JPH0753313B2 - インバ−タ式抵抗溶接機の電源制御装置 - Google Patents
インバ−タ式抵抗溶接機の電源制御装置Info
- Publication number
- JPH0753313B2 JPH0753313B2 JP62178105A JP17810587A JPH0753313B2 JP H0753313 B2 JPH0753313 B2 JP H0753313B2 JP 62178105 A JP62178105 A JP 62178105A JP 17810587 A JP17810587 A JP 17810587A JP H0753313 B2 JPH0753313 B2 JP H0753313B2
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- Japan
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- magnetic saturation
- inverter
- welding
- welding machine
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Description
【発明の詳細な説明】 （産業上の利用分野） 本発明は、インバータ式抵抗溶接機の溶接トランスにお
ける磁気飽和を自動的に抑制する電源制御装置に関す
る。
ける磁気飽和を自動的に抑制する電源制御装置に関す
る。
（従来の技術） 最近、インバータ式抵抗溶接機が開発され普及しつつあ
る。インバータ式溶接機は、従来の交流式抵抗溶接機に
比べて使用周波数が高いため、溶接トランスのコアの断
面積を小さくすることができ、溶接トランスの小型・軽
量化を図るのに有利である。
る。インバータ式溶接機は、従来の交流式抵抗溶接機に
比べて使用周波数が高いため、溶接トランスのコアの断
面積を小さくすることができ、溶接トランスの小型・軽
量化を図るのに有利である。
しかし、インバータのスイッチング動作をする複数個の
トランジスタ各々のコレクタ・エミッタ電圧（ＶCE）や
スイッチング速度のバラツキ、溶接トランスの二次側に
設けた２個の整流用ダイオードの順方向電圧（ＶF）の
バラツキ等により、溶接トランスのコアに流れる磁束が
流れる向きによって等しくならなくなり、さらに使用周
波数に応じてコアを小さくすることで溶接トランスの正
・負極どちらか一方の極性で磁気飽和に達するという偏
磁現象が生じ易かった。この偏磁現象が発生した状態で
電流をそのまま流し続けると、溶接トランスに直流成分
を重畳させて流したような状態になり、蓄積された残留
磁束により偏磁現象がさらに進み、磁気飽和により過大
電流が流れてトランジスタやダイオードを破壊させた
り、溶接トランスを焼損させたりして極めて危険であっ
た。
トランジスタ各々のコレクタ・エミッタ電圧（ＶCE）や
スイッチング速度のバラツキ、溶接トランスの二次側に
設けた２個の整流用ダイオードの順方向電圧（ＶF）の
バラツキ等により、溶接トランスのコアに流れる磁束が
流れる向きによって等しくならなくなり、さらに使用周
波数に応じてコアを小さくすることで溶接トランスの正
・負極どちらか一方の極性で磁気飽和に達するという偏
磁現象が生じ易かった。この偏磁現象が発生した状態で
電流をそのまま流し続けると、溶接トランスに直流成分
を重畳させて流したような状態になり、蓄積された残留
磁束により偏磁現象がさらに進み、磁気飽和により過大
電流が流れてトランジスタやダイオードを破壊させた
り、溶接トランスを焼損させたりして極めて危険であっ
た。
そこで、従来は、この偏磁現象を防止ないし抑制する方
法として、直流分の重畳による残留磁束が発生してもト
ランス・コアで磁気飽和が起こらないようにコアのサイ
ズを大きくし飽和点を高く取ったり、残留磁束が発生し
ないようにカット・コアの接続面にギャップを設けた
り、あるいは正・負極性間の磁束のアンバランス分を見
込んで溶接トランスの一次電流波形を観測しながら偏磁
現象が生じないように電源制御部を手動調整していた。
法として、直流分の重畳による残留磁束が発生してもト
ランス・コアで磁気飽和が起こらないようにコアのサイ
ズを大きくし飽和点を高く取ったり、残留磁束が発生し
ないようにカット・コアの接続面にギャップを設けた
り、あるいは正・負極性間の磁束のアンバランス分を見
込んで溶接トランスの一次電流波形を観測しながら偏磁
現象が生じないように電源制御部を手動調整していた。
（発明が解決しようとする問題点） しかし、磁気飽和点を高くするためにトランス・コアの
サイズを大きくすることは溶接トランスの小型・軽量化
に相反する結果となり、残留磁束を発生させないように
カット・コアにギャップを設けることは磁気抵抗が増し
鉄損が増加してトランスの発熱が生じ易くなるという不
都合を来す。
サイズを大きくすることは溶接トランスの小型・軽量化
に相反する結果となり、残留磁束を発生させないように
カット・コアにギャップを設けることは磁気抵抗が増し
鉄損が増加してトランスの発熱が生じ易くなるという不
都合を来す。
また、手動調整により両極性間の磁束のバランスをとっ
てもそれは一時的なものであって、周囲温度の変化に伴
ってインバータ・トランジスタの動作点が変化してバラ
ンスが崩れたり、あるいは溶接トランス，インバータ・
トランジスタ，整流用ダイオード等の部品，素子を必要
に応じて改変または交換することでバランスが崩れたり
したときは再調整をしなければならず手間がかかってい
た。
てもそれは一時的なものであって、周囲温度の変化に伴
ってインバータ・トランジスタの動作点が変化してバラ
ンスが崩れたり、あるいは溶接トランス，インバータ・
トランジスタ，整流用ダイオード等の部品，素子を必要
に応じて改変または交換することでバランスが崩れたり
したときは再調整をしなければならず手間がかかってい
た。
さらにまた、誤って容量の小さい溶接トランスを使用し
た場合、トランスの正・負両極性で磁気飽和が起こり、
過大電流が流れてトランスを焼損させてしまうというこ
ともあった。
た場合、トランスの正・負両極性で磁気飽和が起こり、
過大電流が流れてトランスを焼損させてしまうというこ
ともあった。
本発明は、かかる問題点に鑑みてなされたもので、溶接
トランスで磁気飽和が発生した時それを速やかに抑制す
るよう自動的に調整するインバータ式抵抗溶接機の電源
制御装置を提供することを目的とする。
トランスで磁気飽和が発生した時それを速やかに抑制す
るよう自動的に調整するインバータ式抵抗溶接機の電源
制御装置を提供することを目的とする。
（問題点を解決するための手段） 上記の目的を達成するために、本発明のインバータ式抵
抗溶接機の電源制御装置は、商用交流を整流して直流に
し、前記直流をインバータにより所定周波数のパルス状
高周波交流に変換し、前記高周波交流を溶接トランスに
通したのち整流器に通して再び直流にし、この直流を溶
接電極を介して被溶接材に供給するようにしたインバー
タ式抵抗溶接機において、前記溶接トランスの一次電流
を検出する電流検出手段と、前記電流検出手段の出力信
号に基づいて前記一次電流の各パルスの立上がり部と立
下がり部との間の中間部について前記中間部の変化部分
の電流変化量を割り出し、前記電流変化量を基準変化量
と比較し、両変化量を差分を表す磁気飽和検出信号を発
生する磁気飽和検出手段と、前記磁気飽和検出手段から
の前記磁気飽和検出信号を受け取り、前記差分が零にな
るように前記インバータのスイッチング動作を制御する
インバータ制御手段とを具備する構成とした。
抗溶接機の電源制御装置は、商用交流を整流して直流に
し、前記直流をインバータにより所定周波数のパルス状
高周波交流に変換し、前記高周波交流を溶接トランスに
通したのち整流器に通して再び直流にし、この直流を溶
接電極を介して被溶接材に供給するようにしたインバー
タ式抵抗溶接機において、前記溶接トランスの一次電流
を検出する電流検出手段と、前記電流検出手段の出力信
号に基づいて前記一次電流の各パルスの立上がり部と立
下がり部との間の中間部について前記中間部の変化部分
の電流変化量を割り出し、前記電流変化量を基準変化量
と比較し、両変化量を差分を表す磁気飽和検出信号を発
生する磁気飽和検出手段と、前記磁気飽和検出手段から
の前記磁気飽和検出信号を受け取り、前記差分が零にな
るように前記インバータのスイッチング動作を制御する
インバータ制御手段とを具備する構成とした。
（作用） 第３図は１サイクル分の一次電流波形を示す。この電流
波形は正・負両極性間で相似形をなしており、立上り
部、中間部、立下り部の３つの部分に分けることができ
る。磁気飽和が生じていないときには実線で示すように
中間部はある一定の傾きの直線となる。しかし、磁気飽
和が生ずると、立上り部、立下り部は殆ど変化しない
が、中間部は破線で示すように角または突起が出て傾き
は一定とならず変化する。
波形は正・負両極性間で相似形をなしており、立上り
部、中間部、立下り部の３つの部分に分けることができ
る。磁気飽和が生じていないときには実線で示すように
中間部はある一定の傾きの直線となる。しかし、磁気飽
和が生ずると、立上り部、立下り部は殆ど変化しない
が、中間部は破線で示すように角または突起が出て傾き
は一定とならず変化する。
本発明によれば、溶接トランスの一次コイルを流れる一
次電流を電流検出手段によって常時モニタし、磁気飽和
検出手段において一次電流の各パルスの立上がり部と立
下がり部との間の中間部について該中間部の変化部分の
電流変化量を求める。この変化量が基準値よりも大きい
ときには、磁気飽和として観測される。正・負極のどち
らか一方でこの変化量が基準値に対して差（偏倚）をも
つときは偏磁現象で、正・負極の両方でそのような差
（偏倚）があるときは両極で磁気飽和を起こしているこ
とになる。
次電流を電流検出手段によって常時モニタし、磁気飽和
検出手段において一次電流の各パルスの立上がり部と立
下がり部との間の中間部について該中間部の変化部分の
電流変化量を求める。この変化量が基準値よりも大きい
ときには、磁気飽和として観測される。正・負極のどち
らか一方でこの変化量が基準値に対して差（偏倚）をも
つときは偏磁現象で、正・負極の両方でそのような差
（偏倚）があるときは両極で磁気飽和を起こしているこ
とになる。
偏磁現象を検出したときは、一方の極性より得られる上
記偏倚を磁気飽和検出信号としてインバータのスイッチ
ング動作を制御してよい。すなわち、偏倚をもつ、ある
いはそれが大きい方の極性のパルスに対しては、他方の
極性のパルスよりもパルス幅を小さくするようにスイッ
チング制御が行われる。
記偏倚を磁気飽和検出信号としてインバータのスイッチ
ング動作を制御してよい。すなわち、偏倚をもつ、ある
いはそれが大きい方の極性のパルスに対しては、他方の
極性のパルスよりもパルス幅を小さくするようにスイッ
チング制御が行われる。
また、両極で磁気飽和を起こしていることを検出したと
きは、それぞれの極性より得られる偏倚を磁気飽和検出
信号としてインバータのスイッチング動作を制御してよ
い。すなわち、両極性のパルスに対してパルス幅を小さ
くするようにスイッチング制御が行われる。
きは、それぞれの極性より得られる偏倚を磁気飽和検出
信号としてインバータのスイッチング動作を制御してよ
い。すなわち、両極性のパルスに対してパルス幅を小さ
くするようにスイッチング制御が行われる。
その結果、溶接トランスの磁気飽和は減少するようにし
て自動的に調整される。
て自動的に調整される。
（実施例） 以下、第１図および第２図を参照して本発明の実施例を
説明する。
説明する。
第１図は、本発明の一実施例によるインバータ式抵抗溶
接機システムの主要な構成を示す。
接機システムの主要な構成を示す。
三相の商用交流電源端子10に整流回路12の入力端子が接
続され、整流回路12の出力端子には直流が得られる。こ
の直流は、コイル14とコンデンサ16とこれなる平滑回路
で平滑されてからインバータ回路18に入力される。この
インバータ回路18は、GTOまたはGTRをスイッチング素子
とする周知のもので、入力した直流を高周波のスイッチ
ング動作によってパルス状（矩形波）の高周波交流に変
換する。インバータ回路18のスイッチングひいてはその
高周波交流出力のパルス幅は、後述するようにインバー
タ・ドライブ回路30を介してパルス幅制御回路32により
制御される。
続され、整流回路12の出力端子には直流が得られる。こ
の直流は、コイル14とコンデンサ16とこれなる平滑回路
で平滑されてからインバータ回路18に入力される。この
インバータ回路18は、GTOまたはGTRをスイッチング素子
とする周知のもので、入力した直流を高周波のスイッチ
ング動作によってパルス状（矩形波）の高周波交流に変
換する。インバータ回路18のスイッチングひいてはその
高周波交流出力のパルス幅は、後述するようにインバー
タ・ドライブ回路30を介してパルス幅制御回路32により
制御される。
インバータ回路18より出力された高周波交流は従来より
も小型化された溶接トランス20の一次側に供給され、そ
の二次側には降圧された高周波交流が得られ、これは一
対のダイオード22a,22bからなる整流回路24により直流
に整流される。そして、この直流の電流Ｉが溶接電極26
a,26bを介して被溶接材28a,28bに供給される。
も小型化された溶接トランス20の一次側に供給され、そ
の二次側には降圧された高周波交流が得られ、これは一
対のダイオード22a,22bからなる整流回路24により直流
に整流される。そして、この直流の電流Ｉが溶接電極26
a,26bを介して被溶接材28a,28bに供給される。
パルス幅制御回路32は、パルス幅変調（PWM）方式によ
りインバータ回路18の高周波交流出力のパルス幅を制御
するもので、シーケンス回路36からのスタート信号STを
受けると周波数発生器34から例えば一定周波数の三角波
信号SFを変調波として入力してPWM信号ＳPWMを生成し、
この信号によってインバータ回路18の各GTOまたはGTRを
オン・オフ制御する。
りインバータ回路18の高周波交流出力のパルス幅を制御
するもので、シーケンス回路36からのスタート信号STを
受けると周波数発生器34から例えば一定周波数の三角波
信号SFを変調波として入力してPWM信号ＳPWMを生成し、
この信号によってインバータ回路18の各GTOまたはGTRを
オン・オフ制御する。
さて、本実施例によれば、溶接トランス20で磁気飽和が
生じた時に自動的にインバータ出力のパルス幅を可変制
御してその磁気飽和を抑制する装置が設けられている。
生じた時に自動的にインバータ出力のパルス幅を可変制
御してその磁気飽和を抑制する装置が設けられている。
先ず、溶接トランス20の磁気飽和を検出するため、溶接
トランス20の一次コイルとインバータ回路18の出力端子
との間の配線（一次導体）にトロイダル・コイルもしく
はカレント・トランスなどの電流センサ38が設けられ
る。電流センサ38の出力信号は一次電流検出器回路40に
供給され、回路40は一次電流ＩPに対応する出力信号SI
を磁気飽和検出回路42に供給する。後述するように、磁
気飽和検出回路42は溶接トランス20の磁気飽和状態を示
す検出信号MSを発生し、この信号MSに応答してパルス幅
制御回路32は磁気飽和が生じている時には一次電流ＩP
のパルス幅を調整するようにインバータ回路18のスイッ
チング動作を制御する。
トランス20の一次コイルとインバータ回路18の出力端子
との間の配線（一次導体）にトロイダル・コイルもしく
はカレント・トランスなどの電流センサ38が設けられ
る。電流センサ38の出力信号は一次電流検出器回路40に
供給され、回路40は一次電流ＩPに対応する出力信号SI
を磁気飽和検出回路42に供給する。後述するように、磁
気飽和検出回路42は溶接トランス20の磁気飽和状態を示
す検出信号MSを発生し、この信号MSに応答してパルス幅
制御回路32は磁気飽和が生じている時には一次電流ＩP
のパルス幅を調整するようにインバータ回路18のスイッ
チング動作を制御する。
第２図は、磁気飽和検出回路42の回路構成例を示す。
磁気飽和検出回路42において、一次電流検出回路40から
の出力信号SIは正パルス変化量算出回路44および負パル
ス変化量算出回路46に入力される。両回路44,46はそれ
ぞれ、シーケンス回路36からのゲート信号GT（GT+,G
T-）をタイミング信号として一次電流IPの正パルス，負
パルスをサンプリングし、各パルスの中間部における変
化部分の電流変化量（ΔIP＋，ΔIP−）を求める。これ
ら正・負パルス電流変化量（ΔＩP+,ΔＩP−）は、それ
ぞれ変化量比較誤差回路54,56に与えらえ、そこで基準
変化量設定回路50,52からの基準変化量（ΔI+,ΔI-）と
比較される。比較の結果得られたそれぞれの差（ΔＩP
＋−ΔI+），（ΔＩP−−ΔI-）は磁気飽和検出信号MS
（MS+,MS-）として出力されこれに応じてパルス幅制御
回路32（第１図）は次のサイクルの正・負パルスのパル
ス幅を調整するようなPWM信号を生成する。
の出力信号SIは正パルス変化量算出回路44および負パル
ス変化量算出回路46に入力される。両回路44,46はそれ
ぞれ、シーケンス回路36からのゲート信号GT（GT+,G
T-）をタイミング信号として一次電流IPの正パルス，負
パルスをサンプリングし、各パルスの中間部における変
化部分の電流変化量（ΔIP＋，ΔIP−）を求める。これ
ら正・負パルス電流変化量（ΔＩP+,ΔＩP−）は、それ
ぞれ変化量比較誤差回路54,56に与えらえ、そこで基準
変化量設定回路50,52からの基準変化量（ΔI+,ΔI-）と
比較される。比較の結果得られたそれぞれの差（ΔＩP
＋−ΔI+），（ΔＩP−−ΔI-）は磁気飽和検出信号MS
（MS+,MS-）として出力されこれに応じてパルス幅制御
回路32（第１図）は次のサイクルの正・負パルスのパル
ス幅を調整するようなPWM信号を生成する。
例えば、正パルス側だけで磁気飽和が発生している時、
つまり編磁現象が生じている時は、MS+が大きくMS-あま
り変化していないため、パルス幅制御回路32は正パルス
のパルス幅を小さくし、負パルスのパルス幅は変化させ
ないようなPWM信号ＳPWMをインバータ回路18に与える。
このようにして、溶接トランス20の偏磁現象は速やかに
抑制され、インバータ・トランジスタやダイオード等の
破損には至らずに済む。
つまり編磁現象が生じている時は、MS+が大きくMS-あま
り変化していないため、パルス幅制御回路32は正パルス
のパルス幅を小さくし、負パルスのパルス幅は変化させ
ないようなPWM信号ＳPWMをインバータ回路18に与える。
このようにして、溶接トランス20の偏磁現象は速やかに
抑制され、インバータ・トランジスタやダイオード等の
破損には至らずに済む。
また、正・負両極で磁気飽和が起こった時は、MS+,MS-
のそれぞれが大きくなり、パルス幅制御回路32は正パル
ス，負パルスのそれぞれのパルス幅を小さくするような
PWM信号ＳPWMをインバータ回路18に与える。これによっ
て、溶接トランス20の磁気飽和は速やかに抑制され、こ
の場合もインバータ・トランジスタやアイオード等の破
損には至らずに済む。
のそれぞれが大きくなり、パルス幅制御回路32は正パル
ス，負パルスのそれぞれのパルス幅を小さくするような
PWM信号ＳPWMをインバータ回路18に与える。これによっ
て、溶接トランス20の磁気飽和は速やかに抑制され、こ
の場合もインバータ・トランジスタやアイオード等の破
損には至らずに済む。
以上、好適な実施例を説明したが、本発明はそれに限定
されず、その技術思想の範囲内で種々の変形・変更が可
能である。
されず、その技術思想の範囲内で種々の変形・変更が可
能である。
例えば、正・負パルス変化量算出回路44,46において、
正・負各パルス中間部の始めの複数のサンプル点（電流
値）を通る直線を割り出し、ピーク付近の基準時刻にお
ける該直線上の点を基準値とし、その基準時刻における
実際の電流値と該基準値との差を磁気飽和検出信号MSと
してもよい。
正・負各パルス中間部の始めの複数のサンプル点（電流
値）を通る直線を割り出し、ピーク付近の基準時刻にお
ける該直線上の点を基準値とし、その基準時刻における
実際の電流値と該基準値との差を磁気飽和検出信号MSと
してもよい。
また、偏磁現象の場合は、正・負パルスのそれぞれの変
化量に相対的な偏倚が生ずるので、それら両極性の変化
量を互いに比較してその差を磁気飽和検出信号MSとする
ことも可能である。
化量に相対的な偏倚が生ずるので、それら両極性の変化
量を互いに比較してその差を磁気飽和検出信号MSとする
ことも可能である。
（発明の効果） 以上のように、本発明によれば、溶接トランスで磁気飽
和が生じた時に、一次電流の各パルスの立上がり部と立
下がり部との間の中間部について該中間部の変化部分の
電流変化量と基準変化量との差分から磁気飽和の状態お
よび程度または度合を割り出し、両変化量の差分が零に
なるようにインバータのスイッチング動作を制御してパ
ルス幅を調整するようにしたので、磁気飽和状態を精細
かつ迅速に抑制することができるとともに、小型・軽量
型の溶接トランスを使用してもインバータトランジスタ
やダイオードあるいは溶接トランス等の破損を防止する
ことができる。また、調整を自動的に行うので、手動調
整の手間が要らなくなり、各種部品，素子を改変または
交換した場合にも再調整をなくして済み、誤って容量の
小さい溶接トランスを使用した場合にもトランスの焼損
等を防止することができる。
和が生じた時に、一次電流の各パルスの立上がり部と立
下がり部との間の中間部について該中間部の変化部分の
電流変化量と基準変化量との差分から磁気飽和の状態お
よび程度または度合を割り出し、両変化量の差分が零に
なるようにインバータのスイッチング動作を制御してパ
ルス幅を調整するようにしたので、磁気飽和状態を精細
かつ迅速に抑制することができるとともに、小型・軽量
型の溶接トランスを使用してもインバータトランジスタ
やダイオードあるいは溶接トランス等の破損を防止する
ことができる。また、調整を自動的に行うので、手動調
整の手間が要らなくなり、各種部品，素子を改変または
交換した場合にも再調整をなくして済み、誤って容量の
小さい溶接トランスを使用した場合にもトランスの焼損
等を防止することができる。
【図面の簡単な説明】 第１図は、本発明の一実施例によるインバータ式抵抗溶
接機システムの主要な構成を示すブロック図、 第２図は、第１図の磁気飽和検出回路42の具体的な回路
構成例を示すブロック図、および 第３図は、１サイクル分の一次電流波形と偏磁現象を示
す波形図である。 図面において、 18……インバータ回路、 20……溶接トランス、 26a,26b……溶接電極、 28a,28b……被溶接材、 32……パルス幅制御回路、 34……周波数発生器、 36……シーケンス回路、 38……電流センサ、 40……一次電流検出回路、 42……磁気飽和検出回路。
接機システムの主要な構成を示すブロック図、 第２図は、第１図の磁気飽和検出回路42の具体的な回路
構成例を示すブロック図、および 第３図は、１サイクル分の一次電流波形と偏磁現象を示
す波形図である。 図面において、 18……インバータ回路、 20……溶接トランス、 26a,26b……溶接電極、 28a,28b……被溶接材、 32……パルス幅制御回路、 34……周波数発生器、 36……シーケンス回路、 38……電流センサ、 40……一次電流検出回路、 42……磁気飽和検出回路。
Claims (1)
- 【請求項１】商用交流を整流して直流にし、前記直流を
インバータにより所定周波数のパルス状高周波交流に変
換し、前記高周波交流を溶接トランスに通したのち整流
器に通して再び直流にし、この直流を溶接電極を介して
被溶接材に供給するようにしたインバータ式抵抗溶接機
において、 前記溶接トランスの一次電流を検出する電流検出手段
と、 前記電流検出手段の出力信号に基づいて前記一次電流の
各パルスの立上がり部と立下がり部との間の中間部につ
いて前記中間部の変化部分の電流変化量を割り出し、前
記電流変化量を基準変化量と比較し、両変化量を差分を
表す磁気飽和検出信号を発生する磁気飽和検出手段と、 前記磁気飽和検出手段からの前記磁気飽和検出信号を受
け取り、前記差分が零になるように前記インバータのス
イッチング動作を制御するインバータ制御手段と、 を具備することを特徴とするインバータ式抵抗溶接機の
電源制御装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP62178105A JPH0753313B2 (ja) | 1987-07-16 | 1987-07-16 | インバ−タ式抵抗溶接機の電源制御装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP62178105A JPH0753313B2 (ja) | 1987-07-16 | 1987-07-16 | インバ−タ式抵抗溶接機の電源制御装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6422477A JPS6422477A (en) | 1989-01-25 |
| JPH0753313B2 true JPH0753313B2 (ja) | 1995-06-07 |
Family
ID=16042735
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP62178105A Expired - Lifetime JPH0753313B2 (ja) | 1987-07-16 | 1987-07-16 | インバ−タ式抵抗溶接機の電源制御装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0753313B2 (ja) |
Families Citing this family (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
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-
1987
- 1987-07-16 JP JP62178105A patent/JPH0753313B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
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|---|---|
| JPS6422477A (en) | 1989-01-25 |
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