JPH0753314B2 - インバ−タ式抵抗溶接機の電源制御装置 - Google Patents
インバ−タ式抵抗溶接機の電源制御装置Info
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- JPH0753314B2 JPH0753314B2 JP62183202A JP18320287A JPH0753314B2 JP H0753314 B2 JPH0753314 B2 JP H0753314B2 JP 62183202 A JP62183202 A JP 62183202A JP 18320287 A JP18320287 A JP 18320287A JP H0753314 B2 JPH0753314 B2 JP H0753314B2
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Description
【発明の詳細な説明】 （産業上の利用分野） 本発明は、インバータ式抵抗溶接機の溶接トランスにお
ける偏磁現象を自動的に抑制するようにした電源制御装
置に関する。
ける偏磁現象を自動的に抑制するようにした電源制御装
置に関する。
（従来の技術） 最近、電源回路にインバータを用いる抵抗溶接制御装置
が開発され普及している。このようなインバータ式の抵
抗溶接機は、従来の交流式抵抗溶接機に比べて使用周波
数が高いため、溶接トランスのコアの断面積を小さくす
ることができ、溶接トランスの小型・軽量化を図るのに
有利である。
が開発され普及している。このようなインバータ式の抵
抗溶接機は、従来の交流式抵抗溶接機に比べて使用周波
数が高いため、溶接トランスのコアの断面積を小さくす
ることができ、溶接トランスの小型・軽量化を図るのに
有利である。
しかし、インバータのスイッチング動作をする複数個の
トランジスタ各々のコレクタ・エミッタ電圧（ＶCE）や
スイッチング速度のバラツキ、溶接トランスの二次側に
設けた２個の整流用ダイオードの順方向電圧（ＶF）の
バラツキ等により、溶接トランスのコアに流れる磁束が
流れる向きによって等しくならなくなり、さらに使用周
波数に応じてコアを小さくすることで溶接トランスの正
・負極どちらか一方の極性で磁気飽和に達するという偏
磁現象が生じ易かった。この偏磁現象が発生した状態で
電圧をそのまま流し続けると、溶接トランスに直流成分
を重畳させて流したような状態になり、蓄積された残留
磁束により偏磁現象がさらに進み、磁気飽和により過大
電流が流れてトランジスタやダイオードを破壊させた
り、溶接トランスを焼損させたりして極めて危険であっ
た。
トランジスタ各々のコレクタ・エミッタ電圧（ＶCE）や
スイッチング速度のバラツキ、溶接トランスの二次側に
設けた２個の整流用ダイオードの順方向電圧（ＶF）の
バラツキ等により、溶接トランスのコアに流れる磁束が
流れる向きによって等しくならなくなり、さらに使用周
波数に応じてコアを小さくすることで溶接トランスの正
・負極どちらか一方の極性で磁気飽和に達するという偏
磁現象が生じ易かった。この偏磁現象が発生した状態で
電圧をそのまま流し続けると、溶接トランスに直流成分
を重畳させて流したような状態になり、蓄積された残留
磁束により偏磁現象がさらに進み、磁気飽和により過大
電流が流れてトランジスタやダイオードを破壊させた
り、溶接トランスを焼損させたりして極めて危険であっ
た。
そこで、従来は、この偏磁現象を防止ないし抑制する方
法として、直流分の重畳による残留磁束が発生してもト
ランス・コアで磁気飽和が起こらないようにコアのサイ
ズを大きくし飽和点を高くとったり、残留磁束が発生し
ないようにカット・コアの接続面にギャップを設けた
り、あるいは正・負極性間の磁束のアンバランス分を見
込んで溶接トランスの一次電流波形を観測しながら偏磁
現象が生じないように電源制御部を手動調整していた。
法として、直流分の重畳による残留磁束が発生してもト
ランス・コアで磁気飽和が起こらないようにコアのサイ
ズを大きくし飽和点を高くとったり、残留磁束が発生し
ないようにカット・コアの接続面にギャップを設けた
り、あるいは正・負極性間の磁束のアンバランス分を見
込んで溶接トランスの一次電流波形を観測しながら偏磁
現象が生じないように電源制御部を手動調整していた。
（発明が解決しようとする問題点） しかし、磁気飽和点を高くするためにトランス・コアの
サイズを大きくすることは溶接トランスの小型・軽量化
に相反する結果となり、残留磁束を発生させないように
カット・コアにギャップを設けることは磁気抵抗が増し
鉄損が増加してトランスの発熱が生じ易くなるという不
都合を来す。
サイズを大きくすることは溶接トランスの小型・軽量化
に相反する結果となり、残留磁束を発生させないように
カット・コアにギャップを設けることは磁気抵抗が増し
鉄損が増加してトランスの発熱が生じ易くなるという不
都合を来す。
また、手動調整により両極性間の磁束のバランスをとっ
てもそれは一時的なものであって、周囲温度の変化に伴
ってインバータ・トランジスタの動作点が変化してバラ
ンスが崩れたり、あるいは溶接トランス，インバータ・
トランジスタ，整流用ダイオード等の部品，素子を必要
に応じて改変または交換することでバランスが崩れたり
したときは再調整をしなければならず手間がかかってい
た。
てもそれは一時的なものであって、周囲温度の変化に伴
ってインバータ・トランジスタの動作点が変化してバラ
ンスが崩れたり、あるいは溶接トランス，インバータ・
トランジスタ，整流用ダイオード等の部品，素子を必要
に応じて改変または交換することでバランスが崩れたり
したときは再調整をしなければならず手間がかかってい
た。
本発明は、かかる問題点に鑑みてなされたもので、イン
バータ式抵抗溶接機の溶接トランスで偏磁現象が発生し
た時にそれを迅速かつ精細な制御で抑制するようにした
電源制御装置を提供することを目的とする。
バータ式抵抗溶接機の溶接トランスで偏磁現象が発生し
た時にそれを迅速かつ精細な制御で抑制するようにした
電源制御装置を提供することを目的とする。
（問題点を解決するための手段） 上記の目的を達成するために、本発明のインバータ式抵
抗溶接機の電源制御装置は、商用交流を整流して直流に
し、前記直流をインバータにより所定周波数のパルス状
高周波交流に変換し、前記高周波交流を溶接トランスに
通したのち整流器に通して再び直流にし、この直流を溶
接電極を介して被溶接材に供給するようにしたインバー
タ式抵抗溶接機において、前記溶接トランスの一次電流
を検出する電流検出手段と、前記電流検出手段の出力信
号に基づいて前記一次電流の各起パルスの立上がり部と
立下がり部との間の中間部における前半位置の所定点の
電流値とそれ以後の所定点の電流値との差分を前記中間
部における電流変化量として割り出し、相前後する極性
の異なる各２つのパルスについてそれぞれの前記変化量
を比較し、その比較誤差を表す出力信号を偏磁検出信号
として発生する偏磁検出手段と、前記偏磁検出手段から
の前記偏磁検出信号を受け取り、前記比較誤差が零にな
るように前記インバータのスイッチング動作を制御する
インバータ制御手段とを具備する構成とした。
抗溶接機の電源制御装置は、商用交流を整流して直流に
し、前記直流をインバータにより所定周波数のパルス状
高周波交流に変換し、前記高周波交流を溶接トランスに
通したのち整流器に通して再び直流にし、この直流を溶
接電極を介して被溶接材に供給するようにしたインバー
タ式抵抗溶接機において、前記溶接トランスの一次電流
を検出する電流検出手段と、前記電流検出手段の出力信
号に基づいて前記一次電流の各起パルスの立上がり部と
立下がり部との間の中間部における前半位置の所定点の
電流値とそれ以後の所定点の電流値との差分を前記中間
部における電流変化量として割り出し、相前後する極性
の異なる各２つのパルスについてそれぞれの前記変化量
を比較し、その比較誤差を表す出力信号を偏磁検出信号
として発生する偏磁検出手段と、前記偏磁検出手段から
の前記偏磁検出信号を受け取り、前記比較誤差が零にな
るように前記インバータのスイッチング動作を制御する
インバータ制御手段とを具備する構成とした。
（作用） 第４図は１サイクル分の一次電流波形を示す。このパル
ス状の電流波形は正・負両極性間で相似形をなしてお
り、立上り部、中間部、立下り部の３つの部分に分ける
ことができる。偏磁現象が生じていないときには実線で
示すように中間部はある一定の傾きの直線となる。しか
し、偏磁現象が生ずると、どちらか一方の極性、例えば
図示のように正極性のパルスにおいて、立上り部、立下
り部は殆ど変化しないが、中間部は破線で示すように角
または突起が出て傾きは一定とならず変化する。
ス状の電流波形は正・負両極性間で相似形をなしてお
り、立上り部、中間部、立下り部の３つの部分に分ける
ことができる。偏磁現象が生じていないときには実線で
示すように中間部はある一定の傾きの直線となる。しか
し、偏磁現象が生ずると、どちらか一方の極性、例えば
図示のように正極性のパルスにおいて、立上り部、立下
り部は殆ど変化しないが、中間部は破線で示すように角
または突起が出て傾きは一定とならず変化する。
本発明によれば、一次電流を電流検出手段によって常時
モニタし、正・負の各パルスについてその立上がり部と
立下がり部との間の中間部における前半位置の所定点の
電流値とそれ以後の所定点の電流値との差分を該中間部
における電流変化量として求める。
モニタし、正・負の各パルスについてその立上がり部と
立下がり部との間の中間部における前半位置の所定点の
電流値とそれ以後の所定点の電流値との差分を該中間部
における電流変化量として求める。
しかして、溶接トランスで偏磁が発生していなければ、
相前後する正・負の両パルスの中間部における電流変化
量は互いにほぼ等しく、比較誤差はほぼ零である。この
状態を表す偏磁検出信号はインバータ制御手段に与えら
れるが、それによって特にインバータのスイッチング制
御に変化は生じない。
相前後する正・負の両パルスの中間部における電流変化
量は互いにほぼ等しく、比較誤差はほぼ零である。この
状態を表す偏磁検出信号はインバータ制御手段に与えら
れるが、それによって特にインバータのスイッチング制
御に変化は生じない。
そして、偏磁現象が生じたならば、一方の極性の両パル
スの中間部における電流変化量が他方の極性のそれより
も大きくなるので、比較誤差が生じて偏磁検出信号は偏
移した値となり、これに応答してパルス幅制御手段はそ
の偏移（比較誤差）を零に戻すようにインバータのスイ
ッチング動作を制御する。すなわち、両パルスの中間部
における電流変化量が大きくなっている極性のパルスの
パルス幅を他方の極性のパルスのパルス幅よりも相対的
に小さくするようにスイッチング制御が行われ、その結
果、溶接トランスの偏磁は弱められるようにして抑制さ
れる。
スの中間部における電流変化量が他方の極性のそれより
も大きくなるので、比較誤差が生じて偏磁検出信号は偏
移した値となり、これに応答してパルス幅制御手段はそ
の偏移（比較誤差）を零に戻すようにインバータのスイ
ッチング動作を制御する。すなわち、両パルスの中間部
における電流変化量が大きくなっている極性のパルスの
パルス幅を他方の極性のパルスのパルス幅よりも相対的
に小さくするようにスイッチング制御が行われ、その結
果、溶接トランスの偏磁は弱められるようにして抑制さ
れる。
（実施例） 以下、第１図ないし第３図を参照して本発明の実施例を
説明する。
説明する。
第１図は、本発明の一実施例によるインバータ式抵抗溶
接機システムの主要な構成を示す。
接機システムの主要な構成を示す。
三相の商用交流電源端子10に整流回路12の入力端子が接
続され、整流回路12の出力端子には直流が得られる。こ
の直流は、コイル14とコンデンサ16とからなる平滑回路
で平滑されてからインバータ回路18に入力される。この
インバータ回路18は、GTOまたはGTRをスイッチング素子
とする周知のもので、入力した直流を高周波のスイッチ
ング動作によってパルス状（矩形波）の高周波交流に変
換する。インバータ回路18のスイッチングひいてはその
高周波交流出力のパルス幅は、後述するようにインバー
タ・ドライブ回路30を介してパルス幅制御回路32により
制御される。
続され、整流回路12の出力端子には直流が得られる。こ
の直流は、コイル14とコンデンサ16とからなる平滑回路
で平滑されてからインバータ回路18に入力される。この
インバータ回路18は、GTOまたはGTRをスイッチング素子
とする周知のもので、入力した直流を高周波のスイッチ
ング動作によってパルス状（矩形波）の高周波交流に変
換する。インバータ回路18のスイッチングひいてはその
高周波交流出力のパルス幅は、後述するようにインバー
タ・ドライブ回路30を介してパルス幅制御回路32により
制御される。
インバータ回路18より出力された高周波交流は従来のよ
りも小型の溶接トランス20の一次側コイルに供給され、
その二次側コイルには降圧された高周波交流が得られ、
これは一対のダイオード22a,22bからなる整流回路24に
より直流に整流される。そして、この直流の電流Ｉが溶
接電極26a,26bを介して被溶接材28a,28bに供給される。
りも小型の溶接トランス20の一次側コイルに供給され、
その二次側コイルには降圧された高周波交流が得られ、
これは一対のダイオード22a,22bからなる整流回路24に
より直流に整流される。そして、この直流の電流Ｉが溶
接電極26a,26bを介して被溶接材28a,28bに供給される。
パルス幅制御回路32は、パルス幅変調（PWM）方式によ
りインバータ回路18の高周波交流出力のパルス幅を制御
するもので、シーケンス回路36からスタート信号STを受
けると周波数発生器34から例えば一定周波数の三角波信
号SFを変調波として入力してPWM信号ＳPWMを生成し、こ
の信号によってインバータ回路18の各GTOまたはGTRをオ
ン・オフ制御する。
りインバータ回路18の高周波交流出力のパルス幅を制御
するもので、シーケンス回路36からスタート信号STを受
けると周波数発生器34から例えば一定周波数の三角波信
号SFを変調波として入力してPWM信号ＳPWMを生成し、こ
の信号によってインバータ回路18の各GTOまたはGTRをオ
ン・オフ制御する。
さて、本実施例によれば、溶接トランス20で偏磁現象が
生じた時に自動的にインバータ出力のパルス幅を可変制
御してその偏磁を抑制する装置が設けられている。
生じた時に自動的にインバータ出力のパルス幅を可変制
御してその偏磁を抑制する装置が設けられている。
先ず、溶接トランス20の磁気飽和を検出するため、溶接
トランス20の一次コイルとインバータ回路18の出力端子
との間の配線（一次導体）にトロイダル・コイルもしく
はカレント・トランスなどの電流センサ38が設けられ
る。電流センサ38の出力信号は一次電流検出回路40に供
給され、回路40は一次電流ＩPに対応する出力信号SIを
偏磁検出回路42に供給する。後述するように、偏磁検出
回路42は溶接トランス20の偏磁状態を示す検出信号MSを
発生し、この信号MSに応答してパルス幅制御回路32は偏
磁現象が生じた時には一次電流ＩPのパルス幅を調整す
るようにインバータ回路18のスイッチング動作を制御す
る。
トランス20の一次コイルとインバータ回路18の出力端子
との間の配線（一次導体）にトロイダル・コイルもしく
はカレント・トランスなどの電流センサ38が設けられ
る。電流センサ38の出力信号は一次電流検出回路40に供
給され、回路40は一次電流ＩPに対応する出力信号SIを
偏磁検出回路42に供給する。後述するように、偏磁検出
回路42は溶接トランス20の偏磁状態を示す検出信号MSを
発生し、この信号MSに応答してパルス幅制御回路32は偏
磁現象が生じた時には一次電流ＩPのパルス幅を調整す
るようにインバータ回路18のスイッチング動作を制御す
る。
第２図は、偏磁検出回路42の回路構成例を示す。
この偏磁検出回路42において、サンプル・ホールド回路
（S/１）44,誤差回路46,サンプル・ホールド回路（S/
２）48により正パルス変化量算出回路が構成され、サ
ンプル・ホールド回路（S/３）50,誤差回路52,サンプ
ル・ホールド回路（S/４）54により負パルス変化量算
出回路が構成される。
（S/１）44,誤差回路46,サンプル・ホールド回路（S/
２）48により正パルス変化量算出回路が構成され、サ
ンプル・ホールド回路（S/３）50,誤差回路52,サンプ
ル・ホールド回路（S/４）54により負パルス変化量算
出回路が構成される。
第３図（Ａ）に示すような一次電流Ipを表す検出回路40
からの出力信号SIは、正・負パルス変化量検出回路のそ
れぞれのサンプル・ホールド回路44,50および誤差回路4
6,52に入力される。
からの出力信号SIは、正・負パルス変化量検出回路のそ
れぞれのサンプル・ホールド回路44,50および誤差回路4
6,52に入力される。
正パルス変化量検出回路において、サンプル・ホールド
回路44は、第３図（Ｂ）に示すようなゲート信号GATE1
の立下りに応答して正パルス中間部の前半位置の値ＩPO
＋をサンプリングし、そのサンプル値を次回のサンプリ
ングまで保持する。誤差回路46は、そのサンプル値ＩPO
＋を基準値としてそれに対する正パルス中間部の変化量
を誤差信号として時時刻刻と出力する。サンプル・ホー
ルド回路48は、第３図（Ｃ）に示すようなゲート信号GA
TE2の立下りに応答して正パルスの中間部のほぼ終端位
置（ピーク値付近）における変化量ΔＩP＋（ＩPP＋−
ＩPO＋）をサンプリングし、そのサンプル値ΔＩP＋を
比較回路56の一方の入力端子に与える。負パルス変化量
検出回路においても上記と同様な動作が行われ、正パル
スに対するのと同じタイミングで負パルスについての変
化量ΔＩP−（ＩPP−−ＩPO−）が割り出される。この
変化量ΔＩP−は、比較回路56の他方の入力端子に与え
られる。比較回路56は、両入力ΔＩP+,ΔＩP−を比較し
てその差（ΔＩP＋−ΔＩP−）を偏磁検出信号MSとして
出力する。
回路44は、第３図（Ｂ）に示すようなゲート信号GATE1
の立下りに応答して正パルス中間部の前半位置の値ＩPO
＋をサンプリングし、そのサンプル値を次回のサンプリ
ングまで保持する。誤差回路46は、そのサンプル値ＩPO
＋を基準値としてそれに対する正パルス中間部の変化量
を誤差信号として時時刻刻と出力する。サンプル・ホー
ルド回路48は、第３図（Ｃ）に示すようなゲート信号GA
TE2の立下りに応答して正パルスの中間部のほぼ終端位
置（ピーク値付近）における変化量ΔＩP＋（ＩPP＋−
ＩPO＋）をサンプリングし、そのサンプル値ΔＩP＋を
比較回路56の一方の入力端子に与える。負パルス変化量
検出回路においても上記と同様な動作が行われ、正パル
スに対するのと同じタイミングで負パルスについての変
化量ΔＩP−（ＩPP−−ＩPO−）が割り出される。この
変化量ΔＩP−は、比較回路56の他方の入力端子に与え
られる。比較回路56は、両入力ΔＩP+,ΔＩP−を比較し
てその差（ΔＩP＋−ΔＩP−）を偏磁検出信号MSとして
出力する。
なお、ゲート信号GATE1〜GATE4は、そのうちのGATE2,GA
TE4がPWM信号ＳPWMに対応したパルス幅を有し、GATE1,G
ATE3はそれぞれGATE2,GATE4に対して一定比率のパルス
幅をもつようなものでよい。
TE4がPWM信号ＳPWMに対応したパルス幅を有し、GATE1,G
ATE3はそれぞれGATE2,GATE4に対して一定比率のパルス
幅をもつようなものでよい。
パルス幅制御回路32（第１図）は、偏磁検出信号MS（Δ
ＩP＋−ΔＩP−）に応答して次のサイクルの正・負パル
スのパルス幅を調整する。溶接トランス20で偏磁現象が
発生していなければ、MS（ΔＩP＋−ΔＩP−）はほぼ零
であり、それによって特にインバータのスイッチング制
御に変化は生じない。しかし、偏磁現象が生じて、例え
ば第３図（Ａ）に示すように正パルスの中間部に角ない
し突起が出ると、その変化量は負パルスのそれよりも大
きくなるので、MS（ΔＩP＋−ΔＩP−）が正の値に偏倚
し、これに応じてパルス幅制御回路32はその偏移を零に
戻すようなPWM信号ＳPWMを生成する。これにより、イン
バータ回路18の高周波交流出力に対して正極性パルスの
パルス幅を負極性パルスのパルス幅よりも相対的に小さ
くするようスイッチング制御が行われ、溶接トランスの
偏磁は弱められるようにして抑制される。
ＩP＋−ΔＩP−）に応答して次のサイクルの正・負パル
スのパルス幅を調整する。溶接トランス20で偏磁現象が
発生していなければ、MS（ΔＩP＋−ΔＩP−）はほぼ零
であり、それによって特にインバータのスイッチング制
御に変化は生じない。しかし、偏磁現象が生じて、例え
ば第３図（Ａ）に示すように正パルスの中間部に角ない
し突起が出ると、その変化量は負パルスのそれよりも大
きくなるので、MS（ΔＩP＋−ΔＩP−）が正の値に偏倚
し、これに応じてパルス幅制御回路32はその偏移を零に
戻すようなPWM信号ＳPWMを生成する。これにより、イン
バータ回路18の高周波交流出力に対して正極性パルスの
パルス幅を負極性パルスのパルス幅よりも相対的に小さ
くするようスイッチング制御が行われ、溶接トランスの
偏磁は弱められるようにして抑制される。
なお、一次電圧の正・負各パルスの変化量として、上述
のような値ＩP+,IP−の他にも、パルス中間部の終端位
置における値、つまりゲート信号GATE2,GAT4の立下りで
それぞれサンプリングされる値ＩPP+,IPP−を選ぶこと
が可能であり、その場合にも両者の差ＩPP+,−ＩPP−は
偏磁状態を表すので、これを偏磁検出信号とすることが
できる。偏磁現象が発生すると、一次電流の正・負パル
スのどちらか一方で中間部の波形に角ないし突起がでる
ので、正・負パルスの両パルスの中間部における電流変
化量を互いに比較して比較誤差を生成し、かつ比較誤差
が零になるようにインバータのスイッチング動作を制御
する回路構成は全て本発明の技術的思想の範囲内に含ま
れる。
のような値ＩP+,IP−の他にも、パルス中間部の終端位
置における値、つまりゲート信号GATE2,GAT4の立下りで
それぞれサンプリングされる値ＩPP+,IPP−を選ぶこと
が可能であり、その場合にも両者の差ＩPP+,−ＩPP−は
偏磁状態を表すので、これを偏磁検出信号とすることが
できる。偏磁現象が発生すると、一次電流の正・負パル
スのどちらか一方で中間部の波形に角ないし突起がでる
ので、正・負パルスの両パルスの中間部における電流変
化量を互いに比較して比較誤差を生成し、かつ比較誤差
が零になるようにインバータのスイッチング動作を制御
する回路構成は全て本発明の技術的思想の範囲内に含ま
れる。
（発明の効果） 以上のように、本発明によれば、溶接トランスで偏磁現
象が生じた時に、それを一次電流の相前後する正・負
（または負・正）パルスの中間部における電流変化量の
比較によって検出し、かつその比較誤差が零になるよう
にインバータのスイッチング動作を制御することによ
り、偏磁現象を迅速・詳細に抑制するようにしたので、
小型・軽量型の溶接トランスを使用してもインバータト
ランジスタやダイオードあるいは溶接トランス等の破損
を防止することができる。また、調整を自動的に行うの
で、手動調整の手間が要らなくなり、各種部品，素子を
改変または交換した場合にも再調整をしなくて済むとい
う利点が得られる。
象が生じた時に、それを一次電流の相前後する正・負
（または負・正）パルスの中間部における電流変化量の
比較によって検出し、かつその比較誤差が零になるよう
にインバータのスイッチング動作を制御することによ
り、偏磁現象を迅速・詳細に抑制するようにしたので、
小型・軽量型の溶接トランスを使用してもインバータト
ランジスタやダイオードあるいは溶接トランス等の破損
を防止することができる。また、調整を自動的に行うの
で、手動調整の手間が要らなくなり、各種部品，素子を
改変または交換した場合にも再調整をしなくて済むとい
う利点が得られる。
第１図は、本発明の一実施例によるインバータ式抵抗溶
接機システムの主要な構成を示すブロック図、 第２図は、第１図の偏磁検出回路42の回路構成例を示す
ブロック図、 第３図は、偏磁検出回路42の動作を説明するためのイミ
ング図、および 第４図は、１サイクル分の一次電流波形と偏磁現象を示
す波形図である。 図面において、 12……整流回路、 18……インバータ回路、 20……溶接トランス、 24……整流回路、 26a,26b……溶接電極、 28a,28b……被溶接材、 32……パルス幅制御回路、 34……周波数発生器、 36……シーケンス回路、 38……電流センサ、 40……一次電流検出回路、 42……偏磁検出回路、 44,50……サンプル・ホールド回路、 46,52……誤差回路、 48,54……サンプル・ホールド回路、 56……比較回路。
接機システムの主要な構成を示すブロック図、 第２図は、第１図の偏磁検出回路42の回路構成例を示す
ブロック図、 第３図は、偏磁検出回路42の動作を説明するためのイミ
ング図、および 第４図は、１サイクル分の一次電流波形と偏磁現象を示
す波形図である。 図面において、 12……整流回路、 18……インバータ回路、 20……溶接トランス、 24……整流回路、 26a,26b……溶接電極、 28a,28b……被溶接材、 32……パルス幅制御回路、 34……周波数発生器、 36……シーケンス回路、 38……電流センサ、 40……一次電流検出回路、 42……偏磁検出回路、 44,50……サンプル・ホールド回路、 46,52……誤差回路、 48,54……サンプル・ホールド回路、 56……比較回路。
Claims (1)
- 【請求項１】商用交流を整流して直流にし、前記直流を
インバータにより所定周波数のパルス状高周波交流に変
換し、前記高周波交流を溶接トランスに通したのち整流
器に通して再び直流にし、この直流を溶接電極を介して
被溶接材に供給するようにしたインバータ式抵抗溶接機
において、 前記溶接トランスの一次電流を検出する電流検出手段
と、 前記電流検出手段の出力信号に基づいて前記一次電流の
各パルスの立上がり部と立下がり部との間の中間部にお
ける前半位置の所定点の電流値とそれ以後の所定点の電
流値との差分を前記中間部における電流変化量として割
り出し、相前後する極性の異なる各２つのパルスについ
てそれぞれの前記変化量を比較し、その比較誤差を表す
出力信号を偏磁検出信号として発生する偏磁検出手段
と、 前記偏磁検出手段からの前記偏磁検出信号を受け取り、
前記比較誤差が零になるように前記インバータのスイッ
チング動作を制御するインバータ制御手段と、を具備す
ることを特徴とするインバータ式抵抗溶接機の電源制御
装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP62183202A JPH0753314B2 (ja) | 1987-07-22 | 1987-07-22 | インバ−タ式抵抗溶接機の電源制御装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP62183202A JPH0753314B2 (ja) | 1987-07-22 | 1987-07-22 | インバ−タ式抵抗溶接機の電源制御装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6427786A JPS6427786A (en) | 1989-01-30 |
| JPH0753314B2 true JPH0753314B2 (ja) | 1995-06-07 |
Family
ID=16131559
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP62183202A Expired - Lifetime JPH0753314B2 (ja) | 1987-07-22 | 1987-07-22 | インバ−タ式抵抗溶接機の電源制御装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0753314B2 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2025219250A1 (en) * | 2024-04-17 | 2025-10-23 | Valeo Eautomotive Germany Gmbh | Method for rotor current estimation |
Families Citing this family (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2688152B2 (ja) * | 1992-10-15 | 1997-12-08 | 本田技研工業株式会社 | 溶接用変圧器の制御方法および装置 |
| JP4607617B2 (ja) * | 2005-02-15 | 2011-01-05 | 東芝三菱電機産業システム株式会社 | 電力変換装置の制御装置 |
| CN101828329B (zh) * | 2007-10-19 | 2012-11-21 | 株式会社村田制作所 | 开关电源装置 |
| JP5818005B2 (ja) * | 2012-02-08 | 2015-11-18 | トヨタ自動車株式会社 | 抵抗溶接装置の検査方法及び偏磁電流計測器 |
Family Cites Families (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS519217A (ja) * | 1974-07-15 | 1976-01-24 | Hitachi Ltd | |
| JPH0724463B2 (ja) * | 1986-03-07 | 1995-03-15 | 株式会社東芝 | 電力変換装置 |
| JPS63273575A (ja) * | 1987-05-02 | 1988-11-10 | Nagoya Dengenshiya:Kk | インバ−タ式直流抵抗溶接機 |
-
1987
- 1987-07-22 JP JP62183202A patent/JPH0753314B2/ja not_active Expired - Lifetime
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2025219250A1 (en) * | 2024-04-17 | 2025-10-23 | Valeo Eautomotive Germany Gmbh | Method for rotor current estimation |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS6427786A (en) | 1989-01-30 |
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