JPH0771752B2 - 抵抗溶接機の溶接トランス偏磁防止制御方法 - Google Patents
抵抗溶接機の溶接トランス偏磁防止制御方法Info
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- JPH0771752B2 JPH0771752B2 JP11789388A JP11789388A JPH0771752B2 JP H0771752 B2 JPH0771752 B2 JP H0771752B2 JP 11789388 A JP11789388 A JP 11789388A JP 11789388 A JP11789388 A JP 11789388A JP H0771752 B2 JPH0771752 B2 JP H0771752B2
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- Inverter Devices (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 （産業上の利用分野） 本発明は、インバータ方式抵抗溶接機における溶接用ト
ランス偏磁防止制御方式に関する。
ランス偏磁防止制御方式に関する。
（従来の技術とその課題） 従来の抵抗溶接機、例えば50/60Hzの抵抗溶接機の溶接
電流制御は商用周波数の交流電源と溶接トランスの一次
電側巻線の中間に逆並列サイリスタを直列に接続し、サ
イリスタの位相角または導通角を制御するものである
が、電圧波形の正、負の位相角が一致していない場合、
あるいは負荷条件による不平衡、更にはトランス自身に
電流不平衡をおこす原因がある時、しばしば直流偏磁が
起きる。溶接電流制御は溶接トランスの一次側または二
次側電流を検出し、これをフィードバックする方式が用
いられている交流半サイクル以内の電流制御は困難であ
る。一般に溶接電流制御は溶接品質を保つ必要から、通
電開始時にアップスロープ制御が行われているが、正の
パルス幅と負のパルス幅に差があると偏磁が加速される
傾向が強い。これを防止するためトランスのもれインダ
クタンスを若干、大きくするか最大磁速密度を低く設計
するなどの方法がとられているが、効率の低下、トラン
スの形状が大となるなど問題点が少なくない。
電流制御は商用周波数の交流電源と溶接トランスの一次
電側巻線の中間に逆並列サイリスタを直列に接続し、サ
イリスタの位相角または導通角を制御するものである
が、電圧波形の正、負の位相角が一致していない場合、
あるいは負荷条件による不平衡、更にはトランス自身に
電流不平衡をおこす原因がある時、しばしば直流偏磁が
起きる。溶接電流制御は溶接トランスの一次側または二
次側電流を検出し、これをフィードバックする方式が用
いられている交流半サイクル以内の電流制御は困難であ
る。一般に溶接電流制御は溶接品質を保つ必要から、通
電開始時にアップスロープ制御が行われているが、正の
パルス幅と負のパルス幅に差があると偏磁が加速される
傾向が強い。これを防止するためトランスのもれインダ
クタンスを若干、大きくするか最大磁速密度を低く設計
するなどの方法がとられているが、効率の低下、トラン
スの形状が大となるなど問題点が少なくない。
また、インバータ式直流溶接機は商用周波数の交流を直
流に変換し、これを電源としたハーフまたはフルブリッ
ジの電圧形インバータが用いられ出力周波数は一般に40
0Hzから900Hzの短形波交流である。この結果、溶接トラ
ンスは商用周波数のものより格段に小形軽量にできるこ
とを特徴としている。しかし、この方式においてもキャ
リア周波数が、そのまま出力されるので前記の抵抗溶接
機と同様にパルス幅に正、負の差があるとトランスの偏
磁が発生する、また溶接トランスの二次側電圧は通常10
V程度であるので、直流変換用のダイオードの順電圧降
下に僅かな差があっても直流偏磁の原因となっている。
また溶接電流制御を行っても平均値制御方法では直流偏
磁は応答に遅れがあって改善されない。このため、溶接
電流の正、負パルスを別個に検出し両者の差を求め、こ
れによってパルス幅を変化させる機能を付加する方法が
用いられているが、ルーブゲインを余り大きく出来ず電
流制御ループの不安定性の原因の一つとなっている。
流に変換し、これを電源としたハーフまたはフルブリッ
ジの電圧形インバータが用いられ出力周波数は一般に40
0Hzから900Hzの短形波交流である。この結果、溶接トラ
ンスは商用周波数のものより格段に小形軽量にできるこ
とを特徴としている。しかし、この方式においてもキャ
リア周波数が、そのまま出力されるので前記の抵抗溶接
機と同様にパルス幅に正、負の差があるとトランスの偏
磁が発生する、また溶接トランスの二次側電圧は通常10
V程度であるので、直流変換用のダイオードの順電圧降
下に僅かな差があっても直流偏磁の原因となっている。
また溶接電流制御を行っても平均値制御方法では直流偏
磁は応答に遅れがあって改善されない。このため、溶接
電流の正、負パルスを別個に検出し両者の差を求め、こ
れによってパルス幅を変化させる機能を付加する方法が
用いられているが、ルーブゲインを余り大きく出来ず電
流制御ループの不安定性の原因の一つとなっている。
（課題を解決するための手段） そこで本発明は、上記の課題を改善したもので、その方
法は、溶接トランスの一次側に順変換回路と平滑回路を
もち、これを電源とするハーフまたはフルブリッジ方式
の逆変換回路を有するパルス幅変調のインバータ方式抵
抗溶接機において、パルス幅変調（PWM）のキャリア周
波数を制御信号の周波数よりも高くするとともに、前記
溶接トランスの一次電流または二次電流を検出し、これ
により電流フィードバックすることでトランス偏磁現象
を抑制するという技術的手段を講じてある。
法は、溶接トランスの一次側に順変換回路と平滑回路を
もち、これを電源とするハーフまたはフルブリッジ方式
の逆変換回路を有するパルス幅変調のインバータ方式抵
抗溶接機において、パルス幅変調（PWM）のキャリア周
波数を制御信号の周波数よりも高くするとともに、前記
溶接トランスの一次電流または二次電流を検出し、これ
により電流フィードバックすることでトランス偏磁現象
を抑制するという技術的手段を講じてある。
（作用） 溶接トランスの直流偏磁現象は溶接品質の上から致命的
な欠陥となりかねない。本発明は本質的に偏磁を防止す
るもので、本発明の制御方式はハーフまたはフルブリッ
ジ電圧形インバータにおいてキャリア周波数を出力周波
数の10倍以上高くすることによって、即ち50/60Hzの溶
接機においては1KHz以上、またインバータ直流溶接機に
おいては10KHzのキャリア周波数を用い、更に制御設定
信号として前記溶接機では50/60Hzを、インバータ式直
流溶接機においては400Hz以上の短形波または正弦波を
入力する、制御信号とキャリア信号はパルス幅変調回路
（PWM）により比較され、変調された短形波が生成され
る。この信号は増幅され主回路のインバータをドライブ
する、インバータの出力端子間には変調波電圧が現れる
が出力側にはリアクタがありキャリア成分は殆どフィル
タされるので、出力電流は制御信号の周波数の短形波ま
たは正弦波となり、溶接トランスを介して溶接負荷に供
給される。更に電流制御ループを形成することにより出
力電流の正、負波形に不平衡が発生した場合、ただちに
訂正動作が行われる。訂正動作は出力周波数の半サイク
ル以内のリアルタイムで行われる。本方式の応答は従来
方式の10倍程度速く、制御信号のレベル、波形、周波
数、位相など制御帯域内であれば忠実に再生でき、とく
に偏磁防止回路を付加する必要もないので、電流制御ル
ープの安定性に対し何等、影響を与えないというメリッ
トもある。
な欠陥となりかねない。本発明は本質的に偏磁を防止す
るもので、本発明の制御方式はハーフまたはフルブリッ
ジ電圧形インバータにおいてキャリア周波数を出力周波
数の10倍以上高くすることによって、即ち50/60Hzの溶
接機においては1KHz以上、またインバータ直流溶接機に
おいては10KHzのキャリア周波数を用い、更に制御設定
信号として前記溶接機では50/60Hzを、インバータ式直
流溶接機においては400Hz以上の短形波または正弦波を
入力する、制御信号とキャリア信号はパルス幅変調回路
（PWM）により比較され、変調された短形波が生成され
る。この信号は増幅され主回路のインバータをドライブ
する、インバータの出力端子間には変調波電圧が現れる
が出力側にはリアクタがありキャリア成分は殆どフィル
タされるので、出力電流は制御信号の周波数の短形波ま
たは正弦波となり、溶接トランスを介して溶接負荷に供
給される。更に電流制御ループを形成することにより出
力電流の正、負波形に不平衡が発生した場合、ただちに
訂正動作が行われる。訂正動作は出力周波数の半サイク
ル以内のリアルタイムで行われる。本方式の応答は従来
方式の10倍程度速く、制御信号のレベル、波形、周波
数、位相など制御帯域内であれば忠実に再生でき、とく
に偏磁防止回路を付加する必要もないので、電流制御ル
ープの安定性に対し何等、影響を与えないというメリッ
トもある。
（実 施 例） 第１図は本発明による制御方法の実施例を示すシステム
構成図である。
構成図である。
１は商用周波数の交流電源で、一般に大中容量システム
では３相を、また小容量システムにおいては単相が用い
られる。２は順変換用ダイオードブリッジで、整流波形
はコンデンサ３によって平滑される。４はインバータ及
び負荷の短絡時におけるサージ電流を抑制する小容量の
リアクトルと、逆並列ダイオードから構成した回路で、
リアクトルは通常100マイクロヘンリー以下である。ま
た逆並列ダイオードはリアクトルに蓄積されたエネルギ
ーを放電する役割を果たすものである。５はハーフまた
はフルブリッジ構成のインバータ主回路で、スイッチン
グ素子としては、トランジスタ、GTO、BI−MOS、SIトラ
ンジスタ、SIサイリスタ、MOS−FET等が用いられる。６
は出力フィルタ用のリアクトル、７は溶接トランスであ
る。溶接トランス７の二次側には直流溶接機においては
ダイオード８によって直流に変換された後、９に示す溶
接負荷に電力を供給し、交流溶接機の場合はダイオード
８は不用である。10、11、12は電流センサである。10は
直流変流器、11は交流変流器、12は大電流検出用のトロ
イダルコイルである。主回路インバータ５はベース13ま
たはゲート駆動回路によってオン・オフされる。この駆
動信号はホトカプラ14またはパルストランスを介してパ
ルス幅変調回路15および主回路のスイッチング素子の同
時導通を防止するデットタイム設定回路、過電流制限回
路から入力される。パルス幅変調回路には三角波発生器
からのキャリア周波数信号と電流コントロール17から出
力された制御信号とが比較される。電流コントローラ17
は電流センサ11で検出されたインバータ出力電流と溶接
用タイマ装置18から出力された電流設定信号の差を増幅
する回路および位相補償回路で構成されている。電流コ
ントローラ17は、短形波を扱うので比較的速い応答が要
求される。デジタルまたはアナログのタイマー装置18は
溶接時間、溶接電流波形制御および実効値／平均値演算
回路等で構成されている。第２図は三角波キャリア周波
数19と電流コントローラ17から出力された制御信号（電
流設定信号と電流センサ11で検出された電流の差の偏差
信号）20を比較しパルス幅変調波21を生成した時の波形
を表したものである。従ってパルス幅変調21がベース13
で増幅されインバータ主回路５をドライブすることにな
る。この結果、インバータ主回路５の出力端子間にはパ
ルス幅変調波21、に示した変調波電圧が出力される。イ
ンバータ主回路５によって出力された電流はリアクトル
６および溶接トランス７の漏洩インダクタンスによって
キャリア周波数成分はフィルタされ、溶接トランス７の
二次側にはタイマー装置18から出力された電流設定信号
と同一波形の電流が溶接負荷９に流れることになる。従
来の方式においてパルス幅変調（PWM）と称している制
御方式はキャリア周波数を直接出力周波数としており、
正確にはパルス幅制御（PWC）方式で出力周波数の半サ
イクル以内の制御は困難であったが本方式は電流設定信
号すなわち出力電流波形の半サイクル以内の変動に対し
ても十分に応答するものである。また本発明方法は平均
値制御でも、速応性が高いので実時間制御に近い応答が
得られるという特徴をもつものである。
では３相を、また小容量システムにおいては単相が用い
られる。２は順変換用ダイオードブリッジで、整流波形
はコンデンサ３によって平滑される。４はインバータ及
び負荷の短絡時におけるサージ電流を抑制する小容量の
リアクトルと、逆並列ダイオードから構成した回路で、
リアクトルは通常100マイクロヘンリー以下である。ま
た逆並列ダイオードはリアクトルに蓄積されたエネルギ
ーを放電する役割を果たすものである。５はハーフまた
はフルブリッジ構成のインバータ主回路で、スイッチン
グ素子としては、トランジスタ、GTO、BI−MOS、SIトラ
ンジスタ、SIサイリスタ、MOS−FET等が用いられる。６
は出力フィルタ用のリアクトル、７は溶接トランスであ
る。溶接トランス７の二次側には直流溶接機においては
ダイオード８によって直流に変換された後、９に示す溶
接負荷に電力を供給し、交流溶接機の場合はダイオード
８は不用である。10、11、12は電流センサである。10は
直流変流器、11は交流変流器、12は大電流検出用のトロ
イダルコイルである。主回路インバータ５はベース13ま
たはゲート駆動回路によってオン・オフされる。この駆
動信号はホトカプラ14またはパルストランスを介してパ
ルス幅変調回路15および主回路のスイッチング素子の同
時導通を防止するデットタイム設定回路、過電流制限回
路から入力される。パルス幅変調回路には三角波発生器
からのキャリア周波数信号と電流コントロール17から出
力された制御信号とが比較される。電流コントローラ17
は電流センサ11で検出されたインバータ出力電流と溶接
用タイマ装置18から出力された電流設定信号の差を増幅
する回路および位相補償回路で構成されている。電流コ
ントローラ17は、短形波を扱うので比較的速い応答が要
求される。デジタルまたはアナログのタイマー装置18は
溶接時間、溶接電流波形制御および実効値／平均値演算
回路等で構成されている。第２図は三角波キャリア周波
数19と電流コントローラ17から出力された制御信号（電
流設定信号と電流センサ11で検出された電流の差の偏差
信号）20を比較しパルス幅変調波21を生成した時の波形
を表したものである。従ってパルス幅変調21がベース13
で増幅されインバータ主回路５をドライブすることにな
る。この結果、インバータ主回路５の出力端子間にはパ
ルス幅変調波21、に示した変調波電圧が出力される。イ
ンバータ主回路５によって出力された電流はリアクトル
６および溶接トランス７の漏洩インダクタンスによって
キャリア周波数成分はフィルタされ、溶接トランス７の
二次側にはタイマー装置18から出力された電流設定信号
と同一波形の電流が溶接負荷９に流れることになる。従
来の方式においてパルス幅変調（PWM）と称している制
御方式はキャリア周波数を直接出力周波数としており、
正確にはパルス幅制御（PWC）方式で出力周波数の半サ
イクル以内の制御は困難であったが本方式は電流設定信
号すなわち出力電流波形の半サイクル以内の変動に対し
ても十分に応答するものである。また本発明方法は平均
値制御でも、速応性が高いので実時間制御に近い応答が
得られるという特徴をもつものである。
（発明の効果） 第１図のシステムで直流偏磁現象を発生させた時の効果
について実証した結果を第３図に示す。これによると、
電流設定信号22と電流フィードバックなしの時の出力電
流23およびフィードバックを行った時の出力電流24で解
るように電流フィードバックなしの場合は出力電流23の
ように出力波形の正、負に極端な不平衡が現れている
が、フィードバックによって正、負が完全に対象になっ
ている。この場合、短形波で行っているが正弦波でも同
様である。実用的には出力周波数の10倍程度のキャリア
周波数とすればよく、実現可能であり、溶接トランスの
直流偏磁を抑制するのみでなく溶接電流の立ち上がり、
立ち下がりの応答も改善されるという効果がある。
について実証した結果を第３図に示す。これによると、
電流設定信号22と電流フィードバックなしの時の出力電
流23およびフィードバックを行った時の出力電流24で解
るように電流フィードバックなしの場合は出力電流23の
ように出力波形の正、負に極端な不平衡が現れている
が、フィードバックによって正、負が完全に対象になっ
ている。この場合、短形波で行っているが正弦波でも同
様である。実用的には出力周波数の10倍程度のキャリア
周波数とすればよく、実現可能であり、溶接トランスの
直流偏磁を抑制するのみでなく溶接電流の立ち上がり、
立ち下がりの応答も改善されるという効果がある。
第１図は、本発明にかかる制御方法を実施するための構
成例を示す電気ブロック図。 第２図は、三角波キャリア周波数の電流コントローラか
ら出力された制御信号を比較し、パルス幅変調波を生成
した時の波形図。 第３図は、本発明のシステム効果において電流フィード
バックの有無による直流偏磁防止制御実測結果を示す波
形図。
成例を示す電気ブロック図。 第２図は、三角波キャリア周波数の電流コントローラか
ら出力された制御信号を比較し、パルス幅変調波を生成
した時の波形図。 第３図は、本発明のシステム効果において電流フィード
バックの有無による直流偏磁防止制御実測結果を示す波
形図。
Claims (1)
- 【請求項１】溶接トランスの一次側に順変換回路と平滑
回路をもち、これを電源とするハーフまたはフルブリッ
ジ方式の逆変換回路を有するパルス幅変調のインバータ
方式抵抗溶接機において、パルス幅変調（PWM）のキャ
リア周波数を制御信号の周波数よりも高くするととも
に、前記溶接トランスの一次電流または二次電流を検出
し、これにより電流フィードバックすることでトランス
偏磁現象を抑制することを特徴とする溶接用トランスの
偏磁防止制御方法。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP11789388A JPH0771752B2 (ja) | 1988-05-14 | 1988-05-14 | 抵抗溶接機の溶接トランス偏磁防止制御方法 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP11789388A JPH0771752B2 (ja) | 1988-05-14 | 1988-05-14 | 抵抗溶接機の溶接トランス偏磁防止制御方法 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH01289580A JPH01289580A (ja) | 1989-11-21 |
| JPH0771752B2 true JPH0771752B2 (ja) | 1995-08-02 |
Family
ID=14722824
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP11789388A Expired - Lifetime JPH0771752B2 (ja) | 1988-05-14 | 1988-05-14 | 抵抗溶接機の溶接トランス偏磁防止制御方法 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0771752B2 (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN115870590B (zh) * | 2022-12-30 | 2026-01-09 | 上海通用重工集团有限公司 | 逆变焊机输出控制电路 |
-
1988
- 1988-05-14 JP JP11789388A patent/JPH0771752B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH01289580A (ja) | 1989-11-21 |
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Legal Events
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