JPH0775873A - インバータ制御式溶接電源 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【目的】無負荷電圧が低く溶接において安全性に優れた
フォワードコンバータのインバータ制御式アーク溶接機
を提案する。 【構成】ｎ組（ただしｎは２以上の整数）のフォワード
コンバータの各１次入力を並列または直列に接続し、各
出力を並列接続して、各組をｎ分の１周期順次位相をず
らせて運転させる制御装置を備えたインバータ制御式ア
ーク溶接機。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、インバータ制御式のア
ーク溶接用電源に関するものであって、激しい負荷変動
を伴うアーク溶接に対し、安定でかつ無負荷電圧の低い
安全なアーク溶接機を提供しようとするものである。

【０００２】

【従来の技術】従来から激しい負荷変動を伴うアーク溶
接機には、動作が安定なインバータ制御方式としてフォ
ワードコンバータが用いられていた。２石式のフォワー
ドコンバータの例を図１に示し，その動作波形を図２に
示す。図１において、１は直流電源、２はインバータ１
次回路、３はインバータトランス、４はインバータ２次
回路、５はトーチ、６は母材である。図２は図１の装置
の動作を説明するための図であり、（ａ）はトランジス
タＴp1、Ｔp2のベース電流、（ｂ）はトランジスタＴp
1，Ｔp2のコレクタ電流、（ｃ）はトランジスタＴp1，
Ｔp2のコレクタ・エミッタ間電圧、（ｄ）は整流ダイオ
ードＤs1の電流、（ｅ）はフライホイールダイオードＤ
s2の電流、（ｆ）はフライホイールダイオードＤs2の電
圧、（ｇ）は直流リアクトルＬの電流すなわち負荷電流
である。

【０００３】図１および図２において、図２（ａ）に示
すように、ベース電流が流れることにより、図２（ｂ）
に示すようなコレクタ電流が各トランジスタに流れ、コ
レクタ・エミッタ間電圧は図２（ｃ）のようになる。ト
ランジスタＴp1、Ｔp2にベース電流が流れＯＮしている
間，整流ダイオードＤs1に順電圧がかかって導通し、フ
ライホイールダイオードＤs2に逆電圧がかかり、２次側
の電流は整流ダイオードＤs1、直流リアクトルＬ、トー
チ５、アーク、母材６、インバータトランス３の２次側
の整流ダイオードＤs1の回路を流れる。

【０００４】トランジスタＴp1、Ｔp2のベース電流がな
くなると、これらのトランジスタはＯＦＦし、インバー
タトランス３の１次、２次各巻線にはＯＮ時とは逆の電
圧が現れる。１次側ではこの電圧によりダイオードＤp
3，Ｄp4が導通してインバータトランス３はＯＮ時に蓄
えた磁気エネルギーを直流電源１に帰還する。次のＯＮ
時までに磁気エネルギーの帰還は終了し、インバータト
ランスの巻線に現れる電圧は無くなる。一方この間整流
ダイオードＤs1はＯＦＦし、フライホイールダイオード
Ｄs2はＯＮして、直流リアクトルＬに蓄えられた磁気エ
ネルギーが負荷に電力を供給する。この時２次電流は直
流リアクトルＬ，トーチ５，アーク，母材６，フライホ
イールダイオードＤs2，直流リアクトルＬの回路を流れ
る。

【０００５】

【発明が解決しようとする課題】直流電源の出力電圧を
Ｅo 、トランジスタＴp1，Ｔp2のＯＮ時、ＯＦＦ時の各
時間をそれぞれＴon，Ｔoff とするとフライホイールダ
イオードＤs2の電圧は図２（ｇ）のようになり、電流は
Ｔoff の時流れる。インバータトランス３の１次，２次
各巻線の巻回数をＮp ，Ｎs とすると負荷電圧の最大値
Ｖmax は、

【０００６】Ｖmax ＝Ｅo ・（ＮS ／ＮP ）

【０００５】負荷電圧の平均値Ｖavr は、

【０００７】Ｖavr ＝Ｅo ・（ＮS ／ＮP ）・（Ｔon／
（Ｔon＋Ｔoff ））

【０００８】である。したがって、

【０００９】 （Ｖmax ／Ｖavr ）＝（Ｔon＋Ｔoff ）／Ｔon

【００１０】となる。しかるにフォワードコンバータに
おいては少なくとも磁気エネルギーの蓄積に要した時間
だけ磁気エネルギーの帰還のための時間を設けることが
必要となって ON DUTY が ５０％以下に制限されてし
まう。すなわち、

【００１１】Ｔon／（Ｔon＋Ｔoff ）＜０．５

【００１２】であるために、

【００１０】 （Ｖmax ／Ｖavr ）＝（Ｔon＋Ｔoff ）／Ｔon＞２

【００１３】となる。一方、他のインバータ方式は、

【００１４】Ｔon／（Ｔon＋Ｔoff ）＜１００％

【００１５】であるため、

【００１６】 （Ｖmax ／Ｖavr ）＝（Ｔon＋Ｔoff ）／Ｔon＞１

【００１７】である。

【００１８】ところで溶接作業者は安全靴をはき絶縁手
袋をしていても、いつもトーチ，母材間の電圧がかかる
危険性の中にある。インバータが作動していて、アーク
が出ていないときには母材、トーチ間に浮遊容量として
存在する小容量のコンデンサあるいは外部からのノイズ
の侵入を防ぐために出力端子間に接続された小容量のコ
ンデンサが前述のＶmax で充電され、それが無負荷電圧
として現れる。この無負荷電圧が高いと溶接作業者にと
っては危険である。しかし、前述のようにフォワードコ
ンバータは ON DUTYすなわちＴon／（Ｔon＋Ｔoff ）が
５０％以下のため、ON DUTY がほぼ１００％の他の方
式、例えばブリッジ方式のインバータに比べると同じ平
均電圧を得るために約２倍のＶmax を必要とし、その結
果無負荷電圧が約２倍となり、危険性が高い欠点があっ
た。

【００１９】

【課題を解決するための手段】本発明は、上記従来装置
の問題点を解決するために複数組のフォワードコンバー
タを用意し、２次側を並列接続するとともに、各フォワ
ードコンバータを順次ＯＮ，ＯＦＦ制御することによっ
て総合的なON DUTY を向上させて、平均電圧と最大電圧
の差を少なくするようにしたものである。

【００２０】

【実施例】以下本発明を図示の実施例によって説明す
る。

【００２１】図３は本発明の実施例１である。インバー
タ１次回路２ａ，２ｂは図１のインバータ１次回路２
と、インバータトランス３ａ，３ｂは図１のインバータ
トランス３と、インバータ２次回路４ａ，４ｂは図１の
インバータ２次回路４とそれぞれ同じ構成である。図４
は図３の実施例の動作を説明するための線図である。図
４において、（ａａ）はインバータ１次回路２ａのトラ
ンジスタＴp1、Ｔp2のベース電流、（ｂａ）はインバー
タ１次回路２ａのトランジスタＴp1，Ｔp2のコレクタ電
流、（ｃａ）はインバータ１次回路２ａのトランジスタ
Ｔp1、Ｔp2のコレクタ・エミッタ間電圧、（ａｂ）はイ
ンバータ１次回路２ｂのトランジスタＴp1、Ｔp2のベー
ス電流、（ｂｂ）はインバータ１次回路２ｂのトランジ
スタＴp1、Ｔp1、Ｔp2のコレクタ電流、（ｃｂ）はイン
バータ１次回路２ｂのトランジスタＴp1、Ｔp2のコレク
タ・エミッタ間電圧、（ｄａ）はインバータ２次回路４
ａの整流ダイオードＤs1の電流、（ｅａ）はインバータ
２次回路４ａのフライホイールダイオードＤs2の電流、
（ｆａ）はインバータ２次回路４ａのフライホイールダ
イオードＤs2の電圧、（ｄｂ）はインバータ２次回路４
ｂの整流ダイオードＤs1の電流、（ｅｂ）はインバータ
２次回路４ｂのフライホイールダイオードＤs2の電流、
（ｆｂ）はインバータ２次回路４ｂのフライホイールダ
イオードＤs2の電圧、（ｇａ）はインバータ２次回路４
ａの直流リアクトルＬの電流、（ｇｂ）はインバータ２
次回路４ｂの直流リアクトルＬの電流、（ｈ）は負荷電
流である。

【００２２】図４の（ａａ）と（ａｂ）、（ｂａ）と
（ｂｂ）、（ｃａ）と（ｃｂ）、（ｄａ）と（ｄｂ）、
（ｅａ）と（ｅｂ）、（ｆａ）と（ｆｂ）、（ｇａ）と
（ｇｂ）とはそれぞれ同じ波形であるが、位相が互いに
２分の１周期ずれている。負荷電圧は、（ｇａ）がイン
バータ２次回路４ａの直流リアクトルＬを通して、（ｇ
ｂ）がインバータ２次回路４ｂの直流リアクトルＬを通
して現れる。したがって、負荷電圧の最大値はＶ1maxで
あり、負荷電圧の平均値は２・Ｖ1max・（Ｔon／（Ｔon
＋Ｔoff ））となる。この負荷電圧の平均値は、溶接に
対する要求値であるので前記した図１の回路のものと同
じでよいから、Ｖmax ＝２・Ｖ1maxとなる。これより図
３のインバータトランス３ａ，３ｂの巻数比（２次／１
次）は、図１のインバータトランス３の１／２でよいこ
とになる。このことは、図３の回路の無負荷電圧は、図
１の回路の２分の１となることを示し、図３の回路は図
１の回路より作業者に対して安全であることを示すもの
である。

【００２３】なお、図３の各インバータトランス３ａ，
３ｂの２次巻線を流れる各電流の最大値も、それぞれ図
１の装置の２分の１となり、前記の巻数比を考慮する
と、各インバータの１次巻線を流れる最大電流は、それ
ぞれ図２の４分の１となる。したがって、図３の２つの
インバータトランスの合計容量は図１の１つのインバー
タトランスの容量の２分の１となる。また各インバータ
を構成するトランジスタに必要な定格電流と定格電圧の
積も図３の場合は図１の場合の４分の１のものを２個用
意すればよいことになる。

【００２４】図５は図３に示した実施例に用いる制御回
路の例である。同図において、７はクロックパルス発生
器、８は制御パルス発生器、９ａ，９ｂはトランジスタ
駆動回路である。図６は図５の制御回路の動作を説明す
るための線図であり、同図において、（ａ）はクロック
パルスＶck、（ｂ）は制御パルスＶca、（ｃ）はトラン
ジスタ駆動パルスＩp1a 、（ｄ）はトランジスタ駆動パ
ルスＩp2a 、（ｅ）は制御パルスＶcb、（ｆ）はトラン
ジスタ駆動パルスＩp1b 、（ｇ）はトランジスタ駆動パ
ルスＩp2b 、である。

【００２５】クロックパルス発生器７は一定の周期でク
ロックパルスＶckを発生し、制御パルス発生器８に入力
する。制御パルス発生器８は、クロックパルスを分周し
て、図３のインバータ１次回路２ａのトランジスタＴp
1，Ｔp2およびインバータ１次回路２ｂのトランジスタ
Ｔp1，Ｔp2の各最大ON DUTY に相当する制御パルスＶca
およびＶcbを発生し、トランジスタ駆動回路９ａ、９ｂ
に入力する。トランジスタ駆動回路９ａ、９ｂは、この
制御パルスＶca、Ｖcbの立上りに同期しもうひとつの入
力すなわち出力制御信号Ｖcnt に応じた時間幅のパルス
Ｉp1a 、Ｉp2a およびＩp1b 、Ｉp2b を出力し図３のイ
ンバータ１次回路２ａのトランジスタＴp1，Ｔp2および
インバータ１次回路２ｂのトランジスタＴp1，Ｔp2を駆
動する。なお、このトランジスタ駆動パルスＩp1a ，Ｉ
p2a およびＩp1b ，Ｉp2b の回路はそれぞれ絶縁されて
いる。

【００２６】ここで、制御パルス発生器としてはクロッ
クパルスＶckを入力とし、この入力パルスを２相分割し
て ON DUTYが５０％未満で相互に位相が１８０度ずれた
２組のパルス列を発生する回路であればよい。このため
には例えばステッピングモータ制御用集積回路（株式会
社東芝製ＴＤ６２８０３Ｐなど）を用いることができ
る。図７は制御パルス発生器８の実施例を示す。同図に
おいて、ＩＣ１はステッピングモータ制御用集積回路、
Ｒck1 、Ｒck2 は抵抗器、ＳＷＰはスイッチである。同
図において、クロックパルスＶckを入力すると、互いに
位相が１８０度異なった制御パルスＶca，Ｖcbが得られ
る。

【００２７】図８は制御パルスＶcaと出力制御信号Ｖcn
t とを入力とし、入力信号に対応したトランジスタ駆動
パルスＩp1a ，Ｉp2a を得るトランジスタ駆動回路９ａ
の例を示す接続図である。同図において，ＯＰ１ないし
ＯＰ３は演算増幅器、Ｅ１ないしＥ５は制御電源、ＰＣ
１ないしＰＣ３はフォトカプラ、ＴＲ11ないしＴＲ14は
トランジスタ、ＤＲ１ないしＤＲ３はダイオード、ＡＮ
Ｄ１はＡＮＤゲートである。同図において、演算増幅器
ＯＰ１、抵抗器Ｒ１，Ｒ２は反転増幅器を構成してい
る。さらに演算増幅器ＯＰ１のマイナス入力端子には抵
抗器Ｒ３と制御電源Ｅ１が図示の極性で直列に接続され
ている。演算増幅器ＯＰ１の出力は、制御パルスＶcaが
プラスのときはマイナス、制御パルスＶcaがゼロのとき
はプラスとなる。演算増幅器ＯＰ１の出力は、演算増幅
器ＯＰ２、抵抗器Ｒ4 、コンデンサＣ１から構成されて
いる積分器と、抵抗器Ｒ５、フォトカプラＰＣ１から構
成されている積分器用のリセット回路に入力される。

【００２８】図９は図８のトランジスタ駆動回路９ａの
動作を説明するための線図であり、同図において,
（ａ）は制御パルスＶca、（ｂ）は演算増幅器ＯＰ１の
出力電圧、（ｃ）は演算増幅器ＯＰ２の出力電圧Ｖth、
（ｄ）は演算増幅器ＯＰ３の出力電圧、（ｅ）はＡＮＤ
１の出力電圧である。図８および図９において、制御パ
ルスＶcaがゼロのときは演算増幅器ＯＰ１の出力はプラ
スになり、抵抗器Ｒ５とフォトカプラＰＣ１の発光ダイ
オードに電流が流れる。このためフォトカプラＰＣ１の
出力トランジスタはＯＮになってコンデンサＣ１の電荷
を放電させ、前記積分回路をリセットする。制御パルス
Ｖcaがプラスのときは演算増幅器ＯＰ１の出力はマイナ
スになり、抵抗器Ｒ５とフォトカプラＰＣ１の発光ダイ
オードには電流が流れない。このためフォトカプラＰＣ
１の出力トランジスタはＯＦＦになり前記積分回路は積
分動作をするその結果図８（ｃ）に示す三角波Ｖthが前
記積分回路の出力として得られる。

【００２９】この三角波Ｖthは出力制御信号Ｖcnt と演
算増幅器ＯＰ３，抵抗器Ｒ６，Ｒ７およびダイオードＤ
Ｒ２からなる比較器に入力されて比較される。この比較
器はＶth＜Ｖcnt のときプラス、Ｖth＞Ｖcnt のときマ
イナスを出力する。この比較器の出力はアンドゲートＡ
ＮＤ１のひとつの入力端子に加えられる。アンドゲート
ＡＮＤ１のもうひとつの入力端子には制御パルスＶcaが
加えられる。その結果、制御パルスＶcaがプラスでかつ
前記比較器の出力がプラスのとき、アンドゲートＡＮＤ
１の出力がプラスとなり、抵抗器Ｒ８を通してフォトカ
プラＰＣ２，ＰＣ３の発光ダイオードに電流が流れる。
これらの発光ダイオードを持つフォトカプラＰＣ２，Ｐ
Ｃ３の出力トランジスタはそれぞれ制御電源Ｅ２，Ｅ
３、抵抗器Ｒ９，Ｒ１０，トランジスタＴＲ11，ＴＲ12
および制御電源Ｅ４，Ｅ５，抵抗器Ｒ１１，Ｒ１２，ト
ランジスタＴＲ13，ＴＲ14とともにトランジスタ駆動パ
ルスＩp1a ，Ｉp2a を発生する。

【００３０】図５のトランジスタ駆動回路９ｂも９ａと
同じものであるが、入力の制御パルスＶcbがＶcaと２分
の１周期位相がずれているのでトランジスタ駆動パルス
Ｉp1a ，Ｉp2a とは１８０度位相がずれたトランジスタ
駆動パルスＩp1b ，Ｉp2b がトランジスタ駆動回路９ｂ
の出力となる。

【００３１】図１０は本発明の実施例２であり、図３に
示した実施例のうち、インバータ２次回路４ａ，４ｂの
フライホイールダイオードＤs1、Ｄs2および直流リアク
トルＬを外部に取り出して１個のものを共通に使用する
ようにしたものである。その動作は図１１に示すように
図３の実施例の動作を説明する図４の線図とくらべてフ
ライホイールダイオードＤs2の波形（ｅ），（ｆ）およ
び直流リアクトルＬの波形（ｇ）が異なるだけであるの
で詳細な説明は省略する。

【００３２】図１２は本発明の実施例３である。実施例
３と実施例１との違いは、直流リアクトルである。実施
例１では、インバータａ側、インバータｂ側それぞれ独
立したインバータ２次回路４ａの直流リアクトルＬ、イ
ンバータ２次回路４ｂの直流リアクトルＬであるのに対
し、実施例３では、相互に磁気結合した直流リアクトル
Ｌscが用いられ、インバータａ側のＬsc(1/2) とインバ
ータｂ側のＬsc(2/2)の各巻線に流れる電流は互いに磁
束を打ち消すように、磁気的に結合している。

【００３３】図１３に図１２の実施例の動作を説明する
ための線図を示す。図１２および図１３において、直流
電源１、トーチ５および母材６、インバータ１次回路２
ａ、２ｂは、実施例１の図３と同じ動作をする。その動
作波形は図１３の（ａａ）ないし（ｃａ）および（ａ
ｂ）ないし（ｃｂ）となる。図１３の（ａａ）ないし
（ｃａ）の動作と（ａｂ）ないし（ｃｂ）の動作は位相
が互いに半周期ずれている。インバータ２次回路４ａの
整流ダイオードＤs1、フライホイールダイオードＤs2お
よびインバータ２次回路４ｂの整流ダイオードＤs1、フ
ライホイールダイオードＤs2の動作波形は図１３の（ｄ
ａ）、（ｅａ）および（ｄｂ）、（ｅｂ）に示す通りと
なる。

【００３４】インバータ１次回路２ａのトランジスタＴ
p1，Ｔp2がＯＮで、インバータ１次回路２ｂのトランジ
スタＴp1，Ｔp2がＯＦＦのとき、インバータ２次回路４
ａの整流ダイオードＤs1の電流は、結合直流リアクトル
Ｌsc(1/2) に流れる電流と同じである。結合直流リアク
トルＬsc(2/2) 、トーチ５、アーク、母材６、インバー
タ２次回路４ｂのフライホイールダイオードＤs2、結合
直流リアクトルＬsc(2/2) の回路を流れる電流は、結合
直流リアクトルＬsc(1/2) に流れる電流と同じになる。
インバータ１次回路２ａのトランジスタＴp1，Ｔp2がＯ
ＦＦで、インバータ１次回路２ｂのトランジスタＴp1，
Ｔp2がＯＮのとき、インバータ２次回路４ｂの整流ダイ
オードＤs1の電流は結合直流リアクトルＬsc(2/2) に流
れる電流と同じである。この時結合直流リアクトルＬsc
(1/2) 、トーチ５、アーク、母材６、インバータ２次回
路４ａのフライホイールダイオードＤs2、結合直流リア
クトルＬsc(1/2) の回路を流れる電流は、結合直流リア
クトルＬsc(2/2) に流れる電流と同じになる。

【００３５】インバータ１次回路２ａのトランジスタＴ
p1，Ｔp2がＯＦＦで、インバータ１次回路２ｂのトラン
ジスタＴp1，Ｔp2もＯＦＦのとき、結合直流リアクトル
Ｌsc(1/2) 、トーチ５、アーク、母材６、インバータ２
次回路４ａのフライホイールダイオードＤs2、結合直流
リアクトルＬsc(1/2) の回路を流れる電流と、結合直流
リアクトルＬsc(2/2) 、トーチ５、アーク、母材６、イ
ンバータ２次回路４ｂのフライホイールダイオードＤs
2、結合直流リアクトルＬsc(1/2) の回路を流れる電流
は同じになる。インバータ２次回路４ａのフライホイー
ルダイオードＤs2、インバータ２次回路４ｂのＤＲS2の
電圧波形は（ｆａ）、（ｆｂ）に示す。インバータ２次
回路４ａのフライホイールダイオードＤs2の電圧はイン
バータ１次回路２ａのトランジスタＴp1，Ｔp2がＯＮの
ときＶ３max となる。インバータ２次回路４ｂのフライ
ホイールダイオードＤs2の電圧はインバータ１次回路２
ｂのトランジスタＴp1，Ｔp2がＯＮのときＶ３max とな
る。

【００３６】したがって、負荷電圧の最大値はＶ3maxで
あり、負荷電圧の平均値は２・Ｖ3max・（Ｔon／（Ｔon
＋Ｔoff ））となる。この負荷電圧の平均値は、前記し
た図１の回路のものと同じでよいから、Ｖmax ＝２・Ｖ
3maxとなる。このことは、図１２の回路の無負荷電圧
も、図３の回路と同様に、図１の回路の２分の１である
ことを示し、図１２の回路も図１の回路より安全である
ことを示すものである。

【００３７】

【その他の実施例】前記の実施例１ないし実施例３は、
２石式のフォワードコンバータで説明したが、同様のこ
とが１石式のフォワードコンバータでも言える。また、
各インバータ１次回路の入力はそれぞれ別の直流電源に
接続してもよい。

【００３８】また直流電源の出力をコンデンサによって
分割し、各インバータ１次回路の入力をそれぞれのコン
デンサに接続してもよい。図１４はそのようにしたとき
の例を示す接続図である。同図において、Ｃ１、Ｃ２は
直流電源１１の出力部に接続したコンデンサであり、直
流電源１１の出力を２分する。各コンデンサの端子電圧
はそれぞれのインバータ１次回路２ａ、２ｂに供給され
る。同図のその他の部分は図３に示した実施例と同様で
ある。

【００３９】さらに図１５は、図１４の実施例に加え
て、２つのコンデンサによって直流電源の出力電圧を２
分割し、各インバータ１次回路の入力端子を並列にして
直流電源の出力端子に直接接続するか、各インバータ１
次回路の入力端子を直流電源の出力電圧を２分割するそ
れぞれのコンデンサに接続するかの切り替えスイッチＳ
ＷＰを設けたものである。同図の場合は例えば三相２０
０Ｖまたは４００Ｖのように入力電圧が相互に１対２の
関係にある２種類の電源電圧に対して切り替えスイッチ
Ｓwpを選択することにより共通の装置が使用できる。

【００４０】以上は２組のインバータ回路で説明した
が、３組以上のインバータ回路を用いて２次側を並列に
接続した構造としてもよい。この場合の、制御パルス発
生器にはそれぞれ位相が互いに３分の１周期ずつ（１２
０度）ずれた３つの制御パルスを得て、この制御パルス
に同期して出力制御信号に対応した時間幅のパルスを発
生するトランジスタ駆動回路を３組用意すればい。

【００４１】

【本発明の効果】本発明は、上記の通りであるので従来
のフォワードコンバータを用いたインバータ制御式アー
ク溶接機に比べ、無負荷電圧をほぼ２分の１に低減し、
安全性を高められることおよびインバータトランスの合
計容量もほぼ２分の１に低減できる。

【００４２】請求項２においては、さらに低い電圧定格
のトランジスタで高い入力電圧に対応できるフォワード
コンバータを用いたインバータ制御式アーク溶接機を提
供できる。

【００４３】請求項３は、さらに例えば２００Ｖにも４
００Ｖのようにほぼ１対２の関係にある２種類の入力電
圧にも、共用できるフォワードコンバータのインバータ
制御式アーク溶接機を提供できる。

【００４４】請求項４および請求項５の各発明は、さら
にインバータ２次回路のフライホイールダイオードと直
流リアクトルまたは直流リアクトルを一体の部品にする
ことができるので部品点数の低減ができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】従来の２石式のフォワードコンバータの回路を
示す接続図、

【図２】図１のフォワードコンバータの動作波形を示す
線図、

【図３】本発明の第１の実施例を示す接続図、

【図４】図３の実施例の装置の動作を説明するための線
図、

【図５】図３の実施例に用いる制御回路の例を示す接続
図、

【図６】図５の制御回路の動作明するための線図、

【図７】図５の制御回路に用いる制御パルス発生器８の
例を示す接続図、

【図８】図５の制御回路に用いるトランジスタ駆動回路
９ａの例を示す接続図、

【図９】図８のトランジスタ駆動回路９ａの動作を説明
するための線図、

【図１０】本発明の第２の実施例を示す接続図、

【図１１】図１０の実施例の装置の動作を説明するため
の線図、

【図１２】本発明の第３の実施例を示す接続図、

【図１３】図１２の実施例の装置の動作を説明するため
の線図、

【図１４】本発明の第４の実施例を示す接続図、

【図１５】本発明の第５の実施例を示す接続図

【符号の説明】

１，１１ 直流電源 Ｄ1 ないしＤ6 整流器 Ｃ，Ｃ1 ，Ｃ2 平滑用コンデンサ Ｔm1ないしＴm3 交流入力端子 ２，２ａ，２ｂ インバータ１次回路 Ｔp1，Ｔp2 トランジスタ ＴＲ11ないしＴＲ14 トランジスタ Ｄp1，Ｄp2，Ｄp3，Ｄp4 ダイオード ３ インバータトランス ３ａ，３ｂ インバータトランス ４ インバータ２次回路 ４ａ，４ｂ インバータ２次回路 ４１ａ，４１ｂ インバータ２次回路 ４２ａ，４２ｂ インバータ２次回路 Ｄs1 整流ダイオード Ｄs2 フライホイールダイオード Ｌ 直流リアクトル Ｌsc 結合直流リアクトル ５ トーチ ６ 母材 ７ クロックパルス発生器 ８ 制御パルス発生器 ＩＣ１ ステッピングモータ制御用ＩＣ Ｒck1 ，Ｒck2 抵抗器 Ｓwp スイッチ ９ａ トランジスタ駆動回路 ９ｂ トランジスタ駆動回路 ＯＰ１ないしＯＰ３ 演算増幅器 Ｅ 制御電源 Ｅ１ないしＥ５ 制御電源 ＰＣ１ないしＰＣ３ フォトカプラ ＡＮＤ１ ＡＮＤゲート ＤＲ１ないしＤＲ３ ダイオード Ｒ１ないしＲ１２ 抵抗器

Claims (5)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】１次入力端子を並列にしてひとつの直流電
   源に接続するかまたは別々の直流電源から電力を供給さ
   れるとともに出力端子を並列接続したｎ組（ただしｎは
   ２以上の整数）のフォワードコンバータと、前記各組の
   フォワードコンバータをｎ分の１周期ずつ順次位相をず
   らせて運転する制御回路とを備えたインバータ制御式溶
   接電源。
2. 【請求項２】直流電源の出力電圧を分割するｎ個（ただ
   しｎは２以上の整数）のコンデンサと、前記各コンデン
   サの端子電圧を入力とし出力端子を並列接続したｎ組の
   フォワードコンバータと、前記フォワードコンバータを
   ｎ分の１周期ずつ順次位相をずらせて運転する制御回路
   とを備えたインバータ制御式溶接電源。
3. 【請求項３】直流電源の出力電圧を２等分する２個のコ
   ンデンサと、出力端子を並列に接続した２組のフォワー
   ドコンバータと、前記直流電源の出力電圧に応じて前記
   ２組のフォワードコンバータの入力端子を並列にして直
   流電源の出力端子に直接接続するか各組のフォワードコ
   ンバータの入力端子を前記各コンデンサのそれぞれの端
   子に接続するかを選択する切り替え回路と、前記各組の
   フォワードコンバータを２分の１周期だけ相互に位相を
   ずらせて運転する制御回路とを備えたインバータ制御式
   溶接電源。
4. 【請求項４】請求項１ないし請求項３に記載のインバー
   タ制御式溶接電源において、前記各組のフォワードコン
   バータの出力端子を並列接続した後にひとつの直流リア
   クトルを接続したインバータ制御式溶接電源。
5. 【請求項５】請求項１または２に記載のインバータ制御
   式溶接電源において、前記フォワードコンバータを２組
   とし、各組の出力端子に直流リアクトルを設け、各直流
   リアクトルの巻線が共通の鉄心に巻かれかつ各巻線に流
   れる電流がつくる磁界が互いに打ち消しあう極性の巻線
   によって構成されたインバータ制御式溶接電源。