JPH0783228B2 - 対数増幅器 - Google Patents
対数増幅器Info
- Publication number
- JPH0783228B2 JPH0783228B2 JP3081031A JP8103191A JPH0783228B2 JP H0783228 B2 JPH0783228 B2 JP H0783228B2 JP 3081031 A JP3081031 A JP 3081031A JP 8103191 A JP8103191 A JP 8103191A JP H0783228 B2 JPH0783228 B2 JP H0783228B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- voltage
- terminal
- transistor
- equation
- current
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Lifetime
Links
Classifications
-
- G—PHYSICS
- G06—COMPUTING OR CALCULATING; COUNTING
- G06G—ANALOGUE COMPUTERS
- G06G7/00—Devices in which the computing operation is performed by varying electric or magnetic quantities
- G06G7/12—Arrangements for performing computing operations, e.g. operational amplifiers specially adapted therefor
- G06G7/24—Arrangements for performing computing operations, e.g. operational amplifiers specially adapted therefor for evaluating logarithmic or exponential functions, e.g. hyperbolic functions
Landscapes
- Physics & Mathematics (AREA)
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Mathematical Physics (AREA)
- Theoretical Computer Science (AREA)
- Software Systems (AREA)
- Computer Hardware Design (AREA)
- General Physics & Mathematics (AREA)
- Amplifiers (AREA)
- Tone Control, Compression And Expansion, Limiting Amplitude (AREA)
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、対数増幅器、特に、入
力信号電流のレンジに適応するように利得を容易に変更
できる対数増幅器に関する。
力信号電流のレンジに適応するように利得を容易に変更
できる対数増幅器に関する。
【０００２】
【従来の技術及び発明が解決しようとする課題】対数増
幅器は、大きなダイナミック・レンジの入力信号を圧縮
して小さなダイナミック・レンジの出力信号にすること
が必要な場合に使用される。しかし、従来の対数増幅器
は、対数出力電圧を決める直線利得係数は、固定した関
数であるか、又は容易に変更不可能であるかのいずれか
であった。そこで、入力信号電流のレンジに適応し、対
数増幅器の次段の直線増幅器が大きなダイナミック・レ
ンジを必要としなくてもよいように、容易にダイナミッ
ク・レンジを変更可能な対数増幅器が必要とされる。
幅器は、大きなダイナミック・レンジの入力信号を圧縮
して小さなダイナミック・レンジの出力信号にすること
が必要な場合に使用される。しかし、従来の対数増幅器
は、対数出力電圧を決める直線利得係数は、固定した関
数であるか、又は容易に変更不可能であるかのいずれか
であった。そこで、入力信号電流のレンジに適応し、対
数増幅器の次段の直線増幅器が大きなダイナミック・レ
ンジを必要としなくてもよいように、容易にダイナミッ
ク・レンジを変更可能な対数増幅器が必要とされる。
【０００３】本発明の目的は、利得を容易に調整可能な
対数増幅器の提供にある。本発明の他の目的は、特定の
入力電流に対し、最大ダイナミック・レンジの電圧を出
力するように利得を最適化できる対数増幅器の提供にあ
る。本発明の他の目的は、１００ＭＨｚ以上の高周波数
で動作可能な対数増幅器の提供にある。
対数増幅器の提供にある。本発明の他の目的は、特定の
入力電流に対し、最大ダイナミック・レンジの電圧を出
力するように利得を最適化できる対数増幅器の提供にあ
る。本発明の他の目的は、１００ＭＨｚ以上の高周波数
で動作可能な対数増幅器の提供にある。
【０００４】
【課題を解決するための手段及び作用】本発明による対
数増幅器は、入力信号電流及び定常電流がアノードに供
給される第１ダイオードを有する。第１ダイオードのカ
ソードは、ＰＮＰトランジスタのエミッタに結合され
る。ＰＮＰトランジスタのコレクタは、第２ダイオード
のアノードに結合される。バイアス電流を、ＰＮＰトラ
ンジスタのエミッタに加え、且つコレクタから減じるこ
とにより、エミッタ抵抗が減少する。第２ダイオードの
カソードは、負荷抵抗を介して負の電源電圧に結合され
る。エミッタ結合したＮＰＮトランジスタ対を有する帰
還回路は、第２ダイオードのアノード電圧をサンプル
し、ＰＮＰトランジスタのベースから電流を引き出す。
第１ダイオードのアノードの電圧は増幅され、対数出力
電圧となる。出力電圧は減衰され、ＰＮＰトランジスタ
のベースに供給される。
数増幅器は、入力信号電流及び定常電流がアノードに供
給される第１ダイオードを有する。第１ダイオードのカ
ソードは、ＰＮＰトランジスタのエミッタに結合され
る。ＰＮＰトランジスタのコレクタは、第２ダイオード
のアノードに結合される。バイアス電流を、ＰＮＰトラ
ンジスタのエミッタに加え、且つコレクタから減じるこ
とにより、エミッタ抵抗が減少する。第２ダイオードの
カソードは、負荷抵抗を介して負の電源電圧に結合され
る。エミッタ結合したＮＰＮトランジスタ対を有する帰
還回路は、第２ダイオードのアノード電圧をサンプル
し、ＰＮＰトランジスタのベースから電流を引き出す。
第１ダイオードのアノードの電圧は増幅され、対数出力
電圧となる。出力電圧は減衰され、ＰＮＰトランジスタ
のベースに供給される。
【０００５】
【実施例】図１は、本発明の対数増幅器１０を示す。第
１ダイオード１１のアノードは接続点６２に接続され、
入力電流源２６から入力信号電流ＩNの一部及びバイア
ス電流源２４から定常電流即ちバイアス電流ＩSTが供給
される。第１ダイオード１１に流れ込む入力信号電流の
ＩNの一部をＩ1とする。ダイオード１１は、図示する様
に、ｄ1で示す理想ダイオード１２及び抵抗値Ｒd1の寄
生抵抗素子３０で構成される。ＰＮＰトランジスタ１４
のエミッタ即ち第１被制御端子は、第１ダイオード１１
のカソードに結合される。ＰＮＰトランジスタ１４は、
図示する様に、理想トランジスタＱ1及び抵抗値ＲTの寄
生抵抗素子３２で構成される。電流値ＩBIASのバイアス
電流は、ＰＮＰトランジスタ１４のエミッタでバイアス
電流ＩSTに加算される。バイアス電流源２８は、ＰＮＰ
トランジスタ１４のコレクタ即ち第２被制御端子から同
じバイアス電流ＩBIASを減算する。バイアス電流ＩBIAS
は、ＰＮＰトランジスタ１４のみを流れ、トランジスタ
のエミッタ・インピーダンスを減少させる。ｄ2で示す
理想ダイオード１６及び抵抗値Ｒｄ2の寄生抵抗素子３
４で構成される第２ダイオードのアノードは、ＰＮＰト
ランジスタ１４のコレクタに結合される。第２ダイオー
ドのカソードは、抵抗値Ｒcの負荷抵抗である抵抗素子
３６を介して５ボルトの電圧源に結合される。
１ダイオード１１のアノードは接続点６２に接続され、
入力電流源２６から入力信号電流ＩNの一部及びバイア
ス電流源２４から定常電流即ちバイアス電流ＩSTが供給
される。第１ダイオード１１に流れ込む入力信号電流の
ＩNの一部をＩ1とする。ダイオード１１は、図示する様
に、ｄ1で示す理想ダイオード１２及び抵抗値Ｒd1の寄
生抵抗素子３０で構成される。ＰＮＰトランジスタ１４
のエミッタ即ち第１被制御端子は、第１ダイオード１１
のカソードに結合される。ＰＮＰトランジスタ１４は、
図示する様に、理想トランジスタＱ1及び抵抗値ＲTの寄
生抵抗素子３２で構成される。電流値ＩBIASのバイアス
電流は、ＰＮＰトランジスタ１４のエミッタでバイアス
電流ＩSTに加算される。バイアス電流源２８は、ＰＮＰ
トランジスタ１４のコレクタ即ち第２被制御端子から同
じバイアス電流ＩBIASを減算する。バイアス電流ＩBIAS
は、ＰＮＰトランジスタ１４のみを流れ、トランジスタ
のエミッタ・インピーダンスを減少させる。ｄ2で示す
理想ダイオード１６及び抵抗値Ｒｄ2の寄生抵抗素子３
４で構成される第２ダイオードのアノードは、ＰＮＰト
ランジスタ１４のコレクタに結合される。第２ダイオー
ドのカソードは、抵抗値Ｒcの負荷抵抗である抵抗素子
３６を介して５ボルトの電圧源に結合される。
【０００６】帰還回路２２は、第２ダイオード１５のア
ノード電圧をサンプルし、この電圧を基準電圧と比較す
る。帰還回路２２の出力は、ＰＮＰトランジスタ１４の
ベース即ち制御端子に結合される誤差電流である。誤差
電流を発生する手段は、Ｑ2及びＱ3で示すＮＰＮトラン
ジスタ５０及び５２を含む。トランジスタ５０及び５２
のエミッタは、Ｒ3及びＲ4で示すエミッタ抵抗４６及び
４８を介して互いに結合され、ＩEで示すエミッタ電流
源５８に結合されて差動増幅器を形成する。ＮＰＮトラ
ンジスタ５０のベース電圧が、ＮＰＮトランジスタ５２
のベース電圧と等しくなければ、出力誤差電流がＮＰＮ
トランジスタ５０のコレクタに生じる。ＮＰＮトランジ
スタ５２のベース電圧は、、抵抗値Ｒ5のバイアス素子
即ち抵抗素子５４及びｄ3 で示す第３ダイオードを有す
る基準電圧発生器により供給される。基準電圧発生器が
供給する電圧は、第２ダイオード１５のアノード電圧の
温度変化に追従する。したがって、ＮＰＮトランジスタ
５０のコレクタを流れる誤差電流は、入力電流ＩINによ
り決まる第２ダイオード１５のアノード電圧の関数のみ
で表される。
ノード電圧をサンプルし、この電圧を基準電圧と比較す
る。帰還回路２２の出力は、ＰＮＰトランジスタ１４の
ベース即ち制御端子に結合される誤差電流である。誤差
電流を発生する手段は、Ｑ2及びＱ3で示すＮＰＮトラン
ジスタ５０及び５２を含む。トランジスタ５０及び５２
のエミッタは、Ｒ3及びＲ4で示すエミッタ抵抗４６及び
４８を介して互いに結合され、ＩEで示すエミッタ電流
源５８に結合されて差動増幅器を形成する。ＮＰＮトラ
ンジスタ５０のベース電圧が、ＮＰＮトランジスタ５２
のベース電圧と等しくなければ、出力誤差電流がＮＰＮ
トランジスタ５０のコレクタに生じる。ＮＰＮトランジ
スタ５２のベース電圧は、、抵抗値Ｒ5のバイアス素子
即ち抵抗素子５４及びｄ3 で示す第３ダイオードを有す
る基準電圧発生器により供給される。基準電圧発生器が
供給する電圧は、第２ダイオード１５のアノード電圧の
温度変化に追従する。したがって、ＮＰＮトランジスタ
５０のコレクタを流れる誤差電流は、入力電流ＩINによ
り決まる第２ダイオード１５のアノード電圧の関数のみ
で表される。
【０００７】第２電流路は、抵抗値ＲIの入力抵抗素子
４０及び抵抗値Ｒfの帰還抵抗素子３８を含む。入力抵
抗４０及び帰還抵抗３８には、電流Ｉ2が流れる。負の
利得ーＲf／ＲIを有する演算増幅器１８は、接続点６２
の電圧を増幅し、接続点６０に出力電圧ｅOUTを供給す
る。対数出力電圧ｅOUTは、減衰回路２０により減衰さ
れ、ＰＮＰトランジスタ１４のベースに供給される。減
衰回路２０は、抵抗値Ｒ2の直列抵抗素子４４及び抵抗
値Ｒ1の分路抵抗素子４２を含む。
４０及び抵抗値Ｒfの帰還抵抗素子３８を含む。入力抵
抗４０及び帰還抵抗３８には、電流Ｉ2が流れる。負の
利得ーＲf／ＲIを有する演算増幅器１８は、接続点６２
の電圧を増幅し、接続点６０に出力電圧ｅOUTを供給す
る。対数出力電圧ｅOUTは、減衰回路２０により減衰さ
れ、ＰＮＰトランジスタ１４のベースに供給される。減
衰回路２０は、抵抗値Ｒ2の直列抵抗素子４４及び抵抗
値Ｒ1の分路抵抗素子４２を含む。
【０００８】演算増幅器１０の動作を更によく理解する
ために、次の様に電圧を定義する。即ち、ｅ1は接続点
６２の電圧、ｅ2は理想ダイオードｄ1のカソード電圧、
ｅ3は第２ダイオード１５のアノード電圧、ｅ4はＰＮＰ
トランジスタ１４のベース電圧である。すでに定義され
た電圧及び電流と共に、これらの電圧は、直線的入力電
流に対する対数出力電圧を求めるために使用される。最
も重要な原理から始めると、ダイオードは次式で表され
る。
ために、次の様に電圧を定義する。即ち、ｅ1は接続点
６２の電圧、ｅ2は理想ダイオードｄ1のカソード電圧、
ｅ3は第２ダイオード１５のアノード電圧、ｅ4はＰＮＰ
トランジスタ１４のベース電圧である。すでに定義され
た電圧及び電流と共に、これらの電圧は、直線的入力電
流に対する対数出力電圧を求めるために使用される。最
も重要な原理から始めると、ダイオードは次式で表され
る。
【０００９】
【数１】 ここで、Ｋ＝ｎｋｔ／ｑ、ＩSは飽和電流である。ただ
し、ダイオードをバイアスするために定常電流を使用す
ると、ダイオードの式は次の様に変更される。
し、ダイオードをバイアスするために定常電流を使用す
ると、ダイオードの式は次の様に変更される。
【数２】 ここで、ＩSTは定常電流である。ＩSTがＩSより大幅に
大きければ、ダイオードの式は、次の様に簡単になる。
大きければ、ダイオードの式は、次の様に簡単になる。
【数３】
【００１０】次の数４及び数５は、図１の回路から明か
である。
である。
【数４】
【数５】
【００１１】次の数６及び数７は、出力電圧ｅOUTを減
衰させた電圧及び抵抗４２及び４４の並列回路を流れる
トランジスタ５０のコレクタからの誤差電流により生成
される電圧の重ね合わせにより得られる。
衰させた電圧及び抵抗４２及び４４の並列回路を流れる
トランジスタ５０のコレクタからの誤差電流により生成
される電圧の重ね合わせにより得られる。
【数６】
【数７】 ここで、Ａx＝Ｒ1／（Ｒ1＋Ｒ2）、ｂ＝Ｒ1／（Ｒ3＋Ｒ
4）である。
4）である。
【００１２】ダイオード１５のアノードの電圧ｅ3及び
ｅ1の項である出力電圧ｅOUTは、夫々数８及び数９で表
される。
ｅ1の項である出力電圧ｅOUTは、夫々数８及び数９で表
される。
【数８】
【数９】
【００１３】数８及び数９を数７に代入すると、次の式
になる。
になる。
【数１０】
【数１１】
【００１４】数１０を整理すると、次の式になる。
【数１２】 αｂ（Ｒd2＋Ｒc）＝Ｒd1＋ＲTであるように、ＲCを調
整すると、
整すると、
【数１３】
【数１４】
【００１５】ＲCを適切に選択することにより、寄生抵
抗素子Ｒd1、Ｒd2及びＲTを無視できる。Ｑ1に高いβ値
のトランジスタを使用すると、α値は１に近づく。αが
１に設定されると、誤差は最小になる。ＩS1＝ＩS2と仮
定し、式を整理すると、
抗素子Ｒd1、Ｒd2及びＲTを無視できる。Ｑ1に高いβ値
のトランジスタを使用すると、α値は１に近づく。αが
１に設定されると、誤差は最小になる。ＩS1＝ＩS2と仮
定し、式を整理すると、
【数１５】
【００１６】ｅ1を解くと、
【数１６】
【数１７】
【００１７】これより
【数１８】
【数１９】
【００１８】ｅ1＝ーｅOUT・Ｒ1／Ｒfであるから
【数２０】 Ｉ2＝ーｅOUT／Ｒfであり、数４に代入すると、次の式
になる。
になる。
【数２１】
【００１９】数２１は、直線的入力電流に対する対数出
力電圧を表す最終的式である。ここで、ダイオード１
１、１５及びＰＮＰトランジスタの寄生抵抗素子が対数
利得特性に影響しないことに留意されたい。ただし、こ
の式は超越関数であり、出力電圧ｅOUTは、入力電流ＩI
Nの直接的関数として記述できない。数２１をグラフで
表現すると図２の様になる。図２は、入力信号電流の対
数関数として出力電圧を示すグラフである。入力電流が
約１μＡより大きい場合、本発明による対数増幅器は、
グラフ上の直線で表される対数出力を生成する。電流が
１μＡより小さい場合は、出力電圧は入力電流の直線関
数で表され、グラフ上で曲線で示される。対数増幅器の
利得特性の直線部分は、低レベルの入力信号電流を平均
化し、ノイズ・レベルが大きくなるにつれ、信号レベル
を確認するのに有効である。
力電圧を表す最終的式である。ここで、ダイオード１
１、１５及びＰＮＰトランジスタの寄生抵抗素子が対数
利得特性に影響しないことに留意されたい。ただし、こ
の式は超越関数であり、出力電圧ｅOUTは、入力電流ＩI
Nの直接的関数として記述できない。数２１をグラフで
表現すると図２の様になる。図２は、入力信号電流の対
数関数として出力電圧を示すグラフである。入力電流が
約１μＡより大きい場合、本発明による対数増幅器は、
グラフ上の直線で表される対数出力を生成する。電流が
１μＡより小さい場合は、出力電圧は入力電流の直線関
数で表され、グラフ上で曲線で示される。対数増幅器の
利得特性の直線部分は、低レベルの入力信号電流を平均
化し、ノイズ・レベルが大きくなるにつれ、信号レベル
を確認するのに有効である。
【００２０】増幅器の利得は、数２１から分かるよう
に、容易に変更可能である。例えば、低入力信号電流に
対し大ダイナミック・レンジが必要であれば、次の成分
値が望ましい。 Ｒ1＝１５０Ω Ｒ2＝１０ＫΩ Ｒf＝３００ＫΩ ＲI＝１ＫΩ ＩST＝１μＡ
に、容易に変更可能である。例えば、低入力信号電流に
対し大ダイナミック・レンジが必要であれば、次の成分
値が望ましい。 Ｒ1＝１５０Ω Ｒ2＝１０ＫΩ Ｒf＝３００ＫΩ ＲI＝１ＫΩ ＩST＝１μＡ
【００２１】他の例では、高い信号電流レベルに対し
て、最高３０ＭＨｚの最大帯域幅が必要であれば、次の
成分値が望ましい。 Ｒ1＝１５０Ω Ｒ2＝∞ Ｒf＝３０ＫΩ ＲI＝１ＫΩ ＩST＝５０μＡ 上のいずれの例にも望ましい他の残りの成分の値は、 ＩBIAS＝３ｍＡ ＩE＝６ｍＡ Ｒ3＝Ｒ4＝１２０Ω Ｒ5＝４７ＫΩ 最適な周波数性能を得るためには、ダイオード１１及び
１５として、ショットキー・ダイオードを使用すること
が望ましい。
て、最高３０ＭＨｚの最大帯域幅が必要であれば、次の
成分値が望ましい。 Ｒ1＝１５０Ω Ｒ2＝∞ Ｒf＝３０ＫΩ ＲI＝１ＫΩ ＩST＝５０μＡ 上のいずれの例にも望ましい他の残りの成分の値は、 ＩBIAS＝３ｍＡ ＩE＝６ｍＡ Ｒ3＝Ｒ4＝１２０Ω Ｒ5＝４７ＫΩ 最適な周波数性能を得るためには、ダイオード１１及び
１５として、ショットキー・ダイオードを使用すること
が望ましい。
【００２２】適切な動作状態の下であるなら、減衰係数
Ａxが０に設定される他の実施例を使用してもよい。こ
れは、抵抗ＲI、Ｒf及びＲ2と、演算増幅器１８とを除
去することにより成し得る。この実施例では、数１７
は、以下の様に簡単になる。
Ａxが０に設定される他の実施例を使用してもよい。こ
れは、抵抗ＲI、Ｒf及びＲ2と、演算増幅器１８とを除
去することにより成し得る。この実施例では、数１７
は、以下の様に簡単になる。
【数２２】 本発明NO対数増幅器は、本発明の要旨を逸脱することな
く、上述の好適な実施例に種々の変形、変更ができるこ
とは明かである。例えば、トランジスタの極性は、バイ
アス電圧及び電流の極性と共に変更可能である。
く、上述の好適な実施例に種々の変形、変更ができるこ
とは明かである。例えば、トランジスタの極性は、バイ
アス電圧及び電流の極性と共に変更可能である。
【００２３】
【効果】以上の様に、本発明の対数増幅器の利得特性
は、入力電流のレベルに対し最適になるように容易に調
整可能である。また、抵抗素子ＲCを適切に選択するこ
とにより、この対数利得特性は、ダイオード及びトラン
ジスタの寄生抵抗素子の値に影響されないことがない。
は、入力電流のレベルに対し最適になるように容易に調
整可能である。また、抵抗素子ＲCを適切に選択するこ
とにより、この対数利得特性は、ダイオード及びトラン
ジスタの寄生抵抗素子の値に影響されないことがない。
【図１】本発明の対数増幅器を示す回路図である。
【図２】図１の対数増幅器の入力信号電流ー出力電圧特
性を示すグラフ図である。
性を示すグラフ図である。
１１ 第１非直線素子 １４ トランジスタ １５ 第２非直線素子 １８、３８、４０ 出力手段 ２０ 減衰回路 ２２ 帰還回路 ＲＣ 負荷抵抗素子
Claims (1)
- 【請求項１】 入力信号電流が供給される入力端子及び
出力端子を有する第１非直線素子と、 該第１非直線素子の出力端子に結合される第１被制御端
子、第２被制御端子及び制御端子を有するトランジスタ
と、 該トランジスタの第２被制御端子に結合された入力端子
及び出力端子を有する第２非直線素子と、 一端が上記第２非直線素子の出力端子に結合され、他端
が電源に結合された負荷抵抗素子と、 上記第２非直線素子の入力端子の電圧を基準電圧と比較
し、これらの誤差に応じた電流を上記トランジスタの制
御端子に供給する帰還回路と、 上記第１非直線素子の入力端子の電圧を受け、対数出力
電圧を出力する出力手段と、 該出力手段からの対数出力電圧を分圧して、上記トラン
ジスタの制御端子に供給する減衰回路とを具える対数増
幅器。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US495191 | 1990-03-19 | ||
| US07/495,191 US5012140A (en) | 1990-03-19 | 1990-03-19 | Logarithmic amplifier with gain control |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH04219007A JPH04219007A (ja) | 1992-08-10 |
| JPH0783228B2 true JPH0783228B2 (ja) | 1995-09-06 |
Family
ID=23967640
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP3081031A Expired - Lifetime JPH0783228B2 (ja) | 1990-03-19 | 1991-03-19 | 対数増幅器 |
Country Status (4)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5012140A (ja) |
| EP (1) | EP0447980B1 (ja) |
| JP (1) | JPH0783228B2 (ja) |
| DE (1) | DE69118957T2 (ja) |
Families Citing this family (10)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| GB2241806B (en) * | 1990-03-09 | 1993-09-29 | Plessey Co Ltd | Improvements in true logarithmic amplifiers |
| US5221907A (en) * | 1991-06-03 | 1993-06-22 | International Business Machines Corporation | Pseudo logarithmic analog step adder |
| CH684805A5 (de) * | 1992-07-20 | 1994-12-30 | Balzers Hochvakuum | Verfahren zur Wandlung eines gemessenen Signals, Wandler zu dessen Ausführung sowie Messanordnung. |
| US5491548A (en) * | 1994-03-18 | 1996-02-13 | Tektronix, Inc. | Optical signal measurement instrument and wide dynamic range optical receiver for use therein |
| US5564092A (en) * | 1994-11-04 | 1996-10-08 | Motorola, Inc. | Differential feed-forward amplifier power control for a radio receiver system |
| GB9514490D0 (en) * | 1995-07-14 | 1995-09-13 | Nokia Telecommunications Oy | Improvements to a logarithmic converter |
| US5929982A (en) * | 1997-02-04 | 1999-07-27 | Tektronix, Inc. | Active APD gain control for an optical receiver |
| US6265928B1 (en) * | 1999-07-16 | 2001-07-24 | Nokia Telecommunications Oy | Precision-controlled logarithmic amplifier |
| JP3880345B2 (ja) * | 2001-08-27 | 2007-02-14 | キヤノン株式会社 | 差動増幅回路及びそれを用いた固体撮像装置並びに撮像システム |
| US9298952B2 (en) | 2013-11-18 | 2016-03-29 | King Fahd University Of Petroleum And Minerals | CMOS logarithmic current generator and method for generating a logarithmic current |
Family Cites Families (11)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US3678947A (en) * | 1970-07-16 | 1972-07-25 | Melvin J Davidson | Eyeliner |
| US3928774A (en) * | 1974-01-24 | 1975-12-23 | Petrolite Corp | Bipolar log converter |
| JPS52106054U (ja) * | 1976-02-09 | 1977-08-12 | ||
| GB1571016A (en) * | 1976-02-20 | 1980-07-09 | Tokyo Shibaura Electric Co | Voltage controlled variable gain circuit |
| US4125789A (en) * | 1977-06-07 | 1978-11-14 | Sundstrand Corporation | Biasing and scaling circuit for transducers |
| DE2932655C2 (de) * | 1979-08-11 | 1982-03-04 | Hewlett-Packard GmbH, 7030 Böblingen | Impulsgenerator |
| US4418317A (en) * | 1981-05-18 | 1983-11-29 | Tektronix, Inc. | Logarithmic amplifier utilizing positive feedback |
| US4471324A (en) * | 1982-01-19 | 1984-09-11 | Dbx, Inc. | All NPN variably controlled amplifier |
| US4507615A (en) * | 1982-12-16 | 1985-03-26 | Tektronix, Inc. | Non-linear amplifier systems |
| SU1117660A1 (ru) * | 1983-03-28 | 1984-10-07 | Предприятие П/Я А-3726 | Логарифмический преобразователь |
| US4739283A (en) * | 1987-03-02 | 1988-04-19 | Tektronix, Inc. | Variable transient response control for linear integrated-circuit high-frequency amplifiers |
-
1990
- 1990-03-19 US US07/495,191 patent/US5012140A/en not_active Expired - Fee Related
-
1991
- 1991-03-15 EP EP91104030A patent/EP0447980B1/en not_active Expired - Lifetime
- 1991-03-15 DE DE69118957T patent/DE69118957T2/de not_active Expired - Fee Related
- 1991-03-19 JP JP3081031A patent/JPH0783228B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| DE69118957T2 (de) | 1996-10-24 |
| DE69118957D1 (de) | 1996-05-30 |
| EP0447980B1 (en) | 1996-04-24 |
| EP0447980A3 (en) | 1992-01-22 |
| US5012140A (en) | 1991-04-30 |
| EP0447980A2 (en) | 1991-09-25 |
| JPH04219007A (ja) | 1992-08-10 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| KR100887893B1 (ko) | 새로운 ａｇｃ 트랜스임피던스 증폭기 | |
| JPS6136407B2 (ja) | ||
| JPH0783228B2 (ja) | 対数増幅器 | |
| US4442408A (en) | Differential amplifier with auto bias adjust | |
| KR0148324B1 (ko) | 가변 이득 증폭 회로 | |
| US4629973A (en) | Current stabilizing circuit operable at low power supply voltages | |
| US5256984A (en) | Amplifier for controlling linear gain of wide band using external bias | |
| JP3938793B2 (ja) | 擬似対数利得制御を用いる可変利得増幅器 | |
| JPH07271461A (ja) | 安定化電圧発生制御回路 | |
| EP0025977B1 (en) | Gain controlled amplifier | |
| JPH0865134A (ja) | バッファ回路 | |
| US6710659B2 (en) | Variable-gain amplifier with stepwise controller | |
| KR940001817B1 (ko) | 노이즈 감소회로에 사용되는 액티브 필터용 고역 가중치 회로 | |
| EP0507388A2 (en) | Differential amplifier with signal-dependent quiescent current control | |
| US4347531A (en) | Circuit converting a pair of differential input signals to single-ended output signals | |
| CA1164962A (en) | Amplifier arrangement whose overall gain is controllable by means of a control voltage | |
| KR101258281B1 (ko) | 전압-전류 변환기 및 변환하기 위한 방법 | |
| US5099139A (en) | Voltage-current converting circuit having an output switching function | |
| US5065112A (en) | Amplification circuit with improved linearity | |
| US6590437B2 (en) | Logarithmic amplifier | |
| US5047729A (en) | Transconductance amplifier | |
| JPH04223602A (ja) | 増幅回路 | |
| US4345215A (en) | Audio frequency power amplifier circuit | |
| US3651420A (en) | Variable gain direct coupled amplifier | |
| US4393346A (en) | Voltage controlled resistor |