JPH0779212B2 - 電磁比例制御弁用パワ−アンプ - Google Patents
電磁比例制御弁用パワ−アンプInfo
- Publication number
- JPH0779212B2 JPH0779212B2 JP60157383A JP15738385A JPH0779212B2 JP H0779212 B2 JPH0779212 B2 JP H0779212B2 JP 60157383 A JP60157383 A JP 60157383A JP 15738385 A JP15738385 A JP 15738385A JP H0779212 B2 JPH0779212 B2 JP H0779212B2
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- JP
- Japan
- Prior art keywords
- control valve
- output
- proportional control
- linear
- comparator
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
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- Magnetically Actuated Valves (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 本発明は、電磁比例制御弁用のパワーアンプに関し、一
層詳細には、電磁弁を構成するソレノイドを駆動するた
めに用いられる温度ドリフトの少ない安定した出力が得
られるパワーアンプに関する。
層詳細には、電磁弁を構成するソレノイドを駆動するた
めに用いられる温度ドリフトの少ない安定した出力が得
られるパワーアンプに関する。
従来から、電流の大きさによって空気の流量や圧力を無
段階に制御するものとして電磁比例制御弁が多数採用さ
れるに至っている。電磁比例制御弁はその内部に比例ソ
レノイドを組み込んでいる。この比例ソレノイドは有効
ストロークの範囲内では励磁電流に対する吸引力が一定
となる特性を有する。従って、電磁比例制御弁は比例ソ
レノイドの吸引力がその電磁電流の大きさに比例すると
いう関係を利用して、空気流量・圧力の制御を行う。
段階に制御するものとして電磁比例制御弁が多数採用さ
れるに至っている。電磁比例制御弁はその内部に比例ソ
レノイドを組み込んでいる。この比例ソレノイドは有効
ストロークの範囲内では励磁電流に対する吸引力が一定
となる特性を有する。従って、電磁比例制御弁は比例ソ
レノイドの吸引力がその電磁電流の大きさに比例すると
いう関係を利用して、空気流量・圧力の制御を行う。
一般的に、電磁比例制御弁ではソレノイドを駆動してシ
リンダ等のストロークの制御をするために励磁コイルに
対して頻繁に通電する。この結果、当該励磁コイル自体
が発熱し、あるいは、電磁比例制御弁の周囲の温度変化
が惹起し、さらには弁内を通流する流体温度の変化に起
因して前記励磁コイルのインピーダンスが大きく変わ
る。このために、励磁電流が大きく変化することにな
り、これが比例ソレノイドの出力の変化として顕れる。
すなわち、励磁コイルに定電圧を印加するだけでは、所
望の空気流量、あるいは、圧力の制御が達成されず、安
定性並びに再現性を欠く不都合を露呈する。
リンダ等のストロークの制御をするために励磁コイルに
対して頻繁に通電する。この結果、当該励磁コイル自体
が発熱し、あるいは、電磁比例制御弁の周囲の温度変化
が惹起し、さらには弁内を通流する流体温度の変化に起
因して前記励磁コイルのインピーダンスが大きく変わ
る。このために、励磁電流が大きく変化することにな
り、これが比例ソレノイドの出力の変化として顕れる。
すなわち、励磁コイルに定電圧を印加するだけでは、所
望の空気流量、あるいは、圧力の制御が達成されず、安
定性並びに再現性を欠く不都合を露呈する。
そこで、該る欠点を除去するために、ソレノイド駆動用
のパワーアンプに帰還回路を用いる解決策が当該考慮さ
れてくる。然しながら、この場合、帰還回路として差動
増幅器を組み込むと、当該増幅器自体を構成する抵抗の
抵抗値のばらつき、あるいは、温度係数の相違から温度
ドリフトにより帰還精度が低下するという別の不都合が
顕れてくる。すなわち、これらのことは、ソレノイドを
構成する励磁電流の変化となり、結局、設定された弁自
体の位置制御が不安定となり、また、再現性を欠くこと
を意味する。
のパワーアンプに帰還回路を用いる解決策が当該考慮さ
れてくる。然しながら、この場合、帰還回路として差動
増幅器を組み込むと、当該増幅器自体を構成する抵抗の
抵抗値のばらつき、あるいは、温度係数の相違から温度
ドリフトにより帰還精度が低下するという別の不都合が
顕れてくる。すなわち、これらのことは、ソレノイドを
構成する励磁電流の変化となり、結局、設定された弁自
体の位置制御が不安定となり、また、再現性を欠くこと
を意味する。
この不都合を解決する手段としては、特に、ソレノイド
を駆動する信号を帰還用の差動増幅器を介することな
く、直接、入力側のオペアンプに帰還させる構成が考え
られる。然しながら、この方式によれば、帰還用抵抗は
オペアンプの反転入力端子に接続されているために、前
記帰還用抵抗の後に生じる電位はオペアンプ駆動用電源
から供給される電位に対し負の電位となる必要がある。
このために、実際上は、オペアンプを駆動する電源とは
別異の電源系を接続し、帰還用抵抗に係る電位が負とな
るように構成している。
を駆動する信号を帰還用の差動増幅器を介することな
く、直接、入力側のオペアンプに帰還させる構成が考え
られる。然しながら、この方式によれば、帰還用抵抗は
オペアンプの反転入力端子に接続されているために、前
記帰還用抵抗の後に生じる電位はオペアンプ駆動用電源
から供給される電位に対し負の電位となる必要がある。
このために、実際上は、オペアンプを駆動する電源とは
別異の電源系を接続し、帰還用抵抗に係る電位が負とな
るように構成している。
すなわち、前記のような構成ではオペアンプ駆動用の電
源と帰還用抵抗の後に生じる電位を負電位に保持するた
めのパワー出力用電源の二つの直流電源系を用意しなけ
ればならない。このことは、回路構成自体を複雑化する
と共に、特に、基板等を用いて電磁比例制御弁の制御系
を小型化しようとする要請に沿えないという不都合を生
じる。
源と帰還用抵抗の後に生じる電位を負電位に保持するた
めのパワー出力用電源の二つの直流電源系を用意しなけ
ればならない。このことは、回路構成自体を複雑化する
と共に、特に、基板等を用いて電磁比例制御弁の制御系
を小型化しようとする要請に沿えないという不都合を生
じる。
本発明は前記の不都合を克服するためになされたもので
あって、単一の直流電源によってオペアンプを駆動する
と共にフィードバック系からの帰還信号の電位を負電位
に保持し、しかも温度ドリフトが少なく、従って、動作
の安定した電磁比例制御弁に好適に用いられるパワーア
ンプを提供することを目的とする。
あって、単一の直流電源によってオペアンプを駆動する
と共にフィードバック系からの帰還信号の電位を負電位
に保持し、しかも温度ドリフトが少なく、従って、動作
の安定した電磁比例制御弁に好適に用いられるパワーア
ンプを提供することを目的とする。
前記の目的を達成するために、本発明は直流電源と、第
１の線形演算器と、この第１線形演算器の出力側に接続
される比較器と、前記比較器に出力信号を送給する関数
発生器と、前記比較器の出力側に接続されて電磁比例制
御弁のソレノイドを駆動する出力部と、この出力部から
の出力信号を受け前記第１線形演算器に帰還信号を送る
第２の線形演算器とからなり、少なくとも、前記第１線
形演算器に接続される零点調整器と、関数発生器に接続
される周期調整器と、第２線形演算器とに前記直流電源
から送給される共通の電圧を印加して電磁比例制御弁を
制御することを特徴とする。
１の線形演算器と、この第１線形演算器の出力側に接続
される比較器と、前記比較器に出力信号を送給する関数
発生器と、前記比較器の出力側に接続されて電磁比例制
御弁のソレノイドを駆動する出力部と、この出力部から
の出力信号を受け前記第１線形演算器に帰還信号を送る
第２の線形演算器とからなり、少なくとも、前記第１線
形演算器に接続される零点調整器と、関数発生器に接続
される周期調整器と、第２線形演算器とに前記直流電源
から送給される共通の電圧を印加して電磁比例制御弁を
制御することを特徴とする。
次に、本発明に係る電磁比例制御弁のパワーアンプにつ
いて好適な実施例を挙げ、添付の図面を参照しながら以
下詳細に説明する。
いて好適な実施例を挙げ、添付の図面を参照しながら以
下詳細に説明する。
第１図において、参照符号10は本発明に係る電磁比例制
御弁を構成するソレノイド駆動用の制御回路を示す。前
記制御回路10は、基本的には電源回路12、関数発生器1
4、第１の線形演算器16、第２の線形演算器18、比較器2
0および出力部22とから構成される。電源回路12には、
この場合、例えば、＋24Vの電圧を導入し、出力側にはG
ND端子12a、−18Vの出力を供給する端子12b、−8Vの出
力を供給する端子12cおよび−24Vの出力電圧を供給する
端子12dを設けておく。これらの端子12a、12b、12cおよ
び12dは破線で囲繞された関数発生器14、線形演算器1
6、18および比較器20を一体的にモジュール化した回路
に設けられた端子に接続する。
御弁を構成するソレノイド駆動用の制御回路を示す。前
記制御回路10は、基本的には電源回路12、関数発生器1
4、第１の線形演算器16、第２の線形演算器18、比較器2
0および出力部22とから構成される。電源回路12には、
この場合、例えば、＋24Vの電圧を導入し、出力側にはG
ND端子12a、−18Vの出力を供給する端子12b、−8Vの出
力を供給する端子12cおよび−24Vの出力電圧を供給する
端子12dを設けておく。これらの端子12a、12b、12cおよ
び12dは破線で囲繞された関数発生器14、線形演算器1
6、18および比較器20を一体的にモジュール化した回路
に設けられた端子に接続する。
次に、前記第１線形演算器16はオペアンプ16aを含み、
前記オペアンプ16aの一方の入力端子には利得調整器24
の出力端子を接続し、なお、前記利得調整器24は一方に
おいて制御信号の入力端子となる。可変抵抗を含む零点
調整器26の出力側は前記オペアンプ16aの反転入力端子
に接続され、また、周期調整器28の出力側は前記関数発
生器14を構成するオペアンプ14aの反転入力端子に接続
する。
前記オペアンプ16aの一方の入力端子には利得調整器24
の出力端子を接続し、なお、前記利得調整器24は一方に
おいて制御信号の入力端子となる。可変抵抗を含む零点
調整器26の出力側は前記オペアンプ16aの反転入力端子
に接続され、また、周期調整器28の出力側は前記関数発
生器14を構成するオペアンプ14aの反転入力端子に接続
する。
ところで、前記第１線形演算器16を構成するオペアンプ
16aの出力側は比較器20を構成するアンプ20aの一方の入
力端子に接続され、なお、この入力端子には関数発生器
14の出力側も接続されている。一方、前記アンプ20aの
非反転入力端子には抵抗R1、R2が接続され、且つ、この
比較器20の出力側はその出力信号によって通断するスイ
ッチングトランジスタTr1に接続される。前記トランジ
スタTr1の出力側はモジュールの外部に外付けされてい
る。
16aの出力側は比較器20を構成するアンプ20aの一方の入
力端子に接続され、なお、この入力端子には関数発生器
14の出力側も接続されている。一方、前記アンプ20aの
非反転入力端子には抵抗R1、R2が接続され、且つ、この
比較器20の出力側はその出力信号によって通断するスイ
ッチングトランジスタTr1に接続される。前記トランジ
スタTr1の出力側はモジュールの外部に外付けされてい
る。
前記出力部22は、図から容易に諒解されるように、実質
的にはスイッチングトランジスタTr2とパワートランジ
スタTr3とから構成されており、その出力側は電流検出
用抵抗R3と電磁比例制御弁のソレノイド30に接続されて
いる。なお、この場合、電流検出用抵抗R3はモジュール
内部の第２線形演算器18を構成するオペアンプ18aの反
転入力端子と非反転入力端子とに夫々接続されており、
前記の通り、この第２線形演算器18の出力側は前記第１
線形演算器16を構成するオペアンプ16aの非反転入力端
子に接続さている。
的にはスイッチングトランジスタTr2とパワートランジ
スタTr3とから構成されており、その出力側は電流検出
用抵抗R3と電磁比例制御弁のソレノイド30に接続されて
いる。なお、この場合、電流検出用抵抗R3はモジュール
内部の第２線形演算器18を構成するオペアンプ18aの反
転入力端子と非反転入力端子とに夫々接続されており、
前記の通り、この第２線形演算器18の出力側は前記第１
線形演算器16を構成するオペアンプ16aの非反転入力端
子に接続さている。
本発明に係る電磁比例制御弁のパワーアンプは基本的に
は以上のように構成されるものであり、次にその作用並
びに効果について説明する。
は以上のように構成されるものであり、次にその作用並
びに効果について説明する。
前記の通り、電源回路12には＋24Vの直流電圧が供給さ
れて、−24V、−18Vおよび−8Vの出力を得る。前記−24
Vの出力電圧は出力部22を構成するトランジスタTr3のエ
ミッタ側に印加する。一方、前記−18Vの出力電圧は零
点調整器26、周期調整器28、第２線形演算器18に印加さ
れる。すなわち、零点調整器26に印加される前記−18V
の電圧は関数発生器14を構成するオペアンプ14aのオフ
セット電圧を調整する役割を果たす。一方、第２線形演
算器18はこれに印加される−18Vの電源電圧によって駆
動されるように構成している。すなわち、前記の説明か
ら明らかな通り、この発明では、特に、零点調整器26、
周期調整器28およびオペアンプ18への電源を夫々に共通
に−18Vが印加されるように構成している。このように
することによって電源系をより簡素化出来る。
れて、−24V、−18Vおよび−8Vの出力を得る。前記−24
Vの出力電圧は出力部22を構成するトランジスタTr3のエ
ミッタ側に印加する。一方、前記−18Vの出力電圧は零
点調整器26、周期調整器28、第２線形演算器18に印加さ
れる。すなわち、零点調整器26に印加される前記−18V
の電圧は関数発生器14を構成するオペアンプ14aのオフ
セット電圧を調整する役割を果たす。一方、第２線形演
算器18はこれに印加される−18Vの電源電圧によって駆
動されるように構成している。すなわち、前記の説明か
ら明らかな通り、この発明では、特に、零点調整器26、
周期調整器28およびオペアンプ18への電源を夫々に共通
に−18Vが印加されるように構成している。このように
することによって電源系をより簡素化出来る。
そこで、以上のような設定状態において、利得調整器24
を調整してその目標値を選択し、一方、零点調整器26を
調整してオペアンプ16aのオフセット電圧を決定し、電
磁比例制御弁にバイアス電流を流すことが出来る。従っ
て、前記オペアンプ16aからは利得調整器24の出力信
号、零点調整器26の出力信号および第２線形演算器18の
オペアンプ18aの出力信号の和に相当する信号が比較器2
0に出力される。
を調整してその目標値を選択し、一方、零点調整器26を
調整してオペアンプ16aのオフセット電圧を決定し、電
磁比例制御弁にバイアス電流を流すことが出来る。従っ
て、前記オペアンプ16aからは利得調整器24の出力信
号、零点調整器26の出力信号および第２線形演算器18の
オペアンプ18aの出力信号の和に相当する信号が比較器2
0に出力される。
一方、−18Vの電圧を印加される周期調整器28の出力信
号は関数発生器14を構成するオペアンプ14aの一方の入
力端子に導入され、また、前記オペアンプ14aの他方の
入力端子には電源回路12からの−8Vに係る基準電圧が印
加される。これによって、関数発生器14では、例えば、
−8V乃至−3Vの振幅の範囲内で鋸歯状波を発生し、この
鋸歯状波は比較器20を構成するオペアンプ20aに導入さ
れる。前記の通り、比較器20の反転入力端子には第１線
形演算器16の出力信号が導入されるように構成されてお
り、結局、この反転入力端子には前記関数発生器14の出
力信号と第１線形演算器16の出力信号との和の信号が導
入される。この信号は、前記比較器20の非反転入力端子
側に接続された抵抗R1、R2および比較器の出力レベルに
よって決定される基準電圧VH、VL（VH＞VL）と比較さ
れ、基準電圧VHよりも高い場合には低レベル信号Ｌを出
力し、一方、基準電圧VLよりも低い場合には高レベル信
号Ｈを出力する。
号は関数発生器14を構成するオペアンプ14aの一方の入
力端子に導入され、また、前記オペアンプ14aの他方の
入力端子には電源回路12からの−8Vに係る基準電圧が印
加される。これによって、関数発生器14では、例えば、
−8V乃至−3Vの振幅の範囲内で鋸歯状波を発生し、この
鋸歯状波は比較器20を構成するオペアンプ20aに導入さ
れる。前記の通り、比較器20の反転入力端子には第１線
形演算器16の出力信号が導入されるように構成されてお
り、結局、この反転入力端子には前記関数発生器14の出
力信号と第１線形演算器16の出力信号との和の信号が導
入される。この信号は、前記比較器20の非反転入力端子
側に接続された抵抗R1、R2および比較器の出力レベルに
よって決定される基準電圧VH、VL（VH＞VL）と比較さ
れ、基準電圧VHよりも高い場合には低レベル信号Ｌを出
力し、一方、基準電圧VLよりも低い場合には高レベル信
号Ｈを出力する。
スイッチング用トランジスタTr1は前記比較器20からの
出力信号を受けて、その信号が高い場合、当該トランジ
スタTr1は導通し、一方、その出力信号が低い場合には
遮断される。従って、前記トランジスタTr1の通断する
出力信号によって、第２のスイッチングトランジスタTr
2およびパワートランジスタTr3が通断することになる。
勿論、パワートランジスタTr3が導通することによっ
て、ソレノイド30には所定の電流が流れ、励磁コイルが
励磁されて図示しないソレノイドを駆動する。
出力信号を受けて、その信号が高い場合、当該トランジ
スタTr1は導通し、一方、その出力信号が低い場合には
遮断される。従って、前記トランジスタTr1の通断する
出力信号によって、第２のスイッチングトランジスタTr
2およびパワートランジスタTr3が通断することになる。
勿論、パワートランジスタTr3が導通することによっ
て、ソレノイド30には所定の電流が流れ、励磁コイルが
励磁されて図示しないソレノイドを駆動する。
なお、この場合、前記関数発生器14からの鋸歯状波の振
幅の変化に伴い、比較器20からの出力信号Ｈ、Ｌは当該
鋸歯状波の周期に対応して高速で反転し、これに伴っ
て、パワートランジスタTr3は高速で通断するに至る。
このため、ソレノイド30に通流する電流はソレノイドの
インダクタンス成分により平滑化され、直流分にリップ
ルがのった波形となる。結局、当該パルス電流の総和が
目標値に対応したものとなる。そして、前記構成におい
て、負帰還回路を構成する第２線形演算器18の出力側は
第１線形演算器16に導入されている。このため、ソレノ
イド30に対する通電量は利得調整器24において設定され
た値と対応することになる。
幅の変化に伴い、比較器20からの出力信号Ｈ、Ｌは当該
鋸歯状波の周期に対応して高速で反転し、これに伴っ
て、パワートランジスタTr3は高速で通断するに至る。
このため、ソレノイド30に通流する電流はソレノイドの
インダクタンス成分により平滑化され、直流分にリップ
ルがのった波形となる。結局、当該パルス電流の総和が
目標値に対応したものとなる。そして、前記構成におい
て、負帰還回路を構成する第２線形演算器18の出力側は
第１線形演算器16に導入されている。このため、ソレノ
イド30に対する通電量は利得調整器24において設定され
た値と対応することになる。
本発明によれば、以上のように、単一の直流電源により
電磁比例制御弁の制御系を駆動するように構成してい
る。しかも第１、第２の線形演算器、関数発生器、比較
器を互いに可及的に接するように一体的に組み込んでモ
ジュール化しており、このために小型化が一段と促進さ
れると共にそれに組み込まれる各種抵抗の温度ドリフト
も少なくて済む。このために安定した動作が得られると
共に信頼性も一層向上する動作が得られるという利点が
得られる。
電磁比例制御弁の制御系を駆動するように構成してい
る。しかも第１、第２の線形演算器、関数発生器、比較
器を互いに可及的に接するように一体的に組み込んでモ
ジュール化しており、このために小型化が一段と促進さ
れると共にそれに組み込まれる各種抵抗の温度ドリフト
も少なくて済む。このために安定した動作が得られると
共に信頼性も一層向上する動作が得られるという利点が
得られる。
以上、本発明について好適な実施例を挙げて説明した
が、本発明は前記の実施例に限定されるものではなく、
本発明の要旨を逸脱しない範囲において種々の改良並び
に設計の変更が可能なことは勿論である。
が、本発明は前記の実施例に限定されるものではなく、
本発明の要旨を逸脱しない範囲において種々の改良並び
に設計の変更が可能なことは勿論である。
第１図は本発明に係る電磁比例制御弁のソレノイドを駆
動制御するためのブロック図、第２図は第１図のブロッ
ク図の内容を詳細に説明する回路図である。 10……制御回路、12……電源回路 14……関数発生器、16、18……線形演算器 20……比較器、22……出力部 24……利得調整器、26……零点調整器 28……周期調整器、30……ソレノイド
動制御するためのブロック図、第２図は第１図のブロッ
ク図の内容を詳細に説明する回路図である。 10……制御回路、12……電源回路 14……関数発生器、16、18……線形演算器 20……比較器、22……出力部 24……利得調整器、26……零点調整器 28……周期調整器、30……ソレノイド
Claims (2)
- 【請求項１】直流電源と、第１の線形演算器と、この第
１線形演算器の出力側に接続される比較器と、前記比較
器に出力信号を送給する関数発生器と、前記比較器の出
力側に接続されて電磁比例制御弁のソレノイドを駆動す
る出力部と、この出力部からの出力信号を受け前記第１
線形演算器に帰還信号を送る第２の線形演算器とからな
り、少なくとも、前記第１線形演算器に接続される零点
調整器と、関数発生器に接続される周期調整器と、第２
線形演算器とに前記直流電源から送給される共通の電圧
を印加して電磁比例制御弁を制御することを特徴とする
電磁比例制御弁用パワーアンプ。 - 【請求項２】特許請求の範囲第１項記載のパワーアンプ
において、第１線形演算器、第２線形演算器、比較器お
よび関数発生器を単一のモジュールに組み込んでなる電
磁比例制御弁用パワーアンプ。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP60157383A JPH0779212B2 (ja) | 1985-07-17 | 1985-07-17 | 電磁比例制御弁用パワ−アンプ |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP60157383A JPH0779212B2 (ja) | 1985-07-17 | 1985-07-17 | 電磁比例制御弁用パワ−アンプ |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6218804A JPS6218804A (ja) | 1987-01-27 |
| JPH0779212B2 true JPH0779212B2 (ja) | 1995-08-23 |
Family
ID=15648444
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP60157383A Expired - Lifetime JPH0779212B2 (ja) | 1985-07-17 | 1985-07-17 | 電磁比例制御弁用パワ−アンプ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0779212B2 (ja) |
Families Citing this family (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0749531Y2 (ja) * | 1989-08-24 | 1995-11-13 | エスエムシー株式会社 | 電空比例弁用パワーアンプ |
| JP2579789Y2 (ja) * | 1992-08-07 | 1998-08-27 | 東芝エンジニアリング株式会社 | 自動クリーンアップ装置 |
| JP4067384B2 (ja) * | 2002-10-30 | 2008-03-26 | 株式会社ミクニ | 燃料噴射方法 |
Family Cites Families (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5614668A (en) * | 1979-07-17 | 1981-02-12 | Japan Electronic Control Syst Co Ltd | Current controller for solenoid valve |
| JPS5642775A (en) * | 1979-09-11 | 1981-04-21 | Nippon Denso Co Ltd | Driver for solenoid valve |
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-
1985
- 1985-07-17 JP JP60157383A patent/JPH0779212B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS6218804A (ja) | 1987-01-27 |
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