JPH0756459B2

JPH0756459B2 - 質量流量計

Info

Publication number: JPH0756459B2
Application number: JP62117686A
Authority: JP
Inventors: 敏幸宮田; 一造伊藤
Original assignee: Yokogawa Electric Corp
Current assignee: Yokogawa Electric Corp
Priority date: 1987-05-14
Filing date: 1987-05-14
Publication date: 1995-06-14
Anticipated expiration: 2010-06-14
Also published as: JPS63282613A

Description

【発明の詳細な説明】（産業上の利用分野）本発明は、カルマン渦を利用して測定流体の質量流量を
測定する質量流量計に関するものである。

（従来の技術）流体中に物体を置くと、物体の両後側面から交互にかつ
規則的に渦が発生し、下流に渦列となって流れることが
古くから知られている。この渦列はカルマン渦列といわ
れ、単位時間当りの渦の生成数（生成周波数）が流体の
流速に比例している。そこで、測定流体を導く管路内に
渦発生体を配置し、渦発生体によって流速に比例した渦
を発生させ、渦の生成による揚力変化を圧電素子，スト
レンゲージ，容量やインダクタンス等のセンサで検出
し、検出信号の周波数のみを取り出して流体の流速や流
量を測定する渦流量計が実用化されている。ところで、
一般に知りたい流量は化学変化を行わせるプロセスでは
もちろんのこと、取引においても質量流量であることが
多い。また測定流体が気体やスチームの場合には温度や
圧力でその密度が大きく変わり、液体の場合でも温度に
よりその密度がかなり変化してしまう。このため渦流量
計と並設して温度や圧力を測定するか、密度計にて密度
を測定し、質量流量を測定している。しかし密度計と渦
流量計とを用いると繁雑高価であり、温度や圧力計と渦
流量計との組合せでは、繁雑高価であるばかりでなく、
液体の温度の測定が難しいことから精度や応答性も悪
い。

ところで、第10図に示す如く、管路１に渦発生体２が配
置され、測定流体が管路１に流された場合に、渦発生体
２に作用する平均抗力F_D，変動揚力F_Lや圧力損失ΔＰは
一般に次式で示される関係にある。

但し C_D；抗力係数 C_L；変動揚力係数 C_p；圧力損失係数 ρ；密度 V ;流速（１），（２）についてはたとえば「流れ学第５章渦
P.79,P.87 21 クッタジュコフスキーの定理谷一郎
著岩波書店」で述べられている。又（３）は渦発生体
からの境界層の剥離（カルマン渦の発生）による損失か
ら導かれるものである。

さて、平均抗力F_D，変動揚力F_L，圧力損失ΔＰは、抗力
係数C_D，変動揚力係数C_L，圧力損失係数C_pが定数であれ
ば、ρV²に比例するので、渦周波数（但し、St:ストロハル数、d:渦発生体２の直径、で定数）で（１），（２），（３）式を割算すれば、ρ
Ｖが得られる。

ρV²検出器とＶ検出器とを割算することによりρ・V²/V
＝ρＶなる質量流量を求めることについても、流量計測
ハンドブックP.344 川田裕郎編著日刊工業新聞社発行
に述べられているように、従来から一般的に行われてい
る技術である。

渦流量計において、この種の公知例としては、西独特許
DE3032578C2「測定流体を動的に密度に非依存に決定
する方法と装置（内容は渦流量計による質量流量の測
定）」があり、変動揚力を渦発生体に取付けたストレイ
ンゲージの歪みとして検出したり、バネにより渦発生体
に発生するトルクを検出したり、渦発生体の前面にピト
ー管を設置し抗力を検出し、渦周波数と割算することに
より質量流量を求めるものがある。

また、国内においては、実開昭54-174359号「カルマン
渦を利用した測定装置」においても、渦発生体の上下流
側にダイアフラムによる容量検出部を設け、容量変化の
直流分より抗力F_Dを、交流分から渦周波数を検出し割算
することにより質量流量を求めるものがある。

また、特開昭57-61916号「カルマン渦を利用した測定装
置」に変動揚力を検出し、渦周数で割算する例が示され
ている。

以下、特開昭57-61916号について説明する。

第11図はこの特開昭57-61916号の構成説明図である。図
において、1aは測定流体が流れる管路、2aは管路1aに垂
直に挿入された柱状の渦発生体で、その両端は管路1aに
固定されている。渦発生体2aの本体21aはステンレス等
からなり、測定流体にカルマン渦列を生ぜしめかつ揚力
変化を安定強化するような例えば台形等の断面形状を有
している。渦発生体2aの頂部22aはステンレス等からな
り、凹部23aを有し本体21aとは溶接等により一体に形成
されている。41aは圧電素子からなる素子本体で、渦発
生体2aの凹部23aにガラス等の絶縁材3aによって封着さ
れ、渦発生体と一体に形成されている。また素子本体41
aは円板状をなし、その中心が渦発生体2aの中立軸と一
致するように配置されている。さらに素子本体41aに
は、第12図に示すようにその表と裏にそれぞれ左右に分
割して対称的に電極42a,43a,44a,45aが設けられ、電極4
2aと43aで挾まれた部分で第１の圧電センサ46aを形成
し、電極44aと45aで挾まれた部分で第２の圧電センサ47
aを形成する。そして第1,第２の圧電センサ46a,47aに生
ずる電荷が差動的になるように、電極42aと45aおよび電
極43aと44aが各々結線され、かつ電極42aと44aからそれ
ぞれリード線48a,49aが絶縁材3aを貫通して外部に取り
出されている。8aは検出信号処理回路で、圧電センサ46
a,47aで検出した交流電荷ｑを交流電圧ｅに変換する。9
aは比較器で、交流電圧ｅを一定レベルのパルス信号Ｐ
に変換するためのものである。10aはF/Vコンバータで、
比較器出力のパルス信号Ｐをその周波数に比例した直流
電圧E₁に変換する。11aは整流平滑回路で、交流電圧ｅ
を整流平滑し、その振幅に比例した直流電圧E₂に変換す
る。12aは演算回路で、F/Vコンバータ10aと整流平滑回
路11aの出力E₁,E₂に所望の演算を施し、その出力に流体
の密度または質量流量に関連した信号を取出すためのも
のである。

このように構成した本発明において、管路1a内に測定流
体が流れると、渦発生体2aはカルマン渦を発生させると
ともに、渦の生成に基づく揚力変化を受ける。渦発生体
2aは揚力変化を受けるとその内部に図示の如く中立軸を
挾んで逆方向の応力変化が発生する。この渦発生体2aに
生ずる応力変化は絶縁材3aで渦発生体2aに一体に取付ら
れた素子本体41に伝達される。したがって第1,第２の圧
電センサ46a,47aにはそれぞれ揚力変化に対応して互い
に逆位相の電荷量の変化が生ずる。そして圧電センサ46
a,47aに生ずる電荷量は差動的に取り出され、リード線4
8a,49a間には交番電荷ｑが生ずる。交番電荷ｑは検出信
号処理回路8aで交流電圧ｅに変換される。交流電圧ｅの
周波数を比較器9aおよびF/Vコンバータ10aを介して取り
出せば、（４）式の如く一般の渦流量計と同様渦周波数
ｆすなわち流速に比例した電圧E₁が得られる。

E₁＝K₁V （４）ただし、K₁は比例定数一方交流電圧ｅの振幅を整流平滑回路11aを介して取り
出せば、整流平滑回路11aの出力E₂は流体の密度をρと
すると次式で与えられる。

E₂＝K₂ρV² （５）ただし、K₂は比例定数よって、演算回路12aでなる演算を行えば、その出力Eoは、となる。管路1aの断面積をＳとすれば、質量流量Qmは、 Qm＝ρVs （７）で与えられるので、Eoは、となり、質量流量に比例した信号となる。

また演算回路12aで、E₁を２乗した後E₂を割るようにす
れば、出力Eoは、となり、流体の密度に比例した信号を得ることができ
る。

以上のことは、変動揚力係数Ｃが一定であるという仮定
で成り立つ考えである。同様に西独特許DE3032578 C2に
おいても同様で変動揚力係数Ｃが一定であることが必要
である。

（発明が解決しようとする問題点）しかしながら、今、カルマン渦による変動揚力F_L，抗力
F_D及び渦周波数出力（体積流量）Ｆは F_V＝K₁V 但し F_L；変動揚力 F_D；抗力 F_V；渦周波数出力（体積流量） C_L；変動揚力係数 C_D；抗力係数 ρ；密度 V ;流速 d ;渦発生体の流れに対向する直径 D ;管内直径 K₁；定数したがって、（６）式におけるK₃はとなる。

ここにおいて、変動揚力係数C_Lは、たとえば、第13図に
示す如き抗力係数C_Dや第14図に示す如きストローハル数
Stが一定の場合においても第15図に示す如く、一定では
ないとされている。（第13図〜第15図は、小林敏雄氏の
「BluffBodyに作用する流体力」雑誌「生産研究」第24
巻第１号、東京大学生産技術研究所発行、図1,図7,図８
を引用した。）第11図従来例において、検出信号処理回路8aにおいて
は、渦流量計において用いられているように、渦周波数
を確実に検出するためのフィルタ回路が含まれている。
センサからの生信号は、一般に流体中に存在する乱れ等
により高周波及び低周波ノイズが重畳している。特に、
低流速では高周波ノイズが、高流速では低周波ノイズが
著しくなり、このノイズを除去するためフィルタ回路は
必要とされる。フィルタ回路のフィルタ効果を弱くする
と、渦信号に含まれているノイズのため渦周波数の検出
が困難となる。

一方、このフィルタ回路の存在により変動揚力信号が不
正確になる。

本発明は、この問題点を解決するものである。

本発明の目的は、変動揚力係数が変動しないように回路
構成して、簡単な構成で、密度又は質量流量を精度よく
測定できる装置を提供するにある。

（問題点を解決するための手段）この目的を達成するために、本願は、渦検出センサより
の渦信号を信号変換する信号変換回路と、該信号変換回
路からの信号の高周波及び低周波ノイズを低減させるフ
ィルタ回路と、該フィルタ回路からの信号を増幅する第
１増幅回路と、該第１増幅回路からの信号をパルス信号
に変換するコンパレータと、該コンパレータからの信号
をその周波数に比例した直流電圧に変換するF/Vコンバ
ータと、前記信号変換回路からの信号を増幅する第２増
幅回路と、該第２増幅回路からの信号を検波する検波回
路と、該検波回路からの信号のリップル分を除去する整
流回路と、該整流回路からの信号を前記F/Vコンバータ
回路からの信号で割算しパルス幅の平均が測定流量に比
例するパルスを出力する割算回路と、該割算回路のパル
ス出力を絶縁して伝送する絶縁手段と、該絶縁手段の出
力を整流して出力する整流回路と、前記第１増幅器から
の信号が前記コンパレータの設定トリガレベルまで達し
なくなった場合に、前記割算回路の出力を０とするスイ
ッチ回路とを具備し、前記整流回路の時定数と前記F/V
コンバータの整流回路の時定数とをほぼ同じにし、かつ
前記渦信号のビート周波数より大なるようにしてなる質
量流量計を構成したものである。

（作用）以上の構成において、渦検出センサよりの渦信号を信号
変換回路で信号変換し、フィルタ回路で高周波及び低高
周ノイズを低減させ、第１増幅回路で信号を増幅し、コ
ンパレータでパルス信号に変換する。次にF/Vコンパレ
ータでパルス信号の周波数に比例した直流電圧に変換す
る。

一方、信号変換回路からの信号を第２増幅器で増幅し、
検波回路で検波する。次に整流回路でリップル分を除去
する。

この整流回路からの信号を割算回路において、F/Vコン
バータからの信号で割算してパルス幅の平均が測定流量
に比例するパルスを出力する。この出力は絶縁手段にて
絶縁され、整流回路で整流されて質量流量に対応した電
気信号を得る。

一方、第１増幅器からの信号がコンパレータの設定トリ
ガレベルまで達しない場合には、F/Vコンバータからの
信号によりゲート回路により割算回路からの出力を０と
する。

以下、実施例について説明する。

（実施例）第１図（Ａ）（Ｂ）は、本発明の一実施例の構成説明図
で（Ａ）は正面図、（Ｂ）は側面図、第２図は第１図の
検出器部を断面で示す構成説明図である。

図において、10は渦流量計検出器、20は渦流量計変換器
である。

渦流量計検出器10において、11は測定流体が流れる管
路、12は管路11に直角に設けられた円筒状のノズル、13
はノズル12を通して管路11に直角に挿入された柱状の渦
発生体で、ステンレス等からなりその上端131はノズル1
2にネジまたは溶接により固定され、下端132はプラグに
より管路11に支持されている。渦発生体13の測定流体と
接する接流体部分133は測定流体にカルマン渦列を生ぜ
しめ、かつ揚力変化を安定強化するように例えば台形等
の断面形状を有し、また上端131側には凹部134を有して
いる。135は凹部134によって渦発生体13に形成される外
筒部である。14はセンサ部で、渦発生体13の凹部134内
に第１の応力検出センサ142と第２の応力検出センサ141
とが一定間隔をおいて押圧固定されている。

第３図は第２図の電気回路30（第２図に図示せず）のブ
ロック図である。

31,32はチャージコンバータで、応力検出センサ141,142
で検出した交流電荷q₁,q₂を交流電圧E₃₁,E₃₂に変換す
る。33は加減算回路で、チャージコンバータ31,32から
出力を加算して交流電圧E₃₃とする。34は第２増幅回路
で、交流電圧E₃₃を増幅し交流電圧E₃₄とする。35は検波
回路で、交流電圧E₃₄を検波しE₃₅とする。36は整流回路
で、交流電圧E₃₅のリップル分を除去する。37はフィル
タ回路で、交流電圧E₃₃に含まれる低周波あるいは高周
波のノイズを除去し、交流電圧E₃₇とする。38は第１増
幅回路で、交流電圧E₃₇を増幅し、交流電圧E₃₈とする。
39はシュミットトリガー回路で、交流電圧E₃₈を一定レ
ベルのパルス信号P₃₉に変換する。41はF/Vコンバータ
で、パルス信号P₃₉をその周波数に比例した直流電圧E₄₁
に変換する。42は割算回路で、F/Vコンバータ41と整流
回路36の出力E₄₁,E₃₆に所望の演算を施し、パルス幅の
平均が測定流量に比例するパルス信号P₄₂を出力する。4
3はゲート回路で、第１増幅回路38からの交流電圧E₃₈が
シュミット回路39の設定トリガレベルにまで達しなくな
った場合に、割算回路42の出力を０とする。ゲート回路
43は、コンパレータ431とスイッチ432よりなる。コンパ
レータ431はF/Vコンバータ41の出力が０になるのを検出
し、このときスイッチ432をオンにさせ、割算回路42の
出力がトランス（後述する）に出力されないように働
く。44は割算回路42のパルス出力を絶縁して伝送する絶
縁回路でこの場合はトランスが用いられている。45はト
ランスの出力を整流して出力E₄₄する整流回路である。
而して、整流回路36の時定数とF/Vコンバータ41の時定
数をほぼ同じにし、かつ、渦信号のビート周波数より大
なるように構成されている。

以上の構成において、変動揚力信号の絶対値を正確に検
出するため渦周波数の帯域内でフラットなｆ特性の信号
変換回路（チャージコンバータ31,32と加減算回路33）
で物理量を電気量に変換した後、同様に渦周波数の帯域
内でフラットなｆ特性を有する第２増幅回路34で増幅
し、そのまま検波回路35の入力とした。

一方、渦周波数検出は信号変換回路（チャージコンバー
タ31,32と加減算回路33）を通った後、渦信号に含まれ
ている高周波及び低周波ノイズを低減させるため、フィ
ルタ回路37と第１増幅回路38を通した後、シュミット回
路（コンパレータ）39の入力とした。

以上の結果、変動揚力信号検出回路と渦周波数検出回路
とを信号変換回路の直後から別々に分けることにより、
変動揚力信号の絶対値を正確に測定することと、確実に
渦周波数を検出することとを両立させることができた。

したがって、円管内の３次元流れにおいて、変動揚力の
正確な検出が可能となった。実験結果より変動揚力F_Lは
流速の二乗V²に正確に比例、すなわち、において、変動揚力係数C_L＝constが得られた。

従来は、一般にプラフボディ（渦発生体）の変動揚力係
数C_Lは、二次元流においてさえも非常に不安定で、レイ
ノルズ数Reなどの関数とみなされていた。前述した、文
献等によると、変動揚力係数C_Lの値は、実験者により大
きく異なっており、ストロハル数Stは一定（渦周波数は
流速に比例）であっても、変動揚力係数C_L（渦の強さ）
は流速の二乗V²に正確に比例はしていないものとされて
いた。変動揚力を測定する検出センサは歪み、変位，力
センサを使用しているため、流体の交流ノイズ、管路振
動、測定系のノイズなどが重畳し、分離検出が困難であ
った。

而して、西独特許DE3032578 C2,実開昭57-61916号では
変動揚力係数C_L検出について何ら明示しておらず、変動
揚力係数C_Lが一定と仮定し、公知の技術を述べたもので
ある。

一方、平均抗力については、文献値でも示されているよ
うにレイノルズ数Re＞2,000以上では、ほとんど一定に
なることが明らかにされている。これは、平均抗力は直
流分として検出できるので測定回路にて、交流ノイズ分
を完全に除去でき、特別な工夫をしなくても正確な測定
が可能であることにある。

次に、第１増幅回路38からの信号がシュミット回路39の
設定トリガレベルまで達しなくなった場合に、割算回路
42の出力を０とするゲート回路43を設けた。渦の信号が
小さくなり、シュミット回路39の設定トリガーレベルま
で達しなくなると、シュミット回路39からパルス出力P
₃₉が出力されなくなり、この結果、F/Vコンバータ41の
出力は０になる。一方、変動揚力検出回路の整流回路36
の出力電圧E₃₆は、測定流体の流れの中のノイズや回路
ノイズ等により０とならない。よって、割算回路42の分
母となる入力は０で分子となる入力は０とならず大きな
＋誤差となる。ゲート回路43は、F/Vコンバータの出力
電圧をゲート信号電圧とするものでゼロカットを行いこ
の誤差をカットする。第４図に出力EoとρＶの関係を示
す。

なお、シュミット回路39の設定トリガーレベルはS/N＝
１又はそれよりやや大きいところに設定される。S/N＜
１になると、フィルタ回路37により、渦周波数の検出は
可能であっても、変動揚力の測定の大きな誤差を生じて
しまうからである。

次に、割算回路への入力は、整流回路36からのV²に比例
したアナログ電圧とF/VコンバータからのＶに比例した
アナログ電圧であり、出力はパルス幅の平均が測定流量
に比例するパルス列であるので、トランス44による絶縁
が容易で安価にでき、フィールドにて生じるコモンモー
ドノイズの防止が図られる。

また、整流回路36とF/Vコンバータ41の時定数は、ほぼ
同じであり、かつ、渦信号のビート周波数より大なるよ
うに構成されているので、測定流体の測定流量の変動に
対しても精度よく追従することができるものが得られ
る。

なお、検波回路35は、半波整流でも、両波整流でもよ
い。検波回路35の入力信号E₃₄に重畳されるノイズはS/N
＞１であれば、ノイズの影響は軽減される。たとえば、
第５図（Ａ）に示す如く、低周波の信号に、高周波のノ
イズが重畳された入力信号E₃₄の検波波形E₃₅は、第５図
（Ｂ）に示す如く、ノイズを重畳した波形となるが、た
とえば、第５図（Ｂ）の図示のＡとＢとに関して、ノイ
ズは平均化され、全体としてノイズは減少される。又、
渦周波数で同期整流すればノイズは、ほぼ完全に除去可
能となる。

またトランス44による絶縁手段は、他の絶縁手段，たと
えばホトカプラ等によっても得られる。

さて、渦放出の安定性（揚力の安定性）は直管長が十分
ある場合でもかなり悪く、変動は数十％以上ある。よっ
て、検波回路35の出力の振幅はかなり変動しており、整
流回路36の時定数が渦の周波数に対して充分であって
も、リップルは大きく実用的でない。時定数は検波回路
35の出力の振幅の変動周波数に対して考えねばならな
い。水でのテスト結果から判断すると、この値は、5sec
以上が必要である。

一方、揚力の安定性を向上させるには、流れを安定化さ
せることが必要で、渦発生体13の上流側に、整流管や多
孔板等の整流装置を設置することが有効である。

第６図，第７図は第３図の電気回路の具体的構成を示
す。

図において、OP1,OP2はチャージコンバータ31,32を構成
する演算増幅器で、第1,第２の応力検出センサ141,142
の発生電荷q₁,q₂を低インピーダンスの交流電圧に変換
する。ここで、コンデンサC₁＝C₂，抵抗R₁＝R₂で、C₁と
R₁,C₂とR₂で構成されるハイパスフィルターのコーナー
周波数f_Cは渦信号周波数の下限より充分小さくなるよう
に定数は選択される。OP3は加減算回路33を構成する演
算増幅器で、振動ノイズを除去する。可変抵抗R₄にて定
数λを調整する。OP4は第２増幅回路34を構成する増幅
器、OP5,OP6は検波整流回路35,36を構成する演算増幅器
である。C₃,C₄は結合コンデンサーで、渦信号周波数に
対して充分小さいインピーダンスになるよう定数は選択
される。R₅,C₅は整流回路の時定数で、F/Vコンバータの
整流回路R₁₇,C₁₂の時定数と等しい値で、かつ、リップ
ルを減少させるのに充分な値に選択される。

OP7は抵抗R₆を調整することにより割算回路42への所定
入力電圧を得るための割算増幅器である。OP8,OP9はフ
ィルタ回路37と第１増幅回路38と構成する演算増幅器
で、加減算回路33の出力に含まれる高周波及び低周波ノ
イズを除去し、渦信号を次段のシュミットトリガ回路39
の入力信号まで増幅するものである。C₆,C₇,C₈,R₇,R₈,R
₉はバンドパスフィルタを構成するコンデンサと抵抗、C
₉,C₁₀,C₁₁,R₁₀,R₁₂,R₁₃もバンドパスフィルタを構成す
るコンデンサと抵抗である。D₁,D₂は信号レベルが大き
くなったとき、C₁₁,R₁₃で構成されるローパスフィルタ
を解除し、かつ、振幅制限するためのツェナダイオード
である。OP₁₀はシュミット回路39を構成する演算増幅器
でR₁₄,R₁₅,R₁₆でヒステリシスの幅を決定する。OP₁₁はF
/Vコンバータ41の出力を割算回路42の所定の入力電圧ま
で増幅する演算増幅器で、R₁₈で調整する。OP₁₂は第７
図に示す如く、ゼロカット設定電圧がE₁のR₂₅とR₂₆の分
圧比により設定され、反転増幅回路46の出力をQ2のトラ
ンジスタにおいてオン，オフさせるコントロール電圧を
得るコンパレータである。

OP13,OP14,は割算回路42を構成する演算増幅器で、OP13
より構成される部分は積分回路で、OP14より構成される
部分はコンパレータである。この構成により直流入力
E₂,E₃のE₂/E₃に比例したデューティのパルスが出力され
る割算回路が構成される。演算回路44ではこの出力パル
スを利用し、信号伝送を行なう。OP15は反転増幅回路46
を構成する演算増幅器で絶縁回路44へ割算回路42よりの
パルス出力を反転して送っている。T1は絶縁回路44を構
成するトランスで、反転増幅回路46よりのパルス信号で
トランジスタQ3がオンし、電源E₄がトランジスタQ4で構
成されているブロッキング発振回路に加わり発振（高周
波）を開始する。この発振信号が、トランジスタQ5にT1
を通して伝送され、トランジスタQ5では発振信号に追随
ができず、ブロッキング発振回路が発振するとオンし、
発振停止するとオフする。

インバータU1と抵抗R27,コンデンサC14にて整流回路45
を構成している。インバータU1は、安定化電源（E₅）で
動作し、トランジスタQ5のオン・オフを反転し波高値を
一定にしている。インバータU1の出力パルスは、割算回
路42の出力パルスとデューティ比が同じであり、よって
このパルスを抵抗R27とコンデンサC14にて平滑すること
によりE₂/E₃に比例したDC出力が得られる。抵抗R27,コ
ンデンサC14の時定数は、割算回路42出力パルスを十分
平滑できる値にしておく。

なお、第３図のブロック図では、フィルタ回路37,第１
増幅回路38と機能別に分離して示したが、第６図におい
ては、演算増幅器OP8,OP9を用いたアクティブフィルタ
が示されている。また、第３図におけるゲート回路は、
第７図では、コンパレータOP12とトランジスタQ2で構成
されている。第８図は第６図の回路において、流速0.4m
/sの水の実流テストを行った場合の出力波形例である。

第８図に示されるように、チャージコンバータ31の出力
波形（Ａ）（第６図の（Ａ）点）には渦の信号と管路振
動ノイズ、チャージコンバータ32の出力波形（Ｂ）（第
６図の（Ｂ）点）には管路振動ノイズがあらわれてい
る。加減算回路33の出力波形（Ｃ）（第６図の（Ｃ）
点）には管路振動ノイズが除去された波形となり、シュ
ミット回路39の入力波形（Ｄ）（第６図のＤ点）にはハ
イカットフィルタ効果により、S/N比は格段に向上され
た波形が示されている。

この波形例は、低流速におけるものであるが、高流速で
は、渦信号に低周波ノイズが重畳されたり、渦信号自体
にビート波形があらわれ、主としてローカットフィルタ
効果によりS/N比を向上することができる。

また、水での実流量テストの結果、第９図に示す如く、
整流回路36の出力は±１％の誤差範囲内で、流速の二乗
に比例していることが確認された。また、空気と水とで
揚力は密度ρに比例していることも確認されている。

なお、前述の実施例においては、一端固定，一端支持し
た渦発生体の交番応力を検出する、いわゆる応力検出方
式を用いたものについて説明したが、一端固定，一端自
由にした渦発生体の交番応力を検出するものでもよい。

また、変動揚力を検出する他の力検出方式、たとえば、
変位，ひずみ，トルク等においても、温度変化によるセ
ンサの機械的な定数（ヤング率，ばね定数）の変化を温
度補償してやれば、カルマン渦を利用した質量流量計が
構成できる。

（発明の効果）以上説明したように、本願は、渦検出センサよりの渦信
号を信号変換する信号変換回路と、該信号変換回路から
の信号の高周波及び低周波ノイズを低減させるフィルタ
回路と、該フィルタ回路からの信号を増幅する第１増幅
回路と、該第１増幅回路からの信号をパルス信号に変換
するコンパレータと、該コンパレータからの信号をその
周波数に比例した直流電圧に変換するF/Vコンバータ
と、前記信号変換回路からの信号を増幅する第２増幅回
路と、該第２増幅回路からの信号を検波する検波回路
と、該検波回路からの信号のリップル分を除去する整流
回路と、該整流回路からの信号を前記F/Vコンバータ回
路からの信号で割算しパルス幅の平均が測定流量に比例
するパルスを出力する割算回路と、該割算回路のパルス
出力を絶縁して伝送する絶縁手段と、該絶縁手段の出力
を整流して出力する整流回路と、前記第１増幅器からの
信号が前記コンパレータの設定トリガレベルまで達しな
くなった場合に、前記割算回路の出力を０とするスイッ
チ回路とを具備し、前記整流回路の時定数と前記F/Vコ
ンバータの整流回路の時定数とをほぼ同じにし、かつ前
記渦信号のビート周波数より大なるようにしてなる質量
流量計を構成したので、変動揚力信号検出回路と渦周波
数検出回路とを信号変換回路の直後から別々に分けるこ
とにより、変動揚力信号の絶対値を正確に測定すること
と、確実に渦周波数を検出することとを両立させること
ができる。

また、第１増幅器からの信号がコンパレータの設定トリ
ガレベルまで達しなくなった場合に、割算回路の出力を
０とするゲート回路を設けたので、流量０近くにおい
て、大なる誤差が生ずるのを防止することができる。

また、割算回路の出力は、パルス幅の平均が測定流量に
比例するパルス列であるので、トランスによる絶縁が容
易で、安価にでき、フィールドにて生じるコモンモード
ノイズの防止を図ることができる。

また、時定数回路とF/Vコンバータの時定数とほぼ同じ
にし、かつ渦信号のビート周波数より大なるようにした
ので、質量流量の変動に対しても精度よく追従すること
ができるものが得られる。

以上説明したように、本発明によれば、簡単な構成で、
密度又は質量流量を精度よく測定できる装置を実現する
ことができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例の構成説明図で、（Ａ）は正
面図、（Ｂ）は側面図、第２図は第１図の検出器部を断
面で示す構成説明図、第３図は第１図の電気回路図、第
４図，第５図は第３図の動作説明図、第６図・第７図は
第３図の具体的構成説明図、第８図は第６図，第７図の
回路において、流速0.4m/sの水の実流テストを行った場
合の各部分の出力波形図、第９図は第７図の整流回路の
出力特性図、第10図は管路に渦発生体が配置された場合
の揚力等の説明図、第11図は従来より一般に使用されて
いる従来例の構成説明図、第12図は第11図の部品説明
図、第13図は抗力係数の特性説明図、第14図はストロハ
ル数の特性説明図、第15図は揚力係数の説明図である。 10……渦流量検出器、11……管路、12……ノズル、13…
…渦発生体、131……上端、132……下端、133……接流
体部分、134……凹部、135……外筒部、14……センサ
部、140……圧電素子、141……第２の応力検出センサ、
142……第１の応力検出センサ、20……渦流量計変換
器、30……電気回路、31,32……チャージコンバータ、3
3……加減算回路、34……第２増幅回路、35……検波回
路、36……整流回路、37……フィルタ回路、38……第１
増幅回路、39……シュミットトリガ回路、41……F/Vコ
ンバータ、42……割算回路、43……ゲート回路、431…
…コンパレータ、432……スイッチ、44……絶縁回路、4
5……整流回路。

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】渦検出センサよりの渦信号を信号変換する
信号変換回路と、該信号変換回路からの信号の高周波及
び低周波ノイズを低減させるフィルタ回路と、該フィル
タ回路からの信号を増幅する第１増幅回路と、該第１増
幅回路からの信号をパルス信号に変換するコンパレータ
と、該コンパレータからの信号をその周波数に比例した
直流電圧に変換するF/Vコンバータと、前記信号変換回
路からの信号を増幅する第２増幅回路と、該第２増幅回
路からの信号を検波する検波回路と、該検波回路からの
信号のリップル分を除去する整流回路と、該整流回路か
らの信号を前記F/Vコンバータ回路からの信号で割算し
パルス幅の平均が測定流量に比例するパルスを出力する
割算回路と、該割算回路のパルス出力を絶縁して伝送す
る絶縁手段と、該絶縁手段の出力を整流して出力する整
流回路と、前記第１増幅器からの信号が前記コンパレー
タの設定トリガレベルまで達しなくなった場合に、前記
割算回路の出力を０とするスイッチ回路とを具備し、前
記整流回路の時定数と前記F/Vコンバータの整流回路の
時定数とをほぼ同じにし、かつ前記渦信号のビート周波
数より大なるようにしてなる質量流量計。