JPH0767321A - 無効電力補償装置の制御方式 - Google Patents
無効電力補償装置の制御方式Info
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- JPH0767321A JPH0767321A JP5228029A JP22802993A JPH0767321A JP H0767321 A JPH0767321 A JP H0767321A JP 5228029 A JP5228029 A JP 5228029A JP 22802993 A JP22802993 A JP 22802993A JP H0767321 A JPH0767321 A JP H0767321A
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- 101000740968 Homo sapiens Transcription factor IIIB 50 kDa subunit Proteins 0.000 description 1
- 101000802101 Homo sapiens mRNA decay activator protein ZFP36L2 Proteins 0.000 description 1
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-
- Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
- Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
- Y02E—REDUCTION OF GREENHOUSE GAS [GHG] EMISSIONS, RELATED TO ENERGY GENERATION, TRANSMISSION OR DISTRIBUTION
- Y02E40/00—Technologies for an efficient electrical power generation, transmission or distribution
- Y02E40/10—Flexible AC transmission systems [FACTS]
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- Supply And Distribution Of Alternating Current (AREA)
- Control Of Electrical Variables (AREA)
- Power Conversion In General (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【目的】 アーク炉等のように急峻、且つランダムな無
効電力変動を検出し、ＳＶＣで制御するとき、無効電力
変動分ΔＱの検出において、アーク炉の負荷変動によっ
て生じる商用周波数より低い周波数成分の位相遅れが、
誤制御の原因となっているのでこれを除去する。 【構成】 無効電力変動をΔＱ検出器３で検出し、これ
と同時に周波数検出器42で前記商用周波数より低い周波
数成分を検出し、この検出した周波数に応じて、ΔＱ検
出信号が通るハイパスフィルタ41のしゃ断周波数を前記
低い周波数に合わせて切換え、ハイパスフィルタ41の出
力側にΔQ'制御信号を得る。
効電力変動を検出し、ＳＶＣで制御するとき、無効電力
変動分ΔＱの検出において、アーク炉の負荷変動によっ
て生じる商用周波数より低い周波数成分の位相遅れが、
誤制御の原因となっているのでこれを除去する。 【構成】 無効電力変動をΔＱ検出器３で検出し、これ
と同時に周波数検出器42で前記商用周波数より低い周波
数成分を検出し、この検出した周波数に応じて、ΔＱ検
出信号が通るハイパスフィルタ41のしゃ断周波数を前記
低い周波数に合わせて切換え、ハイパスフィルタ41の出
力側にΔQ'制御信号を得る。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明はアーク炉負荷の無効電力
変動による電圧フリッカを負荷のΔＱを検出して、ＳＶ
Ｃ（静止型無効電力補償回路）で制御する方式の改善に
関するものである。
変動による電圧フリッカを負荷のΔＱを検出して、ＳＶ
Ｃ（静止型無効電力補償回路）で制御する方式の改善に
関するものである。
【０００２】
【従来の技術】アーク炉負荷の無効電力変動による電圧
フリッカを抑制するためにはＳＶＣを母線に並設し、瞬
時無効電力変動分（ΔＱ）を検出し、このΔＱによりサ
イリスタの点弧位相制御を行い、ＳＶＣにより前記電力
変動分を補償する。このような無効電力補償装置による
従来の制御方式を図８に示す。図８において母線12は電
源10に接続されるものとする。なお、11は電源側のリア
クタンスを示す。母線12に変圧器Trを介して、アーク炉
９が負荷されるものとする。この負荷無効電力を補償す
るため、負荷と並列に母線にリアクトルXTCRと直列に逆
並列接続のサイリスタよりなるＴＣＲ回路とフィルタＦ
ＣよりなるＳＶＣが接続される。上記ＳＶＣの制御回路
は母線電圧を取り出すＰＴよりの母線電圧信号および負
荷９の電流を取り出すＣＴよりの電流信号をＱ検出器１
に入力し、ここで電圧信号は90°移相させ、前記乗算器
にて乗算すると無効電力演算結果は次の数１に示すとお
りとなる。
フリッカを抑制するためにはＳＶＣを母線に並設し、瞬
時無効電力変動分（ΔＱ）を検出し、このΔＱによりサ
イリスタの点弧位相制御を行い、ＳＶＣにより前記電力
変動分を補償する。このような無効電力補償装置による
従来の制御方式を図８に示す。図８において母線12は電
源10に接続されるものとする。なお、11は電源側のリア
クタンスを示す。母線12に変圧器Trを介して、アーク炉
９が負荷されるものとする。この負荷無効電力を補償す
るため、負荷と並列に母線にリアクトルXTCRと直列に逆
並列接続のサイリスタよりなるＴＣＲ回路とフィルタＦ
ＣよりなるＳＶＣが接続される。上記ＳＶＣの制御回路
は母線電圧を取り出すＰＴよりの母線電圧信号および負
荷９の電流を取り出すＣＴよりの電流信号をＱ検出器１
に入力し、ここで電圧信号は90°移相させ、前記乗算器
にて乗算すると無効電力演算結果は次の数１に示すとお
りとなる。
【０００３】
【数１】
【０００４】このように、まず負荷のQLを検出して、ロ
ーパスフィルタ（ＬＰＦ）５において直流制御信号（Q
DC ）に変換して、ΔＱ検出器３ではＴＣＲにおけるΔQ
TCR容量分のΔＱ制御信号に変換してファンクション回
路６に入力し、制御位相角の大きさの電圧信号に変換
し、この制御信号とＰＬＬ10よりの電源同期信号にて、
位相制御パルス回路７より位相制御パルスを発し、系統
に発生したフリッカレベルの電圧変動（ΔＶ）を抑制す
る。
ーパスフィルタ（ＬＰＦ）５において直流制御信号（Q
DC ）に変換して、ΔＱ検出器３ではＴＣＲにおけるΔQ
TCR容量分のΔＱ制御信号に変換してファンクション回
路６に入力し、制御位相角の大きさの電圧信号に変換
し、この制御信号とＰＬＬ10よりの電源同期信号にて、
位相制御パルス回路７より位相制御パルスを発し、系統
に発生したフリッカレベルの電圧変動（ΔＶ）を抑制す
る。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】ところで、前記ＬＰＦ
の伝達凾数（Gs）、位相遅れ（φω）は次のとおり表わ
される。 Ｇ（ｓ）＝１／（１＋ＳＴ）＝１／（１＋ＣＲ） （１．１） φω＝−tan-1 ω．ＳＴ＝ω．ＣＲ （１．２） 但し、ω＝２πΔf1、Δf1：アーク炉の負荷変動に伴う
低周波振動成分で50〜60Hzより小さい。アーク炉の負荷
変動に伴なう前記低周波振動は前記（１．２）式で示す
ように遅れ、これがΔＱ制御誤差となり、アーク炉の運
転パターンにより変化する低周波振動成分が大きくなる
程、フリッカ改善効果は劣化し、その効果は期待できな
い。
の伝達凾数（Gs）、位相遅れ（φω）は次のとおり表わ
される。 Ｇ（ｓ）＝１／（１＋ＳＴ）＝１／（１＋ＣＲ） （１．１） φω＝−tan-1 ω．ＳＴ＝ω．ＣＲ （１．２） 但し、ω＝２πΔf1、Δf1：アーク炉の負荷変動に伴う
低周波振動成分で50〜60Hzより小さい。アーク炉の負荷
変動に伴なう前記低周波振動は前記（１．２）式で示す
ように遅れ、これがΔＱ制御誤差となり、アーク炉の運
転パターンにより変化する低周波振動成分が大きくなる
程、フリッカ改善効果は劣化し、その効果は期待できな
い。
【０００６】
【課題を解決するための手段】本発明は、アーク炉等の
ように急峻、且つランダムに生ずる無効電力変動（Δ
Ｑ）を検出し、フィード．フォワードで無効電力制御す
るとき、ΔＱを高速に交流信号から直流信号に変換する
が、このときのＬＰＦによるΔＱ制御信号の位相遅れに
よる制御誤差を補正するため、アーク炉の負荷変動によ
り変動する低周波振動の周波数成分（Δf1）を検出し、
後段に位相補正回路を設け、この位相補正回路における
しゃ断周波数（fH）をΔf1の変動に従って自動調整する
制御方式にある。
ように急峻、且つランダムに生ずる無効電力変動（Δ
Ｑ）を検出し、フィード．フォワードで無効電力制御す
るとき、ΔＱを高速に交流信号から直流信号に変換する
が、このときのＬＰＦによるΔＱ制御信号の位相遅れに
よる制御誤差を補正するため、アーク炉の負荷変動によ
り変動する低周波振動の周波数成分（Δf1）を検出し、
後段に位相補正回路を設け、この位相補正回路における
しゃ断周波数（fH）をΔf1の変動に従って自動調整する
制御方式にある。
【０００７】
【実施例】図１に本発明実施回路をブロック図で示す。
図８と同一符号は同一部分を示す。図１において図８の
回路構成と相違するところは、Ｑ検出器１の出力側にバ
ンドリジェクトフィルタ（ＢＲＦ）２が接続され、この
ＢＲＦ２の出力側がΔＱ検出器３に接続される一方、Ｂ
ＲＦ２の出力側に周波数検出器42、ハイパスフィルタ
（ＨＰＦ）41よりなる位相補正回路４（点線括弧で示
す）が設けられ、ΔＱ検出器３よりの出力信号は、位相
補正を行うＨＰＦ４より出力することによってΔQ'と補
正され、ファンクション回路７に入力する点である。こ
こで、Ｑ検出器１における演算は図８のＱ検出器におい
てなされたものと変るところはない。ここで、まず、Ｂ
ＲＦ２の特性を次の数２、ＨＰＦ41の特性を数３で示
す。
図８と同一符号は同一部分を示す。図１において図８の
回路構成と相違するところは、Ｑ検出器１の出力側にバ
ンドリジェクトフィルタ（ＢＲＦ）２が接続され、この
ＢＲＦ２の出力側がΔＱ検出器３に接続される一方、Ｂ
ＲＦ２の出力側に周波数検出器42、ハイパスフィルタ
（ＨＰＦ）41よりなる位相補正回路４（点線括弧で示
す）が設けられ、ΔＱ検出器３よりの出力信号は、位相
補正を行うＨＰＦ４より出力することによってΔQ'と補
正され、ファンクション回路７に入力する点である。こ
こで、Ｑ検出器１における演算は図８のＱ検出器におい
てなされたものと変るところはない。ここで、まず、Ｂ
ＲＦ２の特性を次の数２、ＨＰＦ41の特性を数３で示
す。
【０００８】
【数２】
【０００９】
【数３】
【００１０】数１において示した（１）式の右辺第１項
はＤＣで、同第２項は電源周波の２倍高調波である。
はＤＣで、同第２項は電源周波の２倍高調波である。
【００１１】QLのＤＣ変換はＢＲＦ２により行われ、QL
から（１）式の２ωｔ成分を除去することにより達成さ
れ、 QDC ＝Vlil・sinθ（ＤＣ成分） また遅れ位相角φ（ω）は数２の（３）式で表わされ
る。
から（１）式の２ωｔ成分を除去することにより達成さ
れ、 QDC ＝Vlil・sinθ（ＤＣ成分） また遅れ位相角φ（ω）は数２の（３）式で表わされ
る。
【００１２】ΔＱ検出器３の回路は図４に示す。QDC を
Ｇ（ｓ）＝１／（１＋ＳＴ）なる回路を通し、これとQ
DC によりＫ．QDC を求める。
Ｇ（ｓ）＝１／（１＋ＳＴ）なる回路を通し、これとQ
DC によりＫ．QDC を求める。
【００１３】図１の周波数検出回路42においては、アー
ク炉の負荷変動により生じる低周波振動成分、すなわち
商用周波数以下の低周波数Δf1を検出する。図６はQDC
よりΔf1検出を示しているが、その詳細は図２に示す。
QDC はＢＰＦ43に入力する。（Δf1の支配的なものをカ
ットオフ周波数とする。）ＢＰＦ43の出力信号は、ＢUf
44に入力し、矩形波形に変換し、ＰＬＬ回路45に入力す
る。ＰＬＬ回路では、内部同期ＶＣＯによりΔf1周波数
が検出される。このΔf1をＦ／Ｖ変換器46により周波数
対電圧信号に変換する。この信号を定数切換回路47に入
力する。前記定数切換回路47においては、例えば７Hz，
14Hz，21Hz，28Hz，35Hz，42Hz，49Hzに対応する前記Ｆ
／Ｖよりの電圧信号に対し、しきい値を設定し、例えば
図の21〜28Hzの間であとに説明するＨＰＦ41の定数f
H（Δｆのカット．オフ周波数）に変換する。
ク炉の負荷変動により生じる低周波振動成分、すなわち
商用周波数以下の低周波数Δf1を検出する。図６はQDC
よりΔf1検出を示しているが、その詳細は図２に示す。
QDC はＢＰＦ43に入力する。（Δf1の支配的なものをカ
ットオフ周波数とする。）ＢＰＦ43の出力信号は、ＢUf
44に入力し、矩形波形に変換し、ＰＬＬ回路45に入力す
る。ＰＬＬ回路では、内部同期ＶＣＯによりΔf1周波数
が検出される。このΔf1をＦ／Ｖ変換器46により周波数
対電圧信号に変換する。この信号を定数切換回路47に入
力する。前記定数切換回路47においては、例えば７Hz，
14Hz，21Hz，28Hz，35Hz，42Hz，49Hzに対応する前記Ｆ
／Ｖよりの電圧信号に対し、しきい値を設定し、例えば
図の21〜28Hzの間であとに説明するＨＰＦ41の定数f
H（Δｆのカット．オフ周波数）に変換する。
【００１４】図５はＨＰＦ41を示す。図３はＨＰＦの定
数切換の説明図であるが、抵抗とコンデンサが抵抗側に
スイッチ48を介在させて並列に接続された単位回路を多
数段直列に接続し、終段にフィードフォワード増幅器49
を接続したＨＰＦにおいて、前記Δf1の検出信号によっ
てスイッチ48のオン．オフ制御を行い、定数の変更を行
い、ΔＱ制御系の伝達凾数を最適調整する。ここでＨＰ
Ｆの定数変更検出時間tsは１セカンド以上とする。
数切換の説明図であるが、抵抗とコンデンサが抵抗側に
スイッチ48を介在させて並列に接続された単位回路を多
数段直列に接続し、終段にフィードフォワード増幅器49
を接続したＨＰＦにおいて、前記Δf1の検出信号によっ
てスイッチ48のオン．オフ制御を行い、定数の変更を行
い、ΔＱ制御系の伝達凾数を最適調整する。ここでＨＰ
Ｆの定数変更検出時間tsは１セカンド以上とする。
【００１５】ＨＰＦ41の特性は数３の（４），（５），
（６）式に示したとおりである。ここで（６）式に示す
ように、しゃ断周波数fH＝１／２πＣＲで表わされ、Ｒ
を一定とすれば、Ｃの増加によってfHは下る。例えば本
例の場合、Ｃ＝0.022 に対し、fHは32Hz、Ｃ＝0.047 に
対し、fHは15Hz、Ｃ＝0.1 に対し、fHは７Hzと設定す
る。
（６）式に示したとおりである。ここで（６）式に示す
ように、しゃ断周波数fH＝１／２πＣＲで表わされ、Ｒ
を一定とすれば、Ｃの増加によってfHは下る。例えば本
例の場合、Ｃ＝0.022 に対し、fHは32Hz、Ｃ＝0.047 に
対し、fHは15Hz、Ｃ＝0.1 に対し、fHは７Hzと設定す
る。
【００１６】
【動作および効果】図６に、アーク炉負荷変動周波数に
よる位相遅れのΔＱ検出によるＴＣＲの制御例と、本発
明による位相補正を行ったΔQ'検出によるＴＣＲの制御
例を示す。本発明によれば、変動周波数Δf1（φL ＝−
45°）を追いかけ、この周波数がＨＰＦ回路のカット．
オフ周波数fH（φH ≒45°）となるようにΔＱ信号を位
相補正を行ってΔQ'とすると制御誤差を殆んどなくすこ
とが可能である。
よる位相遅れのΔＱ検出によるＴＣＲの制御例と、本発
明による位相補正を行ったΔQ'検出によるＴＣＲの制御
例を示す。本発明によれば、変動周波数Δf1（φL ＝−
45°）を追いかけ、この周波数がＨＰＦ回路のカット．
オフ周波数fH（φH ≒45°）となるようにΔＱ信号を位
相補正を行ってΔQ'とすると制御誤差を殆んどなくすこ
とが可能である。
【図１】本発明の実施例をブロック図で示す。
【図２】アーク炉の負荷変動による低周波数の検出回路
をブロック図で示す。
をブロック図で示す。
【図３】本発明で用いられるハイパスフィルタ回路を示
す。
す。
【図４】ΔＱ検出器を示す。
【図５】ハイパスフィルタをブロック図で示す。
【図６】アーク炉の負荷変動による低周波数（Δf1）検
出説明図である。
出説明図である。
【図７】従来のΔＱ制御信号（Ｂ）と本発明によるΔQ'
制御信号によるＴＣＲ制御方式の比較波形図を示す。
制御信号によるＴＣＲ制御方式の比較波形図を示す。
【図８】従来の制御方式の説明図を示す。
０ ＰＬＬ回路 １ Ｑ検出器 ２ バンドリゼェクトフィルタ回路 ３ ΔＱ検出器 ４ 位相補正回路 ５ ローパスフィルタ ６ ファンクション回路 ７ 位相制御パルス回路 ９ 負荷 41 ハイパスフィルタ 42 Δf1周波数検出回路
Claims (1)
- 【請求項１】 アーク炉の電圧フリッカを補償する目的
で設置する無効電力変動検出制御無効電力補償装置にお
いて、無効電力の交流信号を直流制御信号（QDC ）に変
換する時、バンドリジェクトフィルタを用い、該バンド
リジェクトフィルタを通した信号の後段に位相補償回路
（ハイパスフィルタ回路など）を設け、アーク炉負荷電
流の変動周波数（Δｆ）を検出して、このΔｆに起因す
る制御信号の位相遅れ誤差をハイパスフィルタ回路のカ
ットオフ周波数を可変することで自動補償することを特
長とした無効電力補償装置の制御方式。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5228029A JPH0767321A (ja) | 1993-08-20 | 1993-08-20 | 無効電力補償装置の制御方式 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5228029A JPH0767321A (ja) | 1993-08-20 | 1993-08-20 | 無効電力補償装置の制御方式 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0767321A true JPH0767321A (ja) | 1995-03-10 |
Family
ID=16870088
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP5228029A Pending JPH0767321A (ja) | 1993-08-20 | 1993-08-20 | 無効電力補償装置の制御方式 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0767321A (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP0746078A3 (en) * | 1995-05-31 | 1997-12-03 | Kabushiki Kaisha Meidensha | Method and apparatus for detecting islanding operation of dispersed generator |
| CN100446377C (zh) * | 2005-09-01 | 2008-12-24 | 北京金自天正智能控制股份有限公司 | 一种晶闸管控制电抗器的控制器 |
| CN103178765A (zh) * | 2013-04-09 | 2013-06-26 | 杭州银湖电气设备有限公司 | 基于tc797a的磁控电抗器控制触发装置 |
-
1993
- 1993-08-20 JP JP5228029A patent/JPH0767321A/ja active Pending
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP0746078A3 (en) * | 1995-05-31 | 1997-12-03 | Kabushiki Kaisha Meidensha | Method and apparatus for detecting islanding operation of dispersed generator |
| CN100446377C (zh) * | 2005-09-01 | 2008-12-24 | 北京金自天正智能控制股份有限公司 | 一种晶闸管控制电抗器的控制器 |
| CN103178765A (zh) * | 2013-04-09 | 2013-06-26 | 杭州银湖电气设备有限公司 | 基于tc797a的磁控电抗器控制触发装置 |
| CN103178765B (zh) * | 2013-04-09 | 2016-01-27 | 杭州银湖电气设备有限公司 | 基于tc797a的磁控电抗器控制触发装置 |
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