JPH0779290B2

JPH0779290B2 - エコ−除去装置

Info

Publication number: JPH0779290B2
Application number: JP398587A
Authority: JP
Inventors: 晃金政; 昭彦杉山
Original assignee: NEC Corp
Current assignee: NEC Corp
Priority date: 1987-01-13
Filing date: 1987-01-13
Publication date: 1995-08-23
Anticipated expiration: 2010-08-23
Also published as: JPS63173422A

Description

【発明の詳細な説明】〔産業上の利用分野〕本発明は２線双方向ディジタル伝送を実現するためのエ
コー除去装置に関するものであり、更に具体的には、２
線/4線変換回路の４線側にて送信回路より受信回路へ漏
れ込むエコーを除去するエコー除去装置の改良に関す
る。

〔従来の技術〕

ペア線を用いて２線双方向ディジタル伝送を実現するた
めの公知の技術としてエコーキャンセラが知られてい
る。アイイーイーイー・トランザクジョンズ・オン・ア
ークスティックス・スピーチ・アンド・シグナル・プロ
セッシング（IEEE TRANSACTIONS ON ACOUSTICS,SPEECH,
AND SIGNAL PROCESSING）、27巻、６号、1979年、768〜
781ページには、このようなエコーキャンセラが示され
ている。エコーキャンセラはエコーのインパルス応答の
長さ分のタップ係数を持つ適応（アダプティブ）・フィ
ルタを用いて送出データ系列に対応した擬似エコー（エ
コーレプリカ）を生成する。アダプティブ・フィルタ
は、前掲の文献ではトランスバーサル型のものが記載さ
れており、このトランスバーサル型のものでは、タップ
毎に係数メモリを有する。このようなアダプティブ・フ
ィルタによってエコーレプリカを生成することにより、
エコーキャンセラは、２線/4線変換回路にて送信回路か
ら受信回路に漏れ込むエコーを抑圧するように動作す
る。この時、アダプティブ・フィルタの各タップ係数
は、エコーと受信信号が混在した混在信号からエコーレ
プリカを差し引いた差信号と送信データとの相関をとる
ことにより逐次修正される。

第５図は、前掲の文献に示されたエコーキャンセラの構
成のもとに、その原理図を示したものである。入力端子
１に送信すべき２値データが供給され、符号器２に入力
される。符号器２では、入力された２値データを用い、
採用される伝送路符号の符号化則に従って零レベルある
いは正または負のパルスを発生する。発生されたパルス
がハイブリッド（HYB）（２線/4線変換回路）３を介し
て２線伝送路12に送出されると同時に、このパルスに対
応した多値符号アダプティブ・フィルタ13に供給され
る。一方受信信号は、伝送路12及びハイブリッド３を介
して低域通過フィルタ４に供給される。低域通過フィル
タ４にて不要な高域成分が除去されたのち、フィルタ出
力は減算器５を介して復調器６に入力される。復調器６
は線路等化、タイミング抽出、識別などの機能を有して
おり、２値データとして復調された受信信号が出力端子
７に現れる。ここで、ハイブリッド３におけるインピー
ダンスの不整合により符号器２の出力がエコーとして受
信回路に漏れ込み低域通過フィルタ４に入力される。こ
のエコーは受信信号を復調する際妨害を与え、問題とな
る。アダプティブ・フィルタ13及び減算器５は受信信号
の復調に妨害を与えるエコーを消去するためのもので、
このアダプティブ・フィルタ13で適応的にエコーレプリ
カを生成することにより、低域通過フィルタ４の出力に
含まれているエコーが除去される。

このようにして、１個のアダプティブ・フィルタ13を用
いて、送信回路より受信回路へ漏れ込むエコーの除去を
行う。

〔発明が解決しようとする問題点〕

しかしながら、現実の回路では、第５図における符号器
２で発生される正のパルスと負のパルスが完全に対称と
なる条件を満足するのは非常に困難であり、特に回路の
LSI化を考えると通常５％程度の非対称成分を許容せざ
るを得ない。このとき、正負パルスの非対称成分に起因
して在留エコーが増大し、所望のレベルに抑圧すること
が困難になる。これを解決するため、従来はタップ係数
として正及び負の送出パルスに対応する２種類のメモリ
を用意しなければならず、このため第５図に示したよう
に１個のアダプティブ・フィルタを用いる従来の構成に
あっては、必要とするメモリ容量が倍増し、従ってハー
ドウェア規模が大きくなるという問題があった。

本発明の目的は、ハードウェア規模の小さいエコー除去
装置を提供することにある。

〔問題点を解決するための手段〕

本発明は、２線/4線変換回路にて送信回路より受信回路
へ漏れ込むエコーを除去するエコー除去装置において、送信すべき２値データを受け、伝送路符号の符号化則に
従って零レベルあるいは正または負のパルスを発生する
と同時に、これに対応した３値データを発生する符号器
と、この符号器から供給される前記３値データを受け、前記
正または負のパルスが対称であるとみなし１種類のタッ
プ係数に対し符号を制御することにより第１のエコーレ
プリカを発生する第１のアダプティブフィルタと、前記３値データを受け、前記正のパルスが発生した時の
み、または前記負のパルスが発生した時のみ“1"を発生
するデータ変換器と、このデータ変換器の出力を受け、この出力が“1"の時の
みタップ係数出力を有効とするように動作し第２のエコ
ーレプリカを発生する第２のアダプティブフィルタと、前記第１のエコーレプリカと第２のエコーレプリカの和
を得る加算器と、この加算器の出力をエコーと受信信号が混在した混在信
号から差し引く減算器とを具備し、この減算器の出力を用いて、前記第１のアダプティブフ
ィルタの入力が正または負のパルスを発生しているタッ
プ係数を更新すると同時に、前記第２のアダプティブフ
ィルタの入力が“1"となっているタップ係数のみを更新
することにより、前記第１および第２のアダプティブフ
ィルタを適応動作させることを特徴としている。

〔作用〕

本発明のエコー除去装置は、正と負のパルスの非対称生
に起因するエコーを２個のアダプティブ・フィルタを用
いて除去する。２個のアダプティブ・フィルタを用いる
ときは、第１のアダプティブ・フィルタは正負パルスを
対称とみなしてエコーを除去し、一方、第２のアダプテ
ィブ・フィルタは、正負パルスの非対称性に起因するエ
コーを除去するよう、エコー除去に必要とされるエコー
レプリカをこれら２個のアダプティブ・フィルタで分担
して生成させることが可能となり、所望のエコーレプリ
カは第１と第２のアダプティブ・フィルタの出力を加算
して得られる。非対称性に起因するエコーの振幅は対称
なエコーの振幅よりも小さいので、エコーパスのインパ
ルス応答の長さにより決定されるアダプティブ・フィル
タのタップ数は少なくなり、２個のアダプティブ・フィ
ルタを考慮した所望係数メモリも、正負２種類持つ従来
の方式よりも少なくなる。

〔実施例〕

次に、本発明について図面を参照して説明する。

第１図は本発明の一実施例を示すブロック図である。第
１図において、第５図と同一の参照番号を付与された機
能ブロックは第５図と同一の機能を有するものとする。
すなわち、符号器２は、送信すべき２値データを伝送路
符号に変換するためのものであり、所定の符号化則に従
ってパルスを出力する。符号化則のいくつかの例は第２
図及び第４図に示されている。これについては後述す
る。ハイブリッド３は、符号器２により発生されたパル
スを２線伝送路12に送出し、一方、相手側からの受信信
号を低域通過フィルタ４に供給し、低域通過フィルタ４
では不要な高域成分を除去する。

また、復調器６は、エコー除去後の受信信号を２値デー
タに復調して出力端子７に送出するものであり、第５図
の場合と同様、線路等化、タイミング抽出、識別などの
機能を有する。

このような送受信系において、第１図の場合は、エコー
除去のためアダプティブ・フィルタとして第１と第２の
２個のアダプティブ・フィルタ9,10を用いると共に、更
にデータ変換回路８と加算器11を有しており、減算器
５′へはその加算器11の出力が供給されるようになって
いる。

第１のアダプティブ・フィルタ９は、符号器２から供給
される信号を受けて第１のエコーレプリカを発生するア
ダプティブ・フィルタであり、第２のアダプティブ・フ
ィルタ10は、符号器２から供給される信号を変換するデ
ータ変換回路８の出力を受けて第２のエコーレプリカを
発生するアダプティブ・フィルタである。

加算器11は、これら第１のエコーレプリカと第２のエコ
ーレプリカの和を得るものであり、減算器５′は、この
加算器11の出力をエコーと受信信号が混在した混在信号
から差し引くようにする。

このように、２線/4線変換回路の４線側にて送信回路よ
り受信回路へ漏れ込むエコーを除去する装置において、
送信すべき２値データを伝送路符号に変換するための符
号器２と、この符号器２から供給される信号を受け第１
のエコーレプリカを発生するための第１のアダプティブ
・フィルタ９と、符号器２から供給される信号を変換す
るデータ変換回路８と、このデータ変換回路８の出力を
受け第２のエコーレプリカを発生するための第２のアダ
プティブ・フィルタ10と、第１のエコーレプリカと第２
のエコーレプリカの和を得るための加算器11と、この加
算器11の出力をエコーと受信信号が混在した混在信号か
ら差し引く減算器５′とを少なくとも具備し、この減算
器５′の出力を用いて第１と第２のアダプティブ・フィ
ルタ9,10を適応化することにより、エコーの除去を行う
ように構成されている。

第１図と第５図の相違点は、このように、エコーレプリ
カを生成する第５図のアダプティブ・フィルタ13が、第
１図では第１のアダプティブ・フィルタ９と第２のアダ
プティブ・フィルタ10に置き換えられている点と、これ
に伴ってアダプティブ・フィルタ10にデータを供給する
データ変換回路８が付加されている点と、これら２個の
アダプティブ・フィルタ9,10からの各エコーレプリカを
加算器11で加算して減算器５′に与え、その出力を用い
て各アダプティブ・フィルタ9,10を適応化するようにし
ている点である。

次に、代表的３値符号であるAMI（Alternate Mark Inve
rsion）符号を例にとり、第２図に示す各部の波形例を
参照して第１図の動作を説明する。

第２図（ａ）は、AMI符号の符号化則を示す。この符号
化則においては、第２図（ａ）の（イ）のように、入力
データ“0"に対しては０を出力する。また、（ロ）のよ
うに、入力データ“1"に対しては＋１と−１を交互に出
力する。第２図（ｂ）の（Ａ）は第１図の入力端子１に
供給される送信すべき２値データを示す。横軸は時間軸
であり、データ周期はＴ秒とする。送信すべき２値デー
タを受けAMI符号に変換する第１図の符号器２の出力波
形を第２図（ｂ）の（Ｄ）に示す。第２図（ｂ）の
（Ａ）と（Ｄ）を比較すれば明らかなように、入力され
た２値データが“0"のときは零レベルを、“1"のときは
正のパルス又は負のパルスを交互に出力している。しか
しながら現実の回路では正のパルスと負のパルスが完全
に対称となる条件を満足するのは非常に困難であり、
（Ｄ）に示す波形は実線図示の如くある程度の非対称成
分を含んでいる。（Ｄ）に示す波形は負のパルスが正の
パルスより若干振幅が小さい場合を表しており、当面こ
のような場合について説明する。このとき、正負パルス
の非対称性に起因して残留エコーが増大し、所望のレベ
ルに抑圧することが困難になる。本実施例では、この問
題は次のようにして解決されている。

まず、第２図（ｂ）の（Ｄ）に示す正負パルスが非対称
なAMI符号化出力波形を、（Ｅ）に示す正負パルスが対
称な波形と（Ｆ）に示す正負パルスの非対称性を補正す
る波形に分割して考える。これら（Ｅ）と（Ｆ）に示す
波形を加算すれば（Ｄ）に示す波形が得られることは明
らかである。そこで、（Ｅ）に示す正負パルスの対称な
波形に起因するエコーを除去するためのアダプティブ・
フィルタ９、（Ｆ）に示す正負パルスの非対称性を補正
する波形に起因するエコーを除去するためのアダプティ
ブ・フィルタ10を導入している。アダプティブ・フィル
タ９には第２図（ｂ）の（Ｂ）に示すような符号器２で
発生された０、＋１または−１の３値符号が供給されて
いる。一方、第２図（ｂ）の（Ｂ）に示す信号を受けた
データ変換回路８は−１、すなわち負パルスが入力され
たことを検出したときだけ＋１、それ以外は０となる第
２図（ｂ）の（Ｃ）に示す出力信号を、アダプティブ・
フィルタ10に供給する。従って、アダプティブ・フィル
タ10は−１のパルスが送出されたときだけ、補正分に対
応するエコーレプリカを発生する。一方、アダプティブ
・フィルタ９では符号器２から供給された３値データ列
と各タップ係数との相関をとって加算し、出力する。従
って、実際に係数メモリとして準備するのは１種類だけ
である。加算器11はアダプティブ・フィルタ９による正
負対称なエコーレプリカとアダプティブ・フィルタ10に
よる非対称性補正のためのエコーレプリカを加算して所
望のエコーレプリカを生成し、減算器５′へ供給する。
このようにして、正負別々の係数メモリを有することな
く、送出パルスが正負非対称であっても、対応したエコ
ーレプリカを得ることができる。

第２図のデータ変換回路８は次に述べる入出力関係を満
足するような機能を持つ。入力３値信号が＋１、又は０
のときは０を、−１のときは＋１を出力する。すなわ
ち、出力は負パルスに対してだけ出力が＋１となり、第
２図（ｂ）の（Ｃ）に相当する。データ変換回路８に供
給される３値信号は実際には２ビットで表されており、
0,＋1,−１をそれぞれ“00",“01",“11"と定義すれ
ば、−１の検出は“11"の検出に等しいので、第３図に
示す論理和回路33で行うことが出来る。第３図の入力信
号31と32は、符号器２からデータ変換回路８へ供給され
ている２ビットの各ビットに、出力信号34はデータ変換
回路８の出力に相当する。

アダプティブ・フィルタ9,10は前述の参考文献に記載さ
れているトランスバーサル型、あるいはアイイーイーイ
ー・トランザクションズ・オン・コミュニケーションズ
（IEEE TRANSACTIONS ON COMMUNICATIONS）、29巻、11
号、1981年、1573〜1581ページに記載されているメモリ
型を用いて実現することができる。既述した如く、トラ
ンスバーサル型ではタップ毎に係数メモリを有するのに
対し、メモリ型では各タップ出力がRAM（Random Access
Memory）のアドレスに入力される。従って、タップ数
をＮとすると、前者では基本的にＮ個のメモリが必要に
なるのに対し、後者では2^N個のメモリを要する。ここ
で、従来例を示す第５図のアダプティブ・フィルタ13を
考えると、送出される正負のパルスが非対称であると
き、トランスバーサル型では係数として正のパルスに対
応するメモリと負のパルスに対応する２種類のメモリが
必要となり、メモリ容量は２倍（2N個）となる。また、
メモリ型では、正負パルスを区別するためにその容量は
２倍（2^N+1個）必要となる。これに対し、本発明の一実
施例を示す第１図のアダプティブ・フィルタ９及び10
は、トランスバーサル型で実現されてもメモリ型で実現
されても、送出される正負パルスが非対称なときにメモ
リ容量を２倍にする必要がない。これは、次の理由によ
る。まず、パルスを対称として扱い１種類の係数で正負
双方のパルスに対応するアダプティブ・フィルタ９は、
正負別々にタップ係数を持つ必要がないので、従来型で
ある第５図のアダプティブ・フィルタのメモリ容量の半
分で良い。また、パルスの非対称性に起因するエコーの
インパルス応答の長さは正負対称パルスに比較して大幅
に短くなる。これは、パルスの非対称性を補正するアダ
プティブ・フィルタ10のタップ数が大幅に少なくなるこ
とを意味する。従って、アダプティブ・フィルタ９と10
を合計したメモリ容量は従来のアダプティブ・フィルタ
13より少なくなり、ハードウェア規模を縮小することが
可能となる。これは、アダプティブ・フィルタがトラン
スバーサル型でもメモリ型でも有効である。

次に本発明の他の実施例として、第４図を用いて２値符
号の場合について説明する。

第４図（ａ）の（イ）と（ロ）はデータ“0"と“1"に対
してそれぞれ＋１と−１のパルスを送出する２値符号を
表している。この場合も、既に第２図を用いて説明した
AMI符号の場合と全く同様に考えることができる。但
し、アダプティブ・フィルタ９には＋1,0,−１の３値信
号の代わりに、＋１と−１の２値信号が符号器２から供
給されるようにする。また、同時にこの２値信号が供給
されるデータ変換回路８は、次に述べる入出力関係を満
足するような機能を持つようにする。すなわち、入力２
値信号が＋１のときは０を、−１のときは＋１を出力す
る。データ変換回路８に供給される＋１と−１の２値信
号が、AMI符号と同様に“01",“11"で定義されているな
らば、データ変換回路８はやはり論理和回路で実現する
ことができる。データ変換回路８からの信号をアダプテ
ィブ・フィルタ10に供給し、負パルスに対応して非対称
性補正のエコーレプリカを発生する。

第４図（ｂ）はバイ・フェーズ符号で、第４図（ｂ）の
（イ）と（ロ）に示すように、データ“0"と“1"に対し
てそれぞれ＋１から−１に変化するパルスとそれと逆位
相のパルスを送出する。このとき、アダプティブ・フィ
ルタ９にはやはり＋１と−１の２値信号が符号器２から
供給されるようにする。また、同時にこの２値信号が供
給されるデータ変換回路８は、次に述べる入出力関係を
満足するような機能を持つようにする。すなわち、入力
２値信号が＋１のときは０を、−１のときは＋１を出力
する。データ変換回路からの信号をアダプティブ・フィ
ルタ10に供給し、“1"に対応するパルスに対して非対称
性補正のエコーレプリカを発生する。すなわち、アダプ
ティブ・フィルタ10の出力は、基準となっていないパル
スに対する補正分として動作する。このときも、データ
変換回路８は論理和回路で実現することができる。

第３図のデータ変換回路及び第２図の各部の波形例を用
いて説明したこれまでの実施例では、正のパルスを基準
にして負パルスに対応するエコーレプリカを発生してい
たが、負のパルスのレベルを基準にすることも可能であ
る。このときは、第３図の入力信号32は新たに加えられ
る否定回路を経て論理和回路33に供給されるようにす
る。このような若干のデータ変換回路の変更で、負のパ
ルスのレベルを基準にして本発明を実施することも可能
となる。また、実施例として説明したAMI符号と第４図
に示した２値符号以外の２値又は３値の伝送路符号に
も、データ変換回路８を若干修正することにより、適用
できることは明らかである。

〔発明の効果〕

以上説明したように、本発明によれば正負非対称な送出
パルスに起因するエコーを除去するに際して、従来より
もアダプティブ・フィルタのタップ数を減少することが
でき、必要とするメモリ容量が少なくて済み、装置全体
のハードウェア規模の減少に寄与する。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例を示すブロック図、第２図は符号器による符号化例であるAMI符号の符号化
則と第１図の回路動作を説明するための各部の波形例を
示す図、第３図はデータ変換回路の一例を示す図、第４図は本発明の他の実施例の説明に供する符号化例を
２値符号の場合を例にとって示す図、第５図は従来例を示すブロック図である。１……入力端子２……符号器３……ハイブリッド４……低域通過フィルタ５′……減算器６……復調器７……出力端子８……データ変換回路 9,10……アダプティブ・フィルタ 11……加算器 12……２線伝送路

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】２線/4線変換回路にて送信回路より受信回
路へ漏れ込むエコーを除去するエコー除去装置におい
て、送信すべき２値データを受け、伝送路符号の符号化則に
従って零レベルあるいは正または負のパルスを発生する
と同時に、これに対応した３値データを発生する符号器
と、この符号器から供給される前記３値データを受け、前記
正または負のパルスが対称であるとみなし１種類のタッ
プ係数に対し符号を制御することにより第１のエコーレ
プリカを発生する第１のアダプティブフィルタと、前記３値データを受け、前記正のパルスが発生した時の
み、または前記負のパルスが発生した時のみ“1"を発生
するデータ変換器と、このデータ変換器の出力を受け、この出力が“1"の時の
みタップ係数出力を有効とするように動作し第２のエコ
ーレプリカを発生する第２のアダプティブフィルタと、前記第１のエコーレプリカと第２のエコーレプリカの和
を得る加算器と、この加算器の出力をエコーと受信信号が混在した混在信
号から差し引く減算器とを具備し、この減算器の出力を用いて、前記第１のアダプティブフ
ィルタの入力が正または負のパルスを発生しているタッ
プ係数を更新すると同時に、前記第２のアダプティブフ
ィルタの入力が“1"となっているタップ係数のみを更新
することにより、前記第１および第２のアダプティブフ
ィルタを適応動作させることを特徴とするエコー除去装
置。