷の抵抗分により電圧降下分を負担
することになる。又、負荷電流ILは第１のインバータIN
V−１によって制御されることになる。
第９図は、第８図の装置の出力周波数０に対する負荷
端子電圧VL及び、第１及び第２のインバータのパルス幅
変調制御回路PWM1,PWM2の入力信号▲Ｖ* 1▼，▲Ｖ* 2の
関係を示す。
端子電圧VL及び、第１及び第２のインバータのパルス幅
変調制御回路PWM1,PWM2の入力信号▲Ｖ* 1▼，▲Ｖ* 2の
関係を示す。
負荷電流ILを一定とした場合、負荷端子電圧VLは、出力
周波数０によって次のように表わされる。
周波数０によって次のように表わされる。
VL＝VC＋IL・RL＋ｊω0LLIL …（１） VC:負荷の逆起電力（電動機の場合） RL:負荷の抵抗 LL:負荷のインダクタンス ω0:2π０ 第９図（ａ）の破線は、負荷の抵抗RLによる電圧降下分
を示す。
を示す。
第９図（ｂ）の破線は第１のインバータINV−１のパル
ス幅変調制御回路PWM1の入力信号▲Ｖ* 1▼を表わす。
０minまでは、▲Ｖ* 1▼＝０となり、０＞minの
領域では、▲Ｖ* 1▼は０に比例した電圧となる。又、
第９図（ｂ）の実線は、第２のインバータINV−２のパ
ルス幅変調制御回路PWM2の入力信号▲Ｖ* 2▼を表わす。
０minまで、（１）式の電圧VLを出すように制御
され、０＞minの領域では、▲Ｖ* 2▼＝▲Ｉ* L▼・R
L＝一定になる。ただし、▲Ｉ* L▼＝一定の場合。
ス幅変調制御回路PWM1の入力信号▲Ｖ* 1▼を表わす。
０minまでは、▲Ｖ* 1▼＝０となり、０＞minの
領域では、▲Ｖ* 1▼は０に比例した電圧となる。又、
第９図（ｂ）の実線は、第２のインバータINV−２のパ
ルス幅変調制御回路PWM2の入力信号▲Ｖ* 2▼を表わす。
０minまで、（１）式の電圧VLを出すように制御
され、０＞minの領域では、▲Ｖ* 2▼＝▲Ｉ* L▼・R
L＝一定になる。ただし、▲Ｉ* L▼＝一定の場合。
このように、第８図の装置では、第２のインバータINV
−２は、出力トランスTRが動作できる最小の周波数mi
nまで、必要とされる電圧VLを発生させられればよく、
第１のインバータINV−１に比較すると、容量が小さい
もので済む。また、第１のインバータINV−１は出力ト
ランスTRを介して電圧VL1も発生させているので、当該
インバータの直列多重運転あるいは並列多重運転等を容
易に行うことができ、容量を増加させることが容易とな
る。従って、大容量の交流電動機を駆動する電力変換装
置として便利である。
−２は、出力トランスTRが動作できる最小の周波数mi
nまで、必要とされる電圧VLを発生させられればよく、
第１のインバータINV−１に比較すると、容量が小さい
もので済む。また、第１のインバータINV−１は出力ト
ランスTRを介して電圧VL1も発生させているので、当該
インバータの直列多重運転あるいは並列多重運転等を容
易に行うことができ、容量を増加させることが容易とな
る。従って、大容量の交流電動機を駆動する電力変換装
置として便利である。
（発明が解決しようとする課題） 上記従来の電力変換装置は次のような問題点がある。
すなわち、出力周波数０が高くなり、第１のインバー
タINV−１によって負荷電流ILを制御しようとした場
合、次のような不都合が発生する。
タINV−１によって負荷電流ILを制御しようとした場
合、次のような不都合が発生する。
通常出力トランスTRの２次電圧VL1は、第１のインバー
タINV−１の出力電圧V1に比例した電圧となる。しか
し、例えば、電流検出器CTLのドリフト等によって負荷
電流ILに直流分が含まれた場合、トランスTRは徐々に直
流偏磁され、やがては、鉄心を片側方向に飽和させてし
まう。この結果、トランスTRの２次電圧VL1が低下し、
負荷電流ILは、指令値▲Ｉ* L▼より小さくなる。故に、
インバータINV−１は、さらに出力電圧V1を高くし、鉄
心をますます飽和させる方向に動作する。従って、トラ
ンスTRの１次電流I1が急増し、過電流となってINV−１
の素子を破壊させることにもなる。出力トランスの偏磁
が発生しないように、鉄心断面積を大きくし、エアギャ
ップを設ける方法も考えられるが、その場合、出力トラ
ンスの重量，寸法が増大し、不経済なシステムとなる。
タINV−１の出力電圧V1に比例した電圧となる。しか
し、例えば、電流検出器CTLのドリフト等によって負荷
電流ILに直流分が含まれた場合、トランスTRは徐々に直
流偏磁され、やがては、鉄心を片側方向に飽和させてし
まう。この結果、トランスTRの２次電圧VL1が低下し、
負荷電流ILは、指令値▲Ｉ* L▼より小さくなる。故に、
インバータINV−１は、さらに出力電圧V1を高くし、鉄
心をますます飽和させる方向に動作する。従って、トラ
ンスTRの１次電流I1が急増し、過電流となってINV−１
の素子を破壊させることにもなる。出力トランスの偏磁
が発生しないように、鉄心断面積を大きくし、エアギャ
ップを設ける方法も考えられるが、その場合、出力トラ
ンスの重量，寸法が増大し、不経済なシステムとなる。
本発明は、以上の問題点に鑑みてなされたもので、出力
トランスの偏磁を補正し、負荷電流を正確に制御できる
ようにした電力変換装置を提供することを目的とする。
トランスの偏磁を補正し、負荷電流を正確に制御できる
ようにした電力変換装置を提供することを目的とする。
（課題を解決するための手段） 以上の目的を達成するために、本発明は、出力トランス
を有する１台又は複数台のパルス幅変調制御インバータ
（第１のPWMインバータ）と、出力トランスを持たない
パルス幅変調制御インバータ（第２のPWMインバータ）
と、前記第１及び第２のPWMインバータの出力電圧の和
で駆動される交流負荷とからなる電力変換装置におい
て、前記第１のPWMインバータは前記出力トランスの励
磁電流を制御し、また、第２のPWMインバータは負荷に
供給する電流を制御するように構成している。
を有する１台又は複数台のパルス幅変調制御インバータ
（第１のPWMインバータ）と、出力トランスを持たない
パルス幅変調制御インバータ（第２のPWMインバータ）
と、前記第１及び第２のPWMインバータの出力電圧の和
で駆動される交流負荷とからなる電力変換装置におい
て、前記第１のPWMインバータは前記出力トランスの励
磁電流を制御し、また、第２のPWMインバータは負荷に
供給する電流を制御するように構成している。
（作 用） まず、第２のPWMインバータにより、出力周波数０に
関係なく、負荷に供給する電流を制御する。また、第１
のPWMインバータは、出力トランスの励磁電流がほぼ一
定になるように制御する。トランスの励磁電流は、トラ
ンスの１次電流と２次電流（負荷電流）の差によって検
出され、当該励磁電流の指令値は、トランスの出力電圧
の指定値から演算によって決められる。トランスの励磁
電流をほぼ一定に制御した場合、トランスの出力電圧は
出力周波数に比例して増減し、周波数が低くなっても鉄
心が飽和することはない。負荷電流が増減すれば、必要
なトランスの出力電圧も多少増減するので、その分トラ
ンスの励磁電流も変化する。従来装置のように電流検出
器のドリフト等により、負荷電流に直流分が加わり、出
力トランスに直流偏磁が発生した場合、トランスの励磁
電流が増大しようとするが、本発明装置では、当該励磁
電流はその指令値に一致するように制御される。故に、
トランスの１次電流（第１のPWMインバータの出力電
流）も過大になることはなく、トランスの偏磁によって
素子が破壊することもなくなる。また、励磁電流制御の
偏差信号を増幅，積分し、励磁電流の直流分として重畳
させることにより、上記トランスの偏磁そのものをなく
すことができる。
関係なく、負荷に供給する電流を制御する。また、第１
のPWMインバータは、出力トランスの励磁電流がほぼ一
定になるように制御する。トランスの励磁電流は、トラ
ンスの１次電流と２次電流（負荷電流）の差によって検
出され、当該励磁電流の指令値は、トランスの出力電圧
の指定値から演算によって決められる。トランスの励磁
電流をほぼ一定に制御した場合、トランスの出力電圧は
出力周波数に比例して増減し、周波数が低くなっても鉄
心が飽和することはない。負荷電流が増減すれば、必要
なトランスの出力電圧も多少増減するので、その分トラ
ンスの励磁電流も変化する。従来装置のように電流検出
器のドリフト等により、負荷電流に直流分が加わり、出
力トランスに直流偏磁が発生した場合、トランスの励磁
電流が増大しようとするが、本発明装置では、当該励磁
電流はその指令値に一致するように制御される。故に、
トランスの１次電流（第１のPWMインバータの出力電
流）も過大になることはなく、トランスの偏磁によって
素子が破壊することもなくなる。また、励磁電流制御の
偏差信号を増幅，積分し、励磁電流の直流分として重畳
させることにより、上記トランスの偏磁そのものをなく
すことができる。
（実施例） 第１図は、本発明の電力変換装置の一実施例を示す構成
図である。
図である。
図中、Cdは直流電圧源となる直流平滑コンデンサ、INV
−１は第１のPWMインバータ、TRは出力トランス、INV−
２は第２のPWMインバータ、LOADは交流負荷である。
−１は第１のPWMインバータ、TRは出力トランス、INV−
２は第２のPWMインバータ、LOADは交流負荷である。
第１のPWMインバータINV−１は、自己消弧素子（ゲート
ターンオフサイリスタ等）S11〜S14とダイオードD11〜D
14で構成されており、いわゆる電圧形のパルス幅変調制
御インバータである。
ターンオフサイリスタ等）S11〜S14とダイオードD11〜D
14で構成されており、いわゆる電圧形のパルス幅変調制
御インバータである。
第２のPWMインバータINV−２も電圧形のパルス幅変調制
御インバータで、自己消弧素子S21〜S24とダイオードD
21〜D24で構成されている。
御インバータで、自己消弧素子S21〜S24とダイオードD
21〜D24で構成されている。
交流負荷LOADはインダクタンスLL、抵抗RL及び逆起電力
VCを含んでいる。
VCを含んでいる。
また、制御回路として、電流検出器CT1,CTL、演算回路C
AL、比較器C1,C2、電流制御補償回路G0（Ｓ）,G
L（Ｓ）、加算器AD及びパルス幅変調制御回路PWM1,PWM2
が用意されている。
AL、比較器C1,C2、電流制御補償回路G0（Ｓ）,G
L（Ｓ）、加算器AD及びパルス幅変調制御回路PWM1,PWM2
が用意されている。
まず、第１のPWMインバータINV−１のパルス幅変調制御
の動作を簡単に説明する。
の動作を簡単に説明する。
第２図は、第１図の装置のパルス幅変調制御の動作を説
明するためのタイムチャート図を示す。図中、X,YはPWM
制御の搬送波信号で、ＹはＸの反転値（言い換えると、
位相が180゜ずれている）となっている。▲Ｖ* 1▼は第
１のPWMインバータINV−１のパルス幅変調制御回路PWM1
の入力信号で、当該▲Ｖ* 1▼と上記搬送波信号Ｘ及びＹ
と比較することにより、第１のインバータINV−１を構
成する素子S11〜S14のゲート信号g11,g12を作ってい
る。すなわち、 ▲Ｖ* 1▼Ｘのときg11＝“1"でS11:オン,S12:オフ ▲Ｖ* 1▼＜Ｘのときg11＝“0"でS11:オフ,S12:オン ▲Ｖ* 1▼Ｙのときg12＝“1"でS13:オフ,S12:オン ▲Ｖ* 1▼＜Ｙのときg12＝“0"でS13:オン,S12:オン となる。
明するためのタイムチャート図を示す。図中、X,YはPWM
制御の搬送波信号で、ＹはＸの反転値（言い換えると、
位相が180゜ずれている）となっている。▲Ｖ* 1▼は第
１のPWMインバータINV−１のパルス幅変調制御回路PWM1
の入力信号で、当該▲Ｖ* 1▼と上記搬送波信号Ｘ及びＹ
と比較することにより、第１のインバータINV−１を構
成する素子S11〜S14のゲート信号g11,g12を作ってい
る。すなわち、 ▲Ｖ* 1▼Ｘのときg11＝“1"でS11:オン,S12:オフ ▲Ｖ* 1▼＜Ｘのときg11＝“0"でS11:オフ,S12:オン ▲Ｖ* 1▼Ｙのときg12＝“1"でS13:オフ,S12:オン ▲Ｖ* 1▼＜Ｙのときg12＝“0"でS13:オン,S12:オン となる。
平滑コンデンサCdの電圧をVdとした場合、第１のインバ
ータINV−１の出力電圧V1は S11とS14がオンのときV1＝＋Vd S12とS13がオンのときV1＝−Vd その他のモードではV1＝０ となる。
ータINV−１の出力電圧V1は S11とS14がオンのときV1＝＋Vd S12とS13がオンのときV1＝−Vd その他のモードではV1＝０ となる。
すなわち、素子S11とS12の点弧信号を決める搬送波信号
Ｘと素子S13とS14の点弧信号を決める搬送波信号Ｙとの
位相を180゜ずらすことにより、第１のPWMインバータIN
V−１の出力電圧▲Ｖ* 1▼は、素子のスイッチング周波
数の２倍で制御された波形となる。第２図のV1の波形の
平均値１（破線で示す）は、PWM1の入力信号▲Ｖ* 1▼
に比例した値となる。
Ｘと素子S13とS14の点弧信号を決める搬送波信号Ｙとの
位相を180゜ずらすことにより、第１のPWMインバータIN
V−１の出力電圧▲Ｖ* 1▼は、素子のスイッチング周波
数の２倍で制御された波形となる。第２図のV1の波形の
平均値１（破線で示す）は、PWM1の入力信号▲Ｖ* 1▼
に比例した値となる。
第２のPWMインバータINV−２のパルス幅変調制御も同様
に行われる。
に行われる。
次に負荷電流制御の動作を説明する。
負荷電流ILは第２のPWMインバータINV−２によって制御
される。
される。
まず、電流検出器CTLにより負荷LOADに供給される電流I
Lを検出し、比較器C2に入力する。比較器C2では負荷電
流指令値▲Ｉ* L▼と上記検出値ILを比較し、その偏差ε
Ｌ＝▲Ｉ* L▼−ILを次の電流制御補償回路GL（Ｓ）に入
力する。GL（Ｓ）では、該偏差εＬを増幅し、第２のイ
ンバータのパルス幅変調制御回路PWM2に▲Ｖ* 2▼＝G
L（Ｓ）・εＬを与える。第２のインバータINV−２は上
記PWM制御回路の入力信号▲Ｖ* 2▼に比例した電圧VL2を
発生する。
Lを検出し、比較器C2に入力する。比較器C2では負荷電
流指令値▲Ｉ* L▼と上記検出値ILを比較し、その偏差ε
Ｌ＝▲Ｉ* L▼−ILを次の電流制御補償回路GL（Ｓ）に入
力する。GL（Ｓ）では、該偏差εＬを増幅し、第２のイ
ンバータのパルス幅変調制御回路PWM2に▲Ｖ* 2▼＝G
L（Ｓ）・εＬを与える。第２のインバータINV−２は上
記PWM制御回路の入力信号▲Ｖ* 2▼に比例した電圧VL2を
発生する。
▲Ｉ* L▼＞ILとなった場合、偏差εＬは正の値となり、
PWM2の入力信号▲Ｖ* 2▼を増加させる。故に、第２のイ
ンバータINV−２の出力電圧VL2が増加し、負荷電流ILを
増やして、IL≒▲Ｉ* L▼となるように制御する。逆に▲
Ｉ* L▼＜ILとなった場合、偏差εＬは負の値となり、第
２のインバータINV−２の出力電圧VL2を減少させ、負荷
電流ILを減らす。やはり、最終的にIL≒▲Ｉ* L▼となっ
て落ち着く。負荷電流指定値▲Ｉ* L▼を正弦波状に変化
させれば、実負荷電流ILもそれに追従して正弦波状に制
御される。この負荷電流制御は出力周波数０が零のと
きも問題なくできる。
PWM2の入力信号▲Ｖ* 2▼を増加させる。故に、第２のイ
ンバータINV−２の出力電圧VL2が増加し、負荷電流ILを
増やして、IL≒▲Ｉ* L▼となるように制御する。逆に▲
Ｉ* L▼＜ILとなった場合、偏差εＬは負の値となり、第
２のインバータINV−２の出力電圧VL2を減少させ、負荷
電流ILを減らす。やはり、最終的にIL≒▲Ｉ* L▼となっ
て落ち着く。負荷電流指定値▲Ｉ* L▼を正弦波状に変化
させれば、実負荷電流ILもそれに追従して正弦波状に制
御される。この負荷電流制御は出力周波数０が零のと
きも問題なくできる。
次に第１のPWMインバータINV−１の制御動作を説明す
る。
る。
第１のPWMインバータINV−１は、出力トランスTRを介し
て、出力周波数０にほぼ比例した電圧VL1を発生する
が、基本的には負荷電流制御に関係しない。第１のPWM
インバータINV−１は、出力トランスTRの励磁電流I01を
制御する。
て、出力周波数０にほぼ比例した電圧VL1を発生する
が、基本的には負荷電流制御に関係しない。第１のPWM
インバータINV−１は、出力トランスTRの励磁電流I01を
制御する。
負荷LOADに印加される電圧VLは、次式のように表わされ
る。
る。
VL＝LL1＋VL2 ＝VC＋RL・IL＋IL・ｐ・IL …（２） p:微分演算子 ここで、負荷電流ILを IL＝ILm・sin ω0t …（３） ILm:電流波高値 ω０＝２π０ のように正弦波に制御した場合、（２）式は、 VL＝VC＋RL・IL＋ｊω0LL・IL …（４） のようになり（１）式と一致する。
第１のPWMインバータINV−１からは、（４）式の中で出
力周波数０に比例する成分 VL1＝VC＋ｊω0LLIL …（５） を発生させる。ここで、VCは交流電動機の逆起電力を表
わすもので、電動機の回転速度、すなわち、インバータ
の出力周波数０に比例した値となる。
力周波数０に比例する成分 VL1＝VC＋ｊω0LLIL …（５） を発生させる。ここで、VCは交流電動機の逆起電力を表
わすもので、電動機の回転速度、すなわち、インバータ
の出力周波数０に比例した値となる。
第１のPWMインバータINV−１から（５）式の電圧VL1を
発生させるために、 ▲Ｖ* L1▼＝▲Ｖ* C▼＋ｊω０・LL・▲Ｉ* L▼ …（６） の指令値を加算器ADを介してパルス幅変調制御回路PWM1
に入力する。出力トランスTRの１次/2次巻線数比を1:1
とすれば、通常の運転では、第１のPWMインバータINV−
１の出力電圧V1がそのまま出力トランスTRからVL1とな
って発生し、電動機の逆起電力VCとインダクタンスLLに
よる電圧降下ｊω0LLILの和に対抗する電圧となる。こ
の結果、第２のPWMインバータINV−２の出力電圧VL2と
しては、抵抗RLによる電圧降下分IL・RLを発生するだけ
で済むようになり、負荷電流ILの制御も容易に行うこと
が可能となる。
発生させるために、 ▲Ｖ* L1▼＝▲Ｖ* C▼＋ｊω０・LL・▲Ｉ* L▼ …（６） の指令値を加算器ADを介してパルス幅変調制御回路PWM1
に入力する。出力トランスTRの１次/2次巻線数比を1:1
とすれば、通常の運転では、第１のPWMインバータINV−
１の出力電圧V1がそのまま出力トランスTRからVL1とな
って発生し、電動機の逆起電力VCとインダクタンスLLに
よる電圧降下ｊω0LLILの和に対抗する電圧となる。こ
の結果、第２のPWMインバータINV−２の出力電圧VL2と
しては、抵抗RLによる電圧降下分IL・RLを発生するだけ
で済むようになり、負荷電流ILの制御も容易に行うこと
が可能となる。
しかし、出力トランスTRが直流偏磁された場合、鉄心が
飽和し、トランスTRの励磁電流が過大になるおそれがあ
る。そこで、第１のPWMインバータによって、この励磁
電流I01を制御している。以下、その励磁電流の制御動
作を説明する。
飽和し、トランスTRの励磁電流が過大になるおそれがあ
る。そこで、第１のPWMインバータによって、この励磁
電流I01を制御している。以下、その励磁電流の制御動
作を説明する。
電流検出器CT1及びCTLによって出力トランスTRの１次電
流I1と２次電流（負荷電流）ILを検出し、その差をとる
ことによってトランスの励磁電流I01を求める。すなわ
ち、 I01＝I1−IL …（７） となる。ただし、トランスTRの１次/2次巻線数比を１と
考える。
流I1と２次電流（負荷電流）ILを検出し、その差をとる
ことによってトランスの励磁電流I01を求める。すなわ
ち、 I01＝I1−IL …（７） となる。ただし、トランスTRの１次/2次巻線数比を１と
考える。
一方、励磁電流指令値▲Ｉ* 01▼は、前述の出力電圧指
令値▲Ｖ* L1▼を用いて、演算回路CALにより次の演算を
行い、求めている。ただし、Ｍはトランスの励磁インダ
クタンスとする。
令値▲Ｖ* L1▼を用いて、演算回路CALにより次の演算を
行い、求めている。ただし、Ｍはトランスの励磁インダ
クタンスとする。
同期電動機負荷で、負荷電流ILを逆起電力VCと同相の正
弦波に制御する場合を考えると、▲Ｖ* C▼，▲Ｉ* L▼は
次式のように表わされる。
弦波に制御する場合を考えると、▲Ｖ* C▼，▲Ｉ* L▼は
次式のように表わされる。
▲Ｖ* C▼＝▲Ｖ* Cm▼・sin ω0t …（９） ▲Ｖ* L▼＝▲Ｉ* Lm▼・sin ω0t …（10） ▲Ｖ* Cm▼：電圧波高値指令 ▲Ｉ* Lm▼：電流波高値指令 故に、（８）式の励磁電流指定値▲Ｉ* 01▼は、次のよ
うになる。
うになる。
第３図に、これらの関係するベクトル図を示す。すなわ
ち、出力トランスTRの２次電圧のベクトル▲* L1▼
は、逆起電力ベクトル▲* C▼と負荷のインダクタンス
LLによる電圧降下分のベクトルｊω0LL▲Ｉ* L▼の和と
なり、当該２次電圧▲Ｖ* L1▼を発生させるために励磁
電流▲Ｉ* 01▼が必要になるわけである。
ち、出力トランスTRの２次電圧のベクトル▲* L1▼
は、逆起電力ベクトル▲* C▼と負荷のインダクタンス
LLによる電圧降下分のベクトルｊω0LL▲Ｉ* L▼の和と
なり、当該２次電圧▲Ｖ* L1▼を発生させるために励磁
電流▲Ｉ* 01▼が必要になるわけである。
比較器C1により、上記励磁電流指令値▲Ｉ* 01▼と前記
検出値I01を比較し、その偏差ε01＝▲Ｉ* 01▼−I01を
次の電流制御補償回路G0（Ｓ）で増幅する。G0（Ｓ）の
出力は加算器ADによって、前述の出力電圧指令値▲Ｖ*
L1▼と加え合せられ、▲Ｖ* 1▼＝▲Ｖ* L1▼＋G0（Ｓ）
・ε01として、第１のPWMインバータINV−１のパルス幅
変調制御回路PWM1に入力される。
検出値I01を比較し、その偏差ε01＝▲Ｉ* 01▼−I01を
次の電流制御補償回路G0（Ｓ）で増幅する。G0（Ｓ）の
出力は加算器ADによって、前述の出力電圧指令値▲Ｖ*
L1▼と加え合せられ、▲Ｖ* 1▼＝▲Ｖ* L1▼＋G0（Ｓ）
・ε01として、第１のPWMインバータINV−１のパルス幅
変調制御回路PWM1に入力される。
▲Ｉ* 01▼＞I01となった場合、偏差ε01は正の値とな
り、G0（Ｓ）によって増幅されて、PWM1の入力信号▲Ｖ
* 1▼を増加させる。故に、第１のインバータの出力電圧
V1が増加し、トランスの励磁電流I01を増やす。このと
き、出力トランスTRの２次電圧VL1を多少増加するが、
負荷電流制御を行っている第２のインバータINV−２の
出力電圧VL2がVL1が増加した分だけ減少し、負荷LOADに
印加される電圧VL＝VL1＋VL2は変らない。故に、I01≒
▲Ｉ* 01▼となって落ち着く。
り、G0（Ｓ）によって増幅されて、PWM1の入力信号▲Ｖ
* 1▼を増加させる。故に、第１のインバータの出力電圧
V1が増加し、トランスの励磁電流I01を増やす。このと
き、出力トランスTRの２次電圧VL1を多少増加するが、
負荷電流制御を行っている第２のインバータINV−２の
出力電圧VL2がVL1が増加した分だけ減少し、負荷LOADに
印加される電圧VL＝VL1＋VL2は変らない。故に、I01≒
▲Ｉ* 01▼となって落ち着く。
逆に、▲Ｉ* 01▼＜I01となった場合、偏差ε01は、負の
値となり、第１のインバータINV−１の出力電圧V1を減
少させ、トランスTRの励磁電流I01を減らし、やはり、I
01≒Ｉ＊ 01となって落ち着く。このときも、負荷電流IL
は第２のインバータINV−２によって、IL≒＊ILとなる
ように制御される。
値となり、第１のインバータINV−１の出力電圧V1を減
少させ、トランスTRの励磁電流I01を減らし、やはり、I
01≒Ｉ＊ 01となって落ち着く。このときも、負荷電流IL
は第２のインバータINV−２によって、IL≒＊ILとなる
ように制御される。
励磁電流の指令値▲Ｉ* 01▼を、（11）式で示すように
正弦波状に変化させれば、実励磁電流I01もそれに追従
して正弦波状に制御される。
正弦波状に変化させれば、実励磁電流I01もそれに追従
して正弦波状に制御される。
（11）式において、逆起電力の波高値▲Ｖ* Cm▼は出力
周波数ω０に比例するので、負荷電流の波高値▲Ｉ* Lm
▼が一定のときは、励磁電流▲Ｉ* 01▼の波高値は出力
周波数０に関係なく一定となる。
周波数ω０に比例するので、負荷電流の波高値▲Ｉ* Lm
▼が一定のときは、励磁電流▲Ｉ* 01▼の波高値は出力
周波数０に関係なく一定となる。
また、第３図のベクトル図において、負荷電流指令▲Ｉ
* L▼が増加すれば、それに伴ない負荷のインダクンス降
下ｊω0LL▲Ｉ* L▼が増大し、その分、出力トランスTR
の２次電圧▲Ｖ* L1▼も増えるので、励磁電流ベクトル
▲Ｉ* 01▼の大きさも大きくなる。
* L▼が増加すれば、それに伴ない負荷のインダクンス降
下ｊω0LL▲Ｉ* L▼が増大し、その分、出力トランスTR
の２次電圧▲Ｖ* L1▼も増えるので、励磁電流ベクトル
▲Ｉ* 01▼の大きさも大きくなる。
第４図は出力周波数０に対する負荷端子電圧VLの大き
さの関係を表わしたもので、出力周波数０に比例した
成分VC＋ｊω0LL・ILは第１のPWMインバータINV−１が
負担し、抵抗分による電圧降下IL,RLは第２のPWMインバ
ータINV−２が負担する。
さの関係を表わしたもので、出力周波数０に比例した
成分VC＋ｊω0LL・ILは第１のPWMインバータINV−１が
負担し、抵抗分による電圧降下IL,RLは第２のPWMインバ
ータINV−２が負担する。
第５図は、第１のPWMインバータINV−１の出力トランス
TRの２次電圧VL1と出力周波数０の関係を示すもの
で、トランスの励磁電流I01を一定にした場合、２次電
圧VL1の大きさは出力周波数０に比例する。励磁電流I
01を▲Ｉ＊′ 01▼のように小さくすれば、VL1の大きさ
も破線のように小さくなる。
TRの２次電圧VL1と出力周波数０の関係を示すもの
で、トランスの励磁電流I01を一定にした場合、２次電
圧VL1の大きさは出力周波数０に比例する。励磁電流I
01を▲Ｉ＊′ 01▼のように小さくすれば、VL1の大きさ
も破線のように小さくなる。
さて、第１図の装置において、例えば、電流検出器CTL
のドリフト等により、負荷電流ILに直流分が重畳され、
出力トランスTRが直流偏磁された場合を考える。直流偏
磁により、トランスTRの鉄心は、片側方向で飽和するよ
うになる。そのためトランスTRの励磁インダクタンスＭ
が小さくなり、励磁電流I01を増大させようとする。し
かし本発明装置では、前述のように第１のPWMインバー
タINV−１により上記トランスTRの励磁電流I01をその指
令値▲Ｉ* 01▼に一致するように制御しているため、当
該第１のインバータINV−１の出力電圧V1が自動的に下
がり、励磁電流I01の増大が防止される。この結果、ト
ランスTRの１次電流I1すなわち、インバータINV−１の
出力電流は増加することはなくなり、従来、問題となっ
ていた偏磁による過電流で素子が破壊されることもなく
なる。
のドリフト等により、負荷電流ILに直流分が重畳され、
出力トランスTRが直流偏磁された場合を考える。直流偏
磁により、トランスTRの鉄心は、片側方向で飽和するよ
うになる。そのためトランスTRの励磁インダクタンスＭ
が小さくなり、励磁電流I01を増大させようとする。し
かし本発明装置では、前述のように第１のPWMインバー
タINV−１により上記トランスTRの励磁電流I01をその指
令値▲Ｉ* 01▼に一致するように制御しているため、当
該第１のインバータINV−１の出力電圧V1が自動的に下
がり、励磁電流I01の増大が防止される。この結果、ト
ランスTRの１次電流I1すなわち、インバータINV−１の
出力電流は増加することはなくなり、従来、問題となっ
ていた偏磁による過電流で素子が破壊されることもなく
なる。
第６図は、第１図の装置の第１のPWMインバータINV−１
の制御回路部の別の実施例を示す構成図である。図中、
INTは積分器、AD2は加算器で、他の信号は第１図の記号
の説明に準ずる。
の制御回路部の別の実施例を示す構成図である。図中、
INTは積分器、AD2は加算器で、他の信号は第１図の記号
の説明に準ずる。
この制御回路では、励磁電流制御回路G0（Ｓ）の出力信
号Δ▲Ｖ* 1▼を積分器INTに入力し、その積分器INTの出
力Δ▲Ｉ* DC▼を励磁電流指令値▲Ｉ* 01▼に加えて、新
たな励磁電流指令値▲Ｉ＊′ 01▼としている。
号Δ▲Ｖ* 1▼を積分器INTに入力し、その積分器INTの出
力Δ▲Ｉ* DC▼を励磁電流指令値▲Ｉ* 01▼に加えて、新
たな励磁電流指令値▲Ｉ＊′ 01▼としている。
すなわち、通常の運転では、トランスTRの励磁電流I01
は指令値▲Ｉ* 01▼にほぼ一致して制御され、第１のイ
ンバータINV−１の出力電圧V1とトランス２次電圧V
L1は、ほとんど同一の値となっている。言い換えると、
▲Ｖ* 1▼≒▲Ｖ* L1▼となっており、励磁電流制御回路G
0（Ｓ）の出力Δ▲Ｖ* 1▼はごくわずかな値となる。し
かもΔ▲Ｖ* 1▼は、出力周波数０で変化する交流分だ
けであるため、時定数の大きな積分器INTの出力Δ▲Ｉ*
DC▼はほとんど零となって、▲Ｉ＊′ 01▼≒▲Ｉ* 01▼
となっている。
は指令値▲Ｉ* 01▼にほぼ一致して制御され、第１のイ
ンバータINV−１の出力電圧V1とトランス２次電圧V
L1は、ほとんど同一の値となっている。言い換えると、
▲Ｖ* 1▼≒▲Ｖ* L1▼となっており、励磁電流制御回路G
0（Ｓ）の出力Δ▲Ｖ* 1▼はごくわずかな値となる。し
かもΔ▲Ｖ* 1▼は、出力周波数０で変化する交流分だ
けであるため、時定数の大きな積分器INTの出力Δ▲Ｉ*
DC▼はほとんど零となって、▲Ｉ＊′ 01▼≒▲Ｉ* 01▼
となっている。
ここで、出力トランスTRに直流偏磁が発生した場合を考
えると、今度は、第１のPWMインバータINV−１によって
励磁電流I01をその指令値▲Ｉ* 01▼に一致するように制
御するため、当該インバータINV−１のパルス幅変調制
御回路PWM1の入力信号▲Ｖ* 1▼を小さくする。故に、▲
Ｖ* L1▼は変らないので、G0（Ｓ）の出力信号Δ▲Ｖ* 1
▼＝▲Ｖ* 1▼−▲Ｖ* L1▼が正あるいは負の値で増加す
る。すなわち、Δ▲Ｖ* 1▼は交流電圧に正あるいは負の
直流電圧が重畳された形となり、積分器INTにより、当
該Δ▲Ｖ* 1▼を積分すると直流分Δ▲Ｉ* DC▼が正ある
いは負の値で増加していく。加算器AD2により本来のト
ランスの励磁電流指令▲Ｉ* 01▼（交流量）に上記直流
分Δ▲Ｉ* DC▼を加え、トランスTRの直流偏磁の原因と
なっている２次電流ILに含まれる直流分を打ち消すよう
に、トランスTRの励磁電流I01を制御する。これにより
トランスTRに直流偏磁が発生した場合には、励磁電流I
01に直流分が重畳されるようになり、当該直流偏磁がな
くなるように制御することが可能となる。
えると、今度は、第１のPWMインバータINV−１によって
励磁電流I01をその指令値▲Ｉ* 01▼に一致するように制
御するため、当該インバータINV−１のパルス幅変調制
御回路PWM1の入力信号▲Ｖ* 1▼を小さくする。故に、▲
Ｖ* L1▼は変らないので、G0（Ｓ）の出力信号Δ▲Ｖ* 1
▼＝▲Ｖ* 1▼−▲Ｖ* L1▼が正あるいは負の値で増加す
る。すなわち、Δ▲Ｖ* 1▼は交流電圧に正あるいは負の
直流電圧が重畳された形となり、積分器INTにより、当
該Δ▲Ｖ* 1▼を積分すると直流分Δ▲Ｉ* DC▼が正ある
いは負の値で増加していく。加算器AD2により本来のト
ランスの励磁電流指令▲Ｉ* 01▼（交流量）に上記直流
分Δ▲Ｉ* DC▼を加え、トランスTRの直流偏磁の原因と
なっている２次電流ILに含まれる直流分を打ち消すよう
に、トランスTRの励磁電流I01を制御する。これにより
トランスTRに直流偏磁が発生した場合には、励磁電流I
01に直流分が重畳されるようになり、当該直流偏磁がな
くなるように制御することが可能となる。
第７図は、本発明装置の別の実施例を示す構成図であ
る。第１図の装置と異なる点を並べると次のようであ
る。
る。第１図の装置と異なる点を並べると次のようであ
る。
すなわち、出力トランス付インバータINV−11,INV−12
を２段に重ねて多重化を図っており、直結インバータ
（出力トランスを持たないインバータ）INV−２は３相
ブリッジ結線とし、負荷の中性点Ｎを直流電圧Vdの中間
タップに接続している。
を２段に重ねて多重化を図っており、直結インバータ
（出力トランスを持たないインバータ）INV−２は３相
ブリッジ結線とし、負荷の中性点Ｎを直流電圧Vdの中間
タップに接続している。
このように、出力トランス付インバータの多重段数を増
やすことにより、電力変換装置の出力容量を増大するこ
とが可能となる。また、負荷の中性点Ｎを直流電圧Vdの
中間タップに接続することにより、３相４線式の負荷に
電力を供給することが可能となる。
やすことにより、電力変換装置の出力容量を増大するこ
とが可能となる。また、負荷の中性点Ｎを直流電圧Vdの
中間タップに接続することにより、３相４線式の負荷に
電力を供給することが可能となる。
第７図の装置でも、直結インバータINV−２により負荷
電流ILを制御し、出力トランス付インバータINV−11,IN
V−12により各々出力トランスTRU1及びTRU2の励磁電流
を制御することができ、第１図の装置と同様の効果を期
待することが可能である。
電流ILを制御し、出力トランス付インバータINV−11,IN
V−12により各々出力トランスTRU1及びTRU2の励磁電流
を制御することができ、第１図の装置と同様の効果を期
待することが可能である。
以上のように、本発明の電力変換装置によれば、出力ト
ランスに直流電磁が発生した場合でも、トランスの１次
電流（第１のPWMインバータの出力電流）が増大するこ
とはなくなり、過電流によって素子が破壊することを防
止できる。また、直流偏磁を打ち消すような直流分をト
ランスの励磁電流に重畳させることにより、トランスの
偏磁そのものをなくすことが可能となる。
ランスに直流電磁が発生した場合でも、トランスの１次
電流（第１のPWMインバータの出力電流）が増大するこ
とはなくなり、過電流によって素子が破壊することを防
止できる。また、直流偏磁を打ち消すような直流分をト
ランスの励磁電流に重畳させることにより、トランスの
偏磁そのものをなくすことが可能となる。
第１図は本発明の電力変換装置の一実施例を示す構成
図、第２図は第１図の装置のパルス幅変調制御動作を説
明するためのタイムチャート図、第３図は第１図の装置
の動作を説明するためのベクトル図、第４図，第５図は
第１図の装置の動作を説明するための周波数−電圧特性
図、第６図は本発明装置の制御回路部の別の実施例を示
す構成図、第７図は本発明装置の別の実施例を示す構成
図、第８図は従来の電力変換装置の構成図、第９図は第
８図の装置の動作を説明するための特性図である。 Cd……直流平滑コンデンサ（直流電圧源） INV−１……出力トランス付インバータ INV−２……直結インバータ TR……出力トランス LOAD……交流負荷 CT1,CTL……電流検出器 CAL……演算回路 C1,C2……比較器 AD……加算器 G0（Ｓ）……励磁電流制御補償回路 GL（Ｓ）……負荷電流制御補償回路 PWM1,PWM2……パルス幅変調制御回路
図、第２図は第１図の装置のパルス幅変調制御動作を説
明するためのタイムチャート図、第３図は第１図の装置
の動作を説明するためのベクトル図、第４図，第５図は
第１図の装置の動作を説明するための周波数−電圧特性
図、第６図は本発明装置の制御回路部の別の実施例を示
す構成図、第７図は本発明装置の別の実施例を示す構成
図、第８図は従来の電力変換装置の構成図、第９図は第
８図の装置の動作を説明するための特性図である。 Cd……直流平滑コンデンサ（直流電圧源） INV−１……出力トランス付インバータ INV−２……直結インバータ TR……出力トランス LOAD……交流負荷 CT1,CTL……電流検出器 CAL……演算回路 C1,C2……比較器 AD……加算器 G0（Ｓ）……励磁電流制御補償回路 GL（Ｓ）……負荷電流制御補償回路 PWM1,PWM2……パルス幅変調制御回路
Claims (2)
- 【請求項１】出力トランスを有する１台又は複数台のパ
ルス幅変調制御インバータ（第１のPWMインバータ）
と、出力トランスを持たないパルス幅変調制御インバー
タ（第２のPWMインバータ）と、前記第１及び第２のPWM
インバータの出力電圧の和で駆動される交流負荷とから
なる電力変換装置において、前記第１のPWMインバータ
は前記出力トランスの励磁電流を制御する励磁電流制御
手段を備え、前記第２のPWMインバータは前記交流負荷
に供給する負荷電流制御手段を備えたことを特徴とする
電力変換装置。 - 【請求項２】前記励磁電流制御手段は、出力周波数に比
例した交流電圧と前記交流負荷のインダクタンスによる
電圧降下分の和の電圧を発生させるようにしたことを特
徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
Priority Applications (5)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1078410A JPH0755057B2 (ja) | 1989-03-31 | 1989-03-31 | 電力変換装置 |
| DE9090106148T DE69001772T2 (de) | 1989-03-31 | 1990-03-30 | Frequenz- und spannungsveraenderliche leistungskonverter. |
| EP90106148A EP0390184B1 (en) | 1989-03-31 | 1990-03-30 | Improvements in variable-voltage & variable-frequency power converter |
| US07/501,718 US5031088A (en) | 1989-03-31 | 1990-03-30 | Variable-voltage and variable-frequency power converter |
| CA002013492A CA2013492C (en) | 1989-03-31 | 1990-03-30 | Variable-voltage and variable-frequency power converter |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1078410A JPH0755057B2 (ja) | 1989-03-31 | 1989-03-31 | 電力変換装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH02261065A JPH02261065A (ja) | 1990-10-23 |
| JPH0755057B2 true JPH0755057B2 (ja) | 1995-06-07 |
Family
ID=13661267
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP1078410A Expired - Lifetime JPH0755057B2 (ja) | 1989-03-31 | 1989-03-31 | 電力変換装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0755057B2 (ja) |
-
1989
- 1989-03-31 JP JP1078410A patent/JPH0755057B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH02261065A (ja) | 1990-10-23 |
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