JPH0758551A - 周波数復調回路 - Google Patents
周波数復調回路Info
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- JPH0758551A JPH0758551A JP5216923A JP21692393A JPH0758551A JP H0758551 A JPH0758551 A JP H0758551A JP 5216923 A JP5216923 A JP 5216923A JP 21692393 A JP21692393 A JP 21692393A JP H0758551 A JPH0758551 A JP H0758551A
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- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
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- H03K7/00—Modulating pulses with a continuously-variable modulating signal
- H03K7/06—Frequency or rate modulation, i.e. PFM or PRM
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- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
- H03D3/00—Demodulation of angle-, frequency- or phase- modulated oscillations
- H03D3/02—Demodulation of angle-, frequency- or phase- modulated oscillations by detecting phase difference between two signals obtained from input signal
- H03D3/22—Demodulation of angle-, frequency- or phase- modulated oscillations by detecting phase difference between two signals obtained from input signal by means of active elements with more than two electrodes to which two signals are applied derived from the signal to be demodulated and having a phase difference related to the frequency deviation, e.g. phase detector
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- H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
- H03D3/00—Demodulation of angle-, frequency- or phase- modulated oscillations
- H03D3/001—Details of arrangements applicable to more than one type of frequency demodulator
- H03D3/003—Arrangements for reducing frequency deviation, e.g. by negative frequency feedback
- H03D3/005—Arrangements for reducing frequency deviation, e.g. by negative frequency feedback wherein the demodulated signal is used for controlling a bandpass filter
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- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
- H03D2200/00—Indexing scheme relating to details of demodulation or transference of modulation from one carrier to another covered by H03D
- H03D2200/0041—Functional aspects of demodulators
- H03D2200/0047—Offset of DC voltage or frequency
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- H03D2200/00—Indexing scheme relating to details of demodulation or transference of modulation from one carrier to another covered by H03D
- H03D2200/0041—Functional aspects of demodulators
- H03D2200/0082—Quadrature arrangements
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
- Superheterodyne Receivers (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【構成】 ＦＭ搬送波信号Ｃfmを移相器１１を介してＢ
ＰＦ１２に供給すると共に位相比較器１５にも供給す
る。ＢＰＦ１２（中心周波数ｆ0 ）とゲインが２倍とな
る増幅器１３、及び減算器１４によって全帯域通過型の
イコライザが形成され、信号Ｖ03とＦＭ搬送波信号Ｃfm
を位相比較器１５で位相比較することによりＦＭ復調出
力Ａfmを得る。 【作用】 信号Ｖ03は一定振幅で移相されたキャリアと
なるため、位相比較器１５の出力はＢＰＦ１２の中心周
波数を入力されたＦＭキャリア周波数に一致させるよう
に制御することができる。
ＰＦ１２に供給すると共に位相比較器１５にも供給す
る。ＢＰＦ１２（中心周波数ｆ0 ）とゲインが２倍とな
る増幅器１３、及び減算器１４によって全帯域通過型の
イコライザが形成され、信号Ｖ03とＦＭ搬送波信号Ｃfm
を位相比較器１５で位相比較することによりＦＭ復調出
力Ａfmを得る。 【作用】 信号Ｖ03は一定振幅で移相されたキャリアと
なるため、位相比較器１５の出力はＢＰＦ１２の中心周
波数を入力されたＦＭキャリア周波数に一致させるよう
に制御することができる。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明はＦＭ（Frequency Modu
lation) 搬送波信号から変調信号を検波する周波数復調
回路に関するものである。
lation) 搬送波信号から変調信号を検波する周波数復調
回路に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】周波数変調（以下ＦＭという）は振幅変
調波に比較して外来雑音に対して高いＳ／Ｎを有し、テ
レビの音声信号およびステレオＦＭ放送等で情報を伝送
する際に慣用されている変調方式である。ＦＭ変調され
た搬送波信号より変調波信号を検出するＦＭ検波器は、
レシオ検波器やフォースタ・シーレ検波器等が慣用され
ているが、半導体技術の発展にともなって、近年ではク
オドレチャ(Quodreature）検波器や、ＰＬＬ方式の検波
器が受信機に内蔵されるようになっている。
調波に比較して外来雑音に対して高いＳ／Ｎを有し、テ
レビの音声信号およびステレオＦＭ放送等で情報を伝送
する際に慣用されている変調方式である。ＦＭ変調され
た搬送波信号より変調波信号を検出するＦＭ検波器は、
レシオ検波器やフォースタ・シーレ検波器等が慣用され
ているが、半導体技術の発展にともなって、近年ではク
オドレチャ(Quodreature）検波器や、ＰＬＬ方式の検波
器が受信機に内蔵されるようになっている。
【０００３】図６は前記クオドレチャ検波器のブロック
図を示したものである。この図で、１はＦＭ搬送波信号
が入力されている９０度位相シフト回路、２はＦＭ搬送
波周波数を中心周波数とするように調整されているバン
ドパスフィルタ（ＢＰＦ）、３は掛算器であって前記Ｆ
Ｍ搬送波信号とＢＰＦ３の出力の位相差を検出し、ＦＭ
信号を検出する。そしてローパスフィルタ４を介して音
声信号として出力される。
図を示したものである。この図で、１はＦＭ搬送波信号
が入力されている９０度位相シフト回路、２はＦＭ搬送
波周波数を中心周波数とするように調整されているバン
ドパスフィルタ（ＢＰＦ）、３は掛算器であって前記Ｆ
Ｍ搬送波信号とＢＰＦ３の出力の位相差を検出し、ＦＭ
信号を検出する。そしてローパスフィルタ４を介して音
声信号として出力される。
【０００４】ＦＭ搬送波信号の角周波数をωとすると
き、ＢＰＦ３の出力はその中心周波数ｆ0 （ω0 ）に対
してω0 ＞ωで進み位相の信号が出力されω0 ＜ωで遅
れ位相の信号が出力される。したがって同図（ｂ）に示
すように、ＢＰＦ３に入力されているＦＭ搬送波信号ω
＋９０°の信号波形と、上記ＢＰＦ３の出力波形ωの正
の期間のみの乗算値を検出すると、同図（ｃ）に示すよ
うに双方が正の電圧となっている期間の検波出力が得ら
れ、この検波出力はω＝ω0 を中心として平均電圧が変
化する。したがって、この出力をＬＰＦ４で積分するこ
とによってＦＭ搬送波信号の変調信号成分を検波するこ
とができる。
き、ＢＰＦ３の出力はその中心周波数ｆ0 （ω0 ）に対
してω0 ＞ωで進み位相の信号が出力されω0 ＜ωで遅
れ位相の信号が出力される。したがって同図（ｂ）に示
すように、ＢＰＦ３に入力されているＦＭ搬送波信号ω
＋９０°の信号波形と、上記ＢＰＦ３の出力波形ωの正
の期間のみの乗算値を検出すると、同図（ｃ）に示すよ
うに双方が正の電圧となっている期間の検波出力が得ら
れ、この検波出力はω＝ω0 を中心として平均電圧が変
化する。したがって、この出力をＬＰＦ４で積分するこ
とによってＦＭ搬送波信号の変調信号成分を検波するこ
とができる。
【０００５】図７はＰＬＬ方式のＦＭ復調器の概要を示
すブロック図であって、５は位相比較器、６はローパス
フィルタ（ＬＰＦ）、７はＬＰＦ６の出力によって発振
周波数がコントロールされる電圧可変発振器（ＶＣＯ）
である。この回路はよく知られているように、入力され
たＦＭ搬送波信号の周波数にＶＣＯ７がロックされるよ
うに帰還がかけられており、ＶＣＯ７の中心周波数とＦ
Ｍ搬送波信号の周波数変化に対応する差信号がＬＰＦ７
から復調信号として取出される。
すブロック図であって、５は位相比較器、６はローパス
フィルタ（ＬＰＦ）、７はＬＰＦ６の出力によって発振
周波数がコントロールされる電圧可変発振器（ＶＣＯ）
である。この回路はよく知られているように、入力され
たＦＭ搬送波信号の周波数にＶＣＯ７がロックされるよ
うに帰還がかけられており、ＶＣＯ７の中心周波数とＦ
Ｍ搬送波信号の周波数変化に対応する差信号がＬＰＦ７
から復調信号として取出される。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】上記したようなＦＭ復
調回路は、いずれの方式もＢＰＦ等からなる位相可変回
路を使用し、ＦＭ搬送周波数と基準周波数ｆ0 の周波数
差を位相変位に置き換え、次に位相比較器を使用して電
圧振幅に変換しＦＭ信号波を検出するものである。した
がって、基準周波数ｆ0 をＦＭ搬送波信号の中心周波数
に一致させることが必要であり、この精度が検波器の復
調特性を大きく左右することになる。そのため、従来は
可変位相器の構成素子（Ｌ、Ｃ）のばらつきに起因する
ｆ0の変動をコイルＬまたはコンデンサＣの調整で補正
することになるが、この調整は非常に精度が要求される
と共に、温度変化、経年変化、素子の精度が要求される
ためシステム全体のコストアップを招くという問題があ
る。
調回路は、いずれの方式もＢＰＦ等からなる位相可変回
路を使用し、ＦＭ搬送周波数と基準周波数ｆ0 の周波数
差を位相変位に置き換え、次に位相比較器を使用して電
圧振幅に変換しＦＭ信号波を検出するものである。した
がって、基準周波数ｆ0 をＦＭ搬送波信号の中心周波数
に一致させることが必要であり、この精度が検波器の復
調特性を大きく左右することになる。そのため、従来は
可変位相器の構成素子（Ｌ、Ｃ）のばらつきに起因する
ｆ0の変動をコイルＬまたはコンデンサＣの調整で補正
することになるが、この調整は非常に精度が要求される
と共に、温度変化、経年変化、素子の精度が要求される
ためシステム全体のコストアップを招くという問題があ
る。
【０００７】また、上記したようなＦＭ復調方式をテレ
ビ受像機の音声信号復調回路に利用する場合、例えばＮ
ＴＳＣ方式の場合は音声搬送波周波数が４．５ＭＨｚで
あり、ヨーロッパにおいてはその地区によって、例えば
Ｂ／Ｇ方式の場合は５．５ＭＨｚ、Ｂ／Ｇ方式では６．
５ＭＨｚ、また英国では６．０ＭＨｚが音声ＦＭ信号の
搬送周波数とされている。したがって、これらのテレビ
ジョン受像機ではそれぞれ異なる中心周波数ｆ0を有す
るＦＭ復調回路を設けることになり、部品点数の増加、
調整箇所の増加を招き、その結果、生産効率を低下する
という問題があった。
ビ受像機の音声信号復調回路に利用する場合、例えばＮ
ＴＳＣ方式の場合は音声搬送波周波数が４．５ＭＨｚで
あり、ヨーロッパにおいてはその地区によって、例えば
Ｂ／Ｇ方式の場合は５．５ＭＨｚ、Ｂ／Ｇ方式では６．
５ＭＨｚ、また英国では６．０ＭＨｚが音声ＦＭ信号の
搬送周波数とされている。したがって、これらのテレビ
ジョン受像機ではそれぞれ異なる中心周波数ｆ0を有す
るＦＭ復調回路を設けることになり、部品点数の増加、
調整箇所の増加を招き、その結果、生産効率を低下する
という問題があった。
【０００８】
【課題を解決するための手段】本発明は上記したような
問題点を解決するために、ＦＭ搬送波信号が入力されて
いる帯域通過型のフィルタと、上記帯域通過型フィルタ
の出力レベルを２倍にする増幅器と、この帯域通過型フ
ィルタの入力信号と前記増幅器の出力の差信号を出力す
る減算器と、前記減算器の出力と上記帯域通過型フィル
タに入力されている信号を９０度移相した信号の位相差
信号を検出する位相検出器を備え、この位相検出器から
ＦＭ搬送波信号の変調信号を検出するように構成したも
である。
問題点を解決するために、ＦＭ搬送波信号が入力されて
いる帯域通過型のフィルタと、上記帯域通過型フィルタ
の出力レベルを２倍にする増幅器と、この帯域通過型フ
ィルタの入力信号と前記増幅器の出力の差信号を出力す
る減算器と、前記減算器の出力と上記帯域通過型フィル
タに入力されている信号を９０度移相した信号の位相差
信号を検出する位相検出器を備え、この位相検出器から
ＦＭ搬送波信号の変調信号を検出するように構成したも
である。
【０００９】また、バンドパスフィルタの中心周波数が
制御信号によって調整できるようになし、ＦＭ信号を検
出している位相検出器の出力を帯域通過型フィルタの中
心周波数の制御信号とすることによって、ＦＭ搬送波周
波数が変化したときでも、無調整でバンドパスフィルタ
の中心周波数がキャリヤ周波数と一致するようにコント
ロールさせることができるように構成されている。
制御信号によって調整できるようになし、ＦＭ信号を検
出している位相検出器の出力を帯域通過型フィルタの中
心周波数の制御信号とすることによって、ＦＭ搬送波周
波数が変化したときでも、無調整でバンドパスフィルタ
の中心周波数がキャリヤ周波数と一致するようにコント
ロールさせることができるように構成されている。
【００１０】
【作用】本発明は上記したように、入力されたＦＭ搬送
波信号の周波数偏移を検出するバンドパスフィルタの後
段に振幅が２倍となるような増幅器と減算器を設け、こ
の減算器によってバンドパスフィルタに入力されている
信号と前記増幅器の出力の減算を行うように構成するこ
とによって、全帯域通過型のイコライザを形成するよう
にしている。そして、このイコライザの出力を位相変位
を検出する対象信号としているので、位相変位の検出感
度が従来のクオドレチャ方式のＦＭ検波器に比較して倍
増することができ、検出感度を向上させることができ
る。
波信号の周波数偏移を検出するバンドパスフィルタの後
段に振幅が２倍となるような増幅器と減算器を設け、こ
の減算器によってバンドパスフィルタに入力されている
信号と前記増幅器の出力の減算を行うように構成するこ
とによって、全帯域通過型のイコライザを形成するよう
にしている。そして、このイコライザの出力を位相変位
を検出する対象信号としているので、位相変位の検出感
度が従来のクオドレチャ方式のＦＭ検波器に比較して倍
増することができ、検出感度を向上させることができ
る。
【００１１】また、本発明の実施例に記載されている発
明は、全帯域型のイコライザを制御ループ内に設けるこ
とによって、位相比較器に入力される位相変位信号の振
幅が一定化されるから、この信号の位相変化を検出して
いる位相検出器の出力によってバンドパスフィルタの中
心周波数を補正することができ、ある範囲の搬送波周波
数によって変調されているＦＭ信号に対しては無調整で
ＦＭ検波出力が得られることになる。
明は、全帯域型のイコライザを制御ループ内に設けるこ
とによって、位相比較器に入力される位相変位信号の振
幅が一定化されるから、この信号の位相変化を検出して
いる位相検出器の出力によってバンドパスフィルタの中
心周波数を補正することができ、ある範囲の搬送波周波
数によって変調されているＦＭ信号に対しては無調整で
ＦＭ検波出力が得られることになる。
【００１２】
【実施例】図１は本発明の基本的なＦＭ復調回路のブロ
ック図を示したものである。この図で端子Ｔ１から入力
されているＦＭ搬送波信号Ｃfmは９０度移相器１１に供
給され、ほぼ搬送波周波数ｆ0 を通過中心周波数とする
バンドパスフィルタ（ＢＰＦという）１２に供給されて
いる。そして、このＢＰＦ１２の周波数特性によって移
相された搬送波信号はその振幅を２倍とする増幅器１３
に入力され、減算器１４（負信号に対する加算器）に供
給されている。
ック図を示したものである。この図で端子Ｔ１から入力
されているＦＭ搬送波信号Ｃfmは９０度移相器１１に供
給され、ほぼ搬送波周波数ｆ0 を通過中心周波数とする
バンドパスフィルタ（ＢＰＦという）１２に供給されて
いる。そして、このＢＰＦ１２の周波数特性によって移
相された搬送波信号はその振幅を２倍とする増幅器１３
に入力され、減算器１４（負信号に対する加算器）に供
給されている。
【００１３】減算器１４の他方の入力には前記移相器１
１の出力（ＳA ）が供給され、前記ＢＰＦ１２の出力
（ＳB ）との間で減算処理が行われる。そしてこの減算
出力信号Ｖ03が位相比較器１５に供給され、入力されて
いるＦＭ搬送波信号Ｃfmとの間で位相差が検出される。
１６は前記位相差信号が入力されているＬＰＦで、その
出力が復調されたＦＭ信号Ａfmとなる。なお、１７は後
で述べるようにＢＰＦ１２の中心周波数をコントロール
するためのＬＰＦを示す。
１の出力（ＳA ）が供給され、前記ＢＰＦ１２の出力
（ＳB ）との間で減算処理が行われる。そしてこの減算
出力信号Ｖ03が位相比較器１５に供給され、入力されて
いるＦＭ搬送波信号Ｃfmとの間で位相差が検出される。
１６は前記位相差信号が入力されているＬＰＦで、その
出力が復調されたＦＭ信号Ａfmとなる。なお、１７は後
で述べるようにＢＰＦ１２の中心周波数をコントロール
するためのＬＰＦを示す。
【００１４】図２の（Ａ）は上記した移相器１１の位相
シフト特性を示し、図２の（Ｂ）は中心周波数がｆ0 と
されているＢＰＦ１２の位相シフト特性を示す。すなわ
ち、ＢＰＦ１２はＦＭ搬送波周波数の中心周波数をｆ0
とすれば、シフト量は０であり、変調波の周波数変位に
よって＋９０度および−９０度の範囲でシフトされる。
前記減算器１４は、このＢＰＦ１２の出力（ＳB ）のレ
ベルを２倍とし位相反転した信号と移相器１１の信号
（ＳA ）を加算するため、その位相シフト特性は図２の
（Ｃ）に示すよう−９０度〜−４５０度の位相シフトを
与えることになる。
シフト特性を示し、図２の（Ｂ）は中心周波数がｆ0 と
されているＢＰＦ１２の位相シフト特性を示す。すなわ
ち、ＢＰＦ１２はＦＭ搬送波周波数の中心周波数をｆ0
とすれば、シフト量は０であり、変調波の周波数変位に
よって＋９０度および−９０度の範囲でシフトされる。
前記減算器１４は、このＢＰＦ１２の出力（ＳB ）のレ
ベルを２倍とし位相反転した信号と移相器１１の信号
（ＳA ）を加算するため、その位相シフト特性は図２の
（Ｃ）に示すよう−９０度〜−４５０度の位相シフトを
与えることになる。
【００１５】図３の（Ａ）は上記した各信号の位相をベ
クトル的に示したものであって、ＦＭ搬送波入力信号Ｖ
in（Ｃfm）に対して移相器１１の出力信号はＥA で示さ
れており、増幅器１３の出力は２ＥB で示される。この
信号２ＥB はＢＰＦ１２のシフト量によって円形上を移
動するベクトル量で表示され、この信号２ＥB と減算器
１４の出力Ｖ03を示す前記移相器１１の出力信号ＥA と
のベクトル和は原点０を中心とする円の上に位置するこ
とになる。
クトル的に示したものであって、ＦＭ搬送波入力信号Ｖ
in（Ｃfm）に対して移相器１１の出力信号はＥA で示さ
れており、増幅器１３の出力は２ＥB で示される。この
信号２ＥB はＢＰＦ１２のシフト量によって円形上を移
動するベクトル量で表示され、この信号２ＥB と減算器
１４の出力Ｖ03を示す前記移相器１１の出力信号ＥA と
のベクトル和は原点０を中心とする円の上に位置するこ
とになる。
【００１６】したがって、ＦＭ搬送波信号の中心周波数
ｆ0 では、出力信号Ｖ03は−２７０度の位相シフトを受
け、ＦＭ信号の周波数偏移によってシフト量は最大＋１
８０度から−１８０度の間でシフトされる。そして、こ
のシフトされた信号Ｖ03と入力されたＦＭ搬送信号Ｖin
の位相差が位相比較器１５によって検出され、その出力
がＬＰＦ１６を介してＦＭ復調信号として出力される。
なお、ＬＰＦ１６は位相比較器１５の種類によっては省
略することも可能である。
ｆ0 では、出力信号Ｖ03は−２７０度の位相シフトを受
け、ＦＭ信号の周波数偏移によってシフト量は最大＋１
８０度から−１８０度の間でシフトされる。そして、こ
のシフトされた信号Ｖ03と入力されたＦＭ搬送信号Ｖin
の位相差が位相比較器１５によって検出され、その出力
がＬＰＦ１６を介してＦＭ復調信号として出力される。
なお、ＬＰＦ１６は位相比較器１５の種類によっては省
略することも可能である。
【００１７】上記した点を数学的に記述すると以下のよ
うになる。ＢＰＦ１２の伝達関数Ｔ（Ｓ）の一般式は、
うになる。ＢＰＦ１２の伝達関数Ｔ（Ｓ）の一般式は、
【数１】 減算器１４の出力Ｖ03は、
【数２】 したがって、上記数１および数２から
【数３】 が得られる。この式は、（ ）内は分母の第２項と分子
の第２項が等しい値となっているので、全域通過型の２
次フィルタ、すなわちイコライザを示す伝達関数を示し
ていることになる。なお、ＦＭ搬送波信号ＣfmをＶinと
すると移相器１１は微分回路（Ｓ）と見ることができる
から、Ａ＝Ｓ・Ｖinであり、上記数３は、
の第２項が等しい値となっているので、全域通過型の２
次フィルタ、すなわちイコライザを示す伝達関数を示し
ていることになる。なお、ＦＭ搬送波信号ＣfmをＶinと
すると移相器１１は微分回路（Ｓ）と見ることができる
から、Ａ＝Ｓ・Ｖinであり、上記数３は、
【数４】 になる。
【００１８】上記数４からＶinとＶ03の位相差を示す出
力信号Ｖ01の検波特性はＦＭ波の周波数偏移によって、
図３の（Ｂ）示す位相復調特性を得ることができる。出
力信号Ｖ01はＶinとＶ03の瞬時の位相差をみたものであ
る。したがってＶinとＶ03の位相差ΔΦを微分したもの
が周波数差として出力され、ＦＭ復調特性となる。な
お、当然のことながら、この特性は逆特性になるように
することも可能である。
力信号Ｖ01の検波特性はＦＭ波の周波数偏移によって、
図３の（Ｂ）示す位相復調特性を得ることができる。出
力信号Ｖ01はＶinとＶ03の瞬時の位相差をみたものであ
る。したがってＶinとＶ03の位相差ΔΦを微分したもの
が周波数差として出力され、ＦＭ復調特性となる。な
お、当然のことながら、この特性は逆特性になるように
することも可能である。
【００１９】本発明のＦＭ復調回路は、上記したように
従来のクオドレチャ方式の検波器が中心周波数ｆ0 にお
いて９０度位相シフトしているの対し２７０度の位相シ
フトで検出する点に特徴があり、２倍の位相変化量に対
応することができるため、その検波出力も信号レベルと
して２倍の検波出力を得ることはできる。したがって、
復調時のＳ／Ｎも６ｄＢの改善を行うことができる。
従来のクオドレチャ方式の検波器が中心周波数ｆ0 にお
いて９０度位相シフトしているの対し２７０度の位相シ
フトで検出する点に特徴があり、２倍の位相変化量に対
応することができるため、その検波出力も信号レベルと
して２倍の検波出力を得ることはできる。したがって、
復調時のＳ／Ｎも６ｄＢの改善を行うことができる。
【００２０】本発明の実施例に示されているように、上
記位相比較器１５の出力はその平均的なレベルをＬＰＦ
１７で生成し、ＢＰＦ１２の中心周波数ｆ0 をコントロ
ールする制御信号として帰還されている。したがって、
フィルタ系の中心周波数をＦＭ搬送波周波数に対応して
自動的に修正する機能を付加することができる。
記位相比較器１５の出力はその平均的なレベルをＬＰＦ
１７で生成し、ＢＰＦ１２の中心周波数ｆ0 をコントロ
ールする制御信号として帰還されている。したがって、
フィルタ系の中心周波数をＦＭ搬送波周波数に対応して
自動的に修正する機能を付加することができる。
【００２１】すなわち、図４に示すように位相比較器１
５の平均的な位相情報を示す出力信号Ｖ01は、入力され
たＦＭ搬送波周波数とＢＰＦ１２の中心周波数ｆ0 （ω
0 ）の周波数差を検出した信号とみることができる。し
たがって、この信号が図４のＶC1であり、この時ＢＰＦ
１２の中心周波数ｆ2 であれば、信号ＶC1によってｆ2
低下する方向に制御されると、ＶC1＝０でバンドパスフ
ィルタの中心周波数が搬送周波数ω0 に一致する。した
がって、本発明のＦＭ復調回路では、ＦＭ搬送周波数が
前記したように放送方式によって異なる場合でも無調整
で適応させることができるようになる。
５の平均的な位相情報を示す出力信号Ｖ01は、入力され
たＦＭ搬送波周波数とＢＰＦ１２の中心周波数ｆ0 （ω
0 ）の周波数差を検出した信号とみることができる。し
たがって、この信号が図４のＶC1であり、この時ＢＰＦ
１２の中心周波数ｆ2 であれば、信号ＶC1によってｆ2
低下する方向に制御されると、ＶC1＝０でバンドパスフ
ィルタの中心周波数が搬送周波数ω0 に一致する。した
がって、本発明のＦＭ復調回路では、ＦＭ搬送周波数が
前記したように放送方式によって異なる場合でも無調整
で適応させることができるようになる。
【００２２】なお、このような無調整化は従来のＦＭ復
調回路の場合でもバンドパスフィルタの移相特性を利用
することにより行うことが可能であるが、従来の装置で
はバンドパスフィルタの利得特性の影響を受けることに
なり、制御ループの範囲が限定されることになる。つま
り、バンドパスフィルタによる位相情報は全周波数帯域
にわたって出力することができるが、その利得が中心周
波数の上下によって低下するため、位相比較が全周波数
にわたってできなくなる。しかしながら、本発明の場合
は位相比較器１５に入力される出力信号Ｖ03は全帯域通
過型のイコライザの特性によって一定の出力レベルとな
るように変換されているので、原理的にはどのようなＦ
Ｍ搬送波周波数にも引き込みができるようになり、自動
化が達成されることになる。
調回路の場合でもバンドパスフィルタの移相特性を利用
することにより行うことが可能であるが、従来の装置で
はバンドパスフィルタの利得特性の影響を受けることに
なり、制御ループの範囲が限定されることになる。つま
り、バンドパスフィルタによる位相情報は全周波数帯域
にわたって出力することができるが、その利得が中心周
波数の上下によって低下するため、位相比較が全周波数
にわたってできなくなる。しかしながら、本発明の場合
は位相比較器１５に入力される出力信号Ｖ03は全帯域通
過型のイコライザの特性によって一定の出力レベルとな
るように変換されているので、原理的にはどのようなＦ
Ｍ搬送波周波数にも引き込みができるようになり、自動
化が達成されることになる。
【００２３】上記図１において、点線で示すように第２
の位相比較器１８を設けると、従来のクオドレチャ方式
の検波出力Ｖ02も得ることができる。
の位相比較器１８を設けると、従来のクオドレチャ方式
の検波出力Ｖ02も得ることができる。
【００２４】図５は上記ＢＰＦの具体的な回路例を示し
たものである。この回路は第１の差動増幅器を構成する
トランジスタ対Ｑ１、Ｑ２と、第２の差動増幅器を構成
するトランジスタ対Ｑ３、Ｑ４と、第３の差動増幅器を
構成するトランジスタ対Ｑ５、Ｑ６を主要な構成要素と
し、ＦＭ搬送波信号はＶinとしてトランジスタＱ１のベ
ースに接続されている。第２、第３のトランジスタ対は
２次のローパスフィルタを構成しており、この２次のロ
ーパスフィルタにエミッタがコンデンサＣ。によって結
合されている第１のトランジスタ対を設けることによっ
てバンドパスフィルタを構成する。
たものである。この回路は第１の差動増幅器を構成する
トランジスタ対Ｑ１、Ｑ２と、第２の差動増幅器を構成
するトランジスタ対Ｑ３、Ｑ４と、第３の差動増幅器を
構成するトランジスタ対Ｑ５、Ｑ６を主要な構成要素と
し、ＦＭ搬送波信号はＶinとしてトランジスタＱ１のベ
ースに接続されている。第２、第３のトランジスタ対は
２次のローパスフィルタを構成しており、この２次のロ
ーパスフィルタにエミッタがコンデンサＣ。によって結
合されている第１のトランジスタ対を設けることによっ
てバンドパスフィルタを構成する。
【００２５】この回路の伝達特性Ｖ0 ／Ｖinは、
【数５】 であり、その共振周波数は、
【数６】 第２、第３のトランジスタ対のエミッタ抵抗を示すＲ
1 、Ｒ3 は電流源ｉ2 、ｉ3 によって変化するから、例
えばトランジスタＱA 、ＱB 、ＱC 、ＱD を設け、第３
のトランジスタ対Ｑ5 、Ｑ6 を流れる差動電流ｉ3 を変
化すると共振周波数ω0 が変化する。つまり、上記位相
比較器１５の出力をＬＰＦ１７によって平均化した平均
位相差電圧ΔＶによってコントロールすると、等価的に
Ｒ3 が変化することになり上記共振周波数が変化し、本
発明のＦＭ復調回路はバンドパスフィルタの中心周波数
をＦＭ搬送波周波数となるように自動的に修正する作用
を持たせるようにすることができる。
1 、Ｒ3 は電流源ｉ2 、ｉ3 によって変化するから、例
えばトランジスタＱA 、ＱB 、ＱC 、ＱD を設け、第３
のトランジスタ対Ｑ5 、Ｑ6 を流れる差動電流ｉ3 を変
化すると共振周波数ω0 が変化する。つまり、上記位相
比較器１５の出力をＬＰＦ１７によって平均化した平均
位相差電圧ΔＶによってコントロールすると、等価的に
Ｒ3 が変化することになり上記共振周波数が変化し、本
発明のＦＭ復調回路はバンドパスフィルタの中心周波数
をＦＭ搬送波周波数となるように自動的に修正する作用
を持たせるようにすることができる。
【００２６】上記図１に示した復調回路は、ＢＰＦの特
性とゲインが２の増幅器、および減算回路によって全帯
域通過型のイコライザを構成したが、１８０度の移相作
用を一定利得で行うイコライザ回路であれば上記実施例
に限定されることなく使用できることはいうまでもな
い。
性とゲインが２の増幅器、および減算回路によって全帯
域通過型のイコライザを構成したが、１８０度の移相作
用を一定利得で行うイコライザ回路であれば上記実施例
に限定されることなく使用できることはいうまでもな
い。
【００２７】
【発明の効果】以上説明したように、本発明のＦＭ復調
回路はクオドレチャ方式の復調器において、少なくとも
搬送周波数の周波数偏移を含む帯域が通過できるような
イコライザを設け、このイコライザの出力によってＦＭ
変調波の周波数偏移を検出するようにしているので、従
来のクオデレチャ方式の復調器に比較して約６ｄＢの検
検波感度の向上を図ることができるという効果がある。
回路はクオドレチャ方式の復調器において、少なくとも
搬送周波数の周波数偏移を含む帯域が通過できるような
イコライザを設け、このイコライザの出力によってＦＭ
変調波の周波数偏移を検出するようにしているので、従
来のクオデレチャ方式の復調器に比較して約６ｄＢの検
検波感度の向上を図ることができるという効果がある。
【００２８】また、ＢＰＦの中心周波数がＦＭ搬送波周
波数のキャリヤに追従して変化するため、ｆ0 の調整作
業がなくなり、検波出力のＤＣオフセットをゼロにする
ことも可能になる。そのため、部品点数の削減と同時に
生産性が向上し、汎用性の高いＦＭ復調器とすることが
できる。
波数のキャリヤに追従して変化するため、ｆ0 の調整作
業がなくなり、検波出力のＤＣオフセットをゼロにする
ことも可能になる。そのため、部品点数の削減と同時に
生産性が向上し、汎用性の高いＦＭ復調器とすることが
できる。
【図１】本発明のＦＭ復調回路の実施例を示すブロック
図である。
図である。
【図２】図１の復調回路の各部の信号移相を示す説明図
である。
である。
【図３】全域通過型イコライザの説明と検波感度を示す
説明図である。
説明図である。
【図４】ＢＰＦの中心周波数を修正する作用を示す説明
図である。
図である。
【図５】本発明に採用できるバンドパスフィルタの一実
施例を示す回路図である。
施例を示す回路図である。
【図６】クオドレチャ方式のＦＭ検波器のブロック図を
示す。
示す。
【図７】ＰＬＬ方式のＦＭ復調回路を示すブロック図で
ある。
ある。
１１ 移相器 １２ バンドパスフィルタ（ＢＰＦ） １３ 増幅器 １４ 減算器 １５ 位相比較器 １６、１７ ローパスフィルタ
Claims (3)
- 【請求項１】 ＦＭ搬送波信号が入力されている帯域通
過型のフィルタと、 上記帯域通過型フィルタの出力レベルを２倍にする増幅
器と、 上記帯域通過型フィルタの入力信号と上記増幅器の出力
の差信号を出力する減算器と、 上記減算器の出力と上記帯域通過型フィルタに入力され
ている信号を９０度移相した信号の位相差信号を検出す
る位相検出器とを備え、 上記位相検出器から上記ＦＭ搬送波信号の変調信号を検
出するように構成したことを特徴とする周波数復調回
路。 - 【請求項２】 上記位相検出器の出力が上記帯域通過型
フィルタの中心周波数の制御信号とされていることを特
徴とする請求項１に記載のＦＭ復調回路。 - 【請求項３】 上記帯域通過型フィルタは制御電流によ
ってカットオフ周波数が変化するアクテイブフィルタに
よって構成されていることを特徴とする請求項１に記載
のＦＭ復調回路。
Priority Applications (7)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5216923A JPH0758551A (ja) | 1993-08-10 | 1993-08-10 | 周波数復調回路 |
| US08/287,257 US5450033A (en) | 1993-08-10 | 1994-08-08 | Frequency demodulation circuit |
| EP94305887A EP0638992B1 (en) | 1993-08-10 | 1994-08-09 | Frequency demodulation circuit |
| DE69414053T DE69414053T2 (de) | 1993-08-10 | 1994-08-09 | Schaltung zur Frequenzdemodulation |
| KR1019940019581A KR950007290A (ko) | 1993-08-10 | 1994-08-09 | 주파수 복조 회로 |
| CN94109085A CN1063891C (zh) | 1993-08-10 | 1994-08-10 | 频率解调电路 |
| MYPI94002092A MY111902A (en) | 1993-08-10 | 1994-08-10 | Frequency demodulation circuit. |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5216923A JPH0758551A (ja) | 1993-08-10 | 1993-08-10 | 周波数復調回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0758551A true JPH0758551A (ja) | 1995-03-03 |
Family
ID=16696050
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP5216923A Withdrawn JPH0758551A (ja) | 1993-08-10 | 1993-08-10 | 周波数復調回路 |
Country Status (7)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5450033A (ja) |
| EP (1) | EP0638992B1 (ja) |
| JP (1) | JPH0758551A (ja) |
| KR (1) | KR950007290A (ja) |
| CN (1) | CN1063891C (ja) |
| DE (1) | DE69414053T2 (ja) |
| MY (1) | MY111902A (ja) |
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US7688887B2 (en) * | 2003-09-02 | 2010-03-30 | Gennum Corporation | Precision adaptive equalizer |
| CN100505546C (zh) * | 2004-01-15 | 2009-06-24 | 启碁科技股份有限公司 | 参考信号源强化装置和卫星信号发射器 |
| CN100345387C (zh) * | 2004-02-09 | 2007-10-24 | 瑞昱半导体股份有限公司 | 校正同相信号与正交相信号的相位差的方法及装置 |
| CN101051085B (zh) * | 2007-04-27 | 2010-07-07 | 中国科学院上海光学精密机械研究所 | 相干激光测高频率解调电路 |
| TWI554061B (zh) * | 2015-03-06 | 2016-10-11 | 立積電子股份有限公司 | 數位調頻接收器及其解調方法 |
| US11405042B2 (en) * | 2019-12-31 | 2022-08-02 | Texas Instruments Incorporated | Transceiver carrier frequency tuning |
| TWI756730B (zh) * | 2020-07-03 | 2022-03-01 | 立積電子股份有限公司 | 調頻解調變裝置及調頻解調變裝置的控制方法 |
| KR102632074B1 (ko) | 2021-03-16 | 2024-02-02 | 한국전자통신연구원 | 부궤환 루프 구조의 위상 복조기 |
| CN113114174B (zh) * | 2021-05-21 | 2023-09-26 | 常州大学 | 一种宽频正交信号发生器及信号发生方法 |
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5222866A (en) * | 1975-08-15 | 1977-02-21 | Victor Co Of Japan Ltd | Demodulation system for angle modulated signal wave |
| US4198609A (en) * | 1977-07-15 | 1980-04-15 | Victor Company Of Japan, Limited | Phase tracked loop frequency demodulator |
| US4388595A (en) * | 1981-03-26 | 1983-06-14 | Bell Telephone Laboratories, Incorporated | Apparatus and method for removing bias distortion from a product demodulator |
| US4451792A (en) * | 1981-10-23 | 1984-05-29 | Motorola, Inc. | Auto-tuned frequency discriminator |
| FR2659508A1 (fr) * | 1990-03-09 | 1991-09-13 | Portenseigne Radiotechnique | Demodulateur de frequences a abaissement de seuil. |
| JPH0779363B2 (ja) * | 1990-06-29 | 1995-08-23 | 三菱電機株式会社 | 遅延検波回路 |
| FR2666182B1 (fr) * | 1990-08-27 | 1992-10-16 | Alcatel Telspace | Demodulateur hyperfrequence pour liaisons hertziennes numeriques utilisant une modulation de type maq. |
| JP3060521B2 (ja) * | 1990-10-25 | 2000-07-10 | 日本電気株式会社 | 復調回路 |
| DE4034050A1 (de) * | 1990-10-26 | 1992-04-30 | Philips Patentverwaltung | Fm-demodulator |
| TW214027B (en) * | 1992-06-12 | 1993-10-01 | Philips Electronics Nv | FM quadrature demodulator |
| TWI460857B (zh) * | 2007-08-03 | 2014-11-11 | 香港科技大學 | 可靠之常關型iii族－氮化物主動裝置結構，以及相關方法與系統 |
-
1993
- 1993-08-10 JP JP5216923A patent/JPH0758551A/ja not_active Withdrawn
-
1994
- 1994-08-08 US US08/287,257 patent/US5450033A/en not_active Expired - Fee Related
- 1994-08-09 EP EP94305887A patent/EP0638992B1/en not_active Expired - Lifetime
- 1994-08-09 DE DE69414053T patent/DE69414053T2/de not_active Expired - Fee Related
- 1994-08-09 KR KR1019940019581A patent/KR950007290A/ko not_active Withdrawn
- 1994-08-10 CN CN94109085A patent/CN1063891C/zh not_active Expired - Fee Related
- 1994-08-10 MY MYPI94002092A patent/MY111902A/en unknown
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| DE69414053D1 (de) | 1998-11-26 |
| CN1101180A (zh) | 1995-04-05 |
| CN1063891C (zh) | 2001-03-28 |
| KR950007290A (ko) | 1995-03-21 |
| MY111902A (en) | 2001-02-28 |
| EP0638992B1 (en) | 1998-10-21 |
| DE69414053T2 (de) | 1999-04-15 |
| EP0638992A1 (en) | 1995-02-15 |
| US5450033A (en) | 1995-09-12 |
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| JPS6111012B2 (ja) |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A300 | Application deemed to be withdrawn because no request for examination was validly filed |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A300 Effective date: 20001031 |