JPH0785093B2

JPH0785093B2 - 交流実効値−直流変換回路

Info

Publication number: JPH0785093B2
Application number: JP24350285A
Authority: JP
Inventors: 伸一村重
Original assignee: Omron Corp
Current assignee: Omron Corp
Priority date: 1985-10-30
Filing date: 1985-10-30
Publication date: 1995-09-13
Anticipated expiration: 2010-09-13
Also published as: JPS62104476A

Description

【発明の詳細な説明】（発明の分野）本発明は、交流実効値−直流変換回路に関する。

（従来技術とその問題点）交流実効値−直流変換回路とは、交流の実効値を求め、
この実効値に基づいて直流に変換する回路である。この
ような変換回路には、入力信号を二乗する二乗回路と、
その二乗回路出力を積分することにより平均化する平均
化回路と、その平均化回路出力を開平する開平回路とか
らなるものがあり、従来ではこれら各回路をモノリシッ
クICに組み込んだものが知られている（実用電子ハンド
ブック（４）昭和58年11月１日第５版CQ出版株式会社発
行の第421および422ページ参照）。

しかしながら、交流実効値−直流変換回路をモノリシッ
クICに組み込んだものでは、開平回路が必要であったた
めに回路構成が非常に複雑であるのみならず、それのコ
ストも高くつくものであるという問題点があった。そし
て、このようなコストが高いという問題点がある割に
は、今１つ信頼性に乏しいというという問題点もあっ
た。

また、整流器と、コンデンサおよび抵抗で構成された時
定数回路とを組み合わせ、その時定数回路の時定数を特
定値に設定して疑似的に実効値変換する方式のものも提
案されている。この提案の回路では回路構成が簡単にな
る反面、実効値変換の精度に劣るという問題点があり、
精度の高い実効値変換を行いたい場合は採用することが
できないものであった。

（発明の目的）本発明は、前記各問題点を解消することを目的とする。

（発明の構成と効果）本発明は、前記目的を達成するために。実効値変換され
るべき整流電圧が与えられる入力部と二乗化電流が現れ
る出力部とを有する二乗回路と、演算増幅器を備え、この演算増幅器の一方の入力端子が
前記二乗回路の出力部に接続され、また他方の入力端子
には、この演算増幅器の出力を反転増幅した出力が与え
られ、前記二乗回路の出力部からの二乗化電流に基づい
て、前記整流電圧を平均化して実効値電圧として出力す
る平均化回路と、前記平均化回路から出力される実効値電圧を反転増幅し
て前記演算増幅器の他方の入力端子に与える反転増幅回
路とを具備し、前記二乗回路は、それの入力部と出力部との間に主路
を、また前記入力部に与えられる前記整流電圧と接地部
の電位との電圧差を分圧する分圧点と前記出力部との間
に副路をそれぞれ備え、かつ、前記主路には前記整流電
圧と前記演算増幅器の両入力端子におけるイマジナリシ
ョートによって当該出力部に現れる前記反転増幅回路出
力との電圧差と該主路内のインピーダンス値とに応じた
主電流が流れ、また、前記副路には前記分圧点の分圧電
圧と前記反転増幅回路出力との電圧差と該副路内のイン
ピーダンス値とに応じた副電流が流れるものであり、さらに前記副路内には前記分圧電圧が前記反転増幅回路
出力よりも低いときに導通して前記副電流が流れるよう
にする向きに方向性素子が設けられるとともに、前記二
乗回路の出力部には前記主電流と副電流との加算電流が
前記整流電圧波形を二乗近似した二乗化電流波形となる
ように前記両インピーダンス値が設定されている。

この構成によれば、平均化回路の演算増幅器の両入力端
子はイマジナリショートであるから、一方の入力端子の
電圧は、他方の入力端子の電圧、即ち反転増幅回路の反
転増幅出力である。したがって、二乗回路の入力部に与
えられた整流電圧とその演算増幅器の一方の入力端子の
電圧との差と、それの主路内の抵抗値とに対応した電流
（主電流）が該主路内に流れる。また、それの副路内に
おいては方向性素子が設けられているから、出力部の電
圧が低電圧点の電圧よりも大きいかまたは小さくなる
と、その副路内には演算増幅器の一方の入力端子の電圧
と低電圧点での電圧との差とその抵抗値とに対応した副
電流が流れる。このような主電流と副電流とが該二乗回
路内で加算されるから、この二乗回路の出力部には二乗
化電流が現れる。この二乗化電流は、結局、整流電圧の
二乗に比例し、かつ反転増幅出力に反比例していること
になるから、この二乗化電流が平均化回路に入力される
と、二乗回路の出力部の電圧は、実効値の理論式に対応
した電圧となる。

したがって、本発明によれば、開平回路を使用すること
なく、単に二乗回路と平均化回路との組み合わせだけと
いう簡単な回路構成であるから、モノリシックICで構成
されたものよりもコスト的に安価な回路を得ることがで
きる。また、理論式に従った実効値変換を行うから、前
記疑似実効値変換方式のものに比較してこれより信頼性
に優れた交流実効値−直流変換を行うことができるのみ
ならず、モノリシックICで構成したものと比較してもそ
れのコストの点を考慮すると信頼性に優れたものとな
る。

また、本発明によれば、平均化回路の出力が二乗回路に
負帰環されていないから、平均化回路は二乗回路のイン
ピーダンスの影響を考慮することなくその回路設計が可
能となり、したがってその回路設計が極めて容易になる
という効果もある。

（実施例の説明）第１図は、本発明の交流実効値−直流変換回路の回路図
である。第１図において、INは交流電圧（e₀）の入力端
子、OUTは実効値電圧（V₀）の出力端子である。１は、
入力端子INからの交流電圧（e₀）を全波整流し、それを
実効値変換されるべき負の整流電圧（e₁）として出力す
る全波整流回路である。

２は、抵抗R1ないしR6と、ダイオードD1,D2とからなる
二乗回路である。この二乗回路２は、全波整流回路１か
らの整流電圧（e₁）が与えられる入力部21と、二乗化電
流（ｉ）を出力する出力部22とを有している。二乗回路
２はまた、それの入力部21と出力部22との間に主電流
（i₁）が流れる主路Ａ（抵抗R4を含む）と、前記整流電
圧（e₁）より低い電圧点23,24と出力部22との間に、そ
れぞれ副電流（i₂,i₃）が流れる２つの副路B,Cとを備え
ている。各低電圧点23,24は、それぞれ抵抗R1と抵抗R2
との接続点と、抵抗R2と抵抗R3との接続点である。各副
路B,Cにはそれぞれ、抵抗R5とダイオードD1、抵抗R6と
ダイオードD2とが設けられている。ダイオードD1,D2は
方向性素子として機能するものであるから、この機能が
ある素子であれば、例えばトランジスタ等であってもよ
い。

３は、二乗回路２の出力部22に対して二乗化電流（ｉ）
を与える入力部31と、前記整流電圧（e₁）の実効値電圧
（V₀）を出力する出力部32,33と、反転増幅出力（−
V₀₀）が与えられる入力部34とを有する平均化回路であ
る。この平均化回路３は、演算増幅器AMP1と、その演算
増幅器AMP1の、反転入力端子（−）と出力端子との間に
おいて互いに並列に接続された平滑用コンデンサＣと増
幅度決定用抵抗R7とを備えている。この平均化回路３
は、前記二乗化電流（ｉ）に基づいて前記整流電圧
（e₁）を平均化して実効値電圧（V₀）として出力するよ
うになっている。

４は平均化回路３の出力部33に接続された入力部41と、
同じく平均化回路３の入力部34に接続された出力部42と
を有する反転増幅回路であって、この反転増幅回路４
は、それの入力部41に一端が接続された抵抗R8と、その
抵抗R8の他端が反転入力端子（−）に接続された演算増
幅器AMP2と、この演算増幅器AMP2の反転入力端子（−）
と出力端子との間に接続された抵抗R9とを備えている。
この演算増幅器AMP2の出力端子は、それの出力端子42に
接続されている。

次に、動作および作用を第２図の波形図に従って説明す
る。第２図（a1）は全波整流回路１から二乗回路２の入
力部21に与えられる整流電圧（e₁）の波形を示し、第２
図（a2）は二乗回路２の主路Ａ内の抵抗R4を流れる主電
流（i₁）の波形を示し、第２図（b1）は接続点23に現わ
れる電圧（e₂）の波形を示し、第２図（b2）は副路Ｂ内
の抵抗R5を流れる副電流（i₂）の波形を示し、第２図
（c1）は接続点24に現われる電圧（e₃）の波形を示し、
第２図（c2）は副路Ｃ内の抵抗R6を流れる副電流（i₃）
の波形を示し、第２図（ｄ）は接続点22に現われる二乗
化電流（ｉ）の波形を示している。各図中、−V₀₀は反
転増幅回路４の出力を示している。

第２図（a1）に示すような波形の整流電圧（e₁）が二乗
回路２の入力部21に与えられる。平均化回路３の入力部
31はイマジナリショートになっているから、二乗回路２
の抵抗R4を流れる主電流（i₁）は整流電圧（e₀）と反転
増幅出力（−V₀₀）との電圧差に対応した値となる。こ
の値を式で表せばi₁＝（e₁−V₀₀）/R₄になる。ここで、
i₁は主電流（i₁）の電流値、e₁は整流電圧（e₁）の電圧
値、R₄は抵抗R4の抵抗値である。また、「／」の記号は
徐算記号（÷）である（以下、同じ）。主電流（i₁）の
波形は第２図（a2）に示すようになる。

一方、二乗回路２の入力部21に与えられている整流電圧
（e₁）は、接続点23,24においては抵抗R1,R2,R3とで分
圧されているから、その接続点23における電圧（e₂）
は、第２図（b1）に示すようになる。即ち、この電圧
（e₂）は、ハッチングで示されるようにプラス電位が生
じる。したがって、抵抗R5に流れる副電流（i₂）は、マ
イナスの電圧（e₂）が反転増幅出力（−V₀₀）よりも低
いときにダイオードD1が導通することにより第２図（b
2）に示すようになる。同様に接続点24における電圧（e
₃）は、第２図（c1）に示すようになり、したがって抵
抗R6に流れる副電流（i₃）はダイオードD2により第２図
（c2）に示すようになる。

これら各電流（i₁,i₂,i₃）は接続点22で加算されるか
ら、その加算電流（二乗化電流）（ｉ）は第２図（ｄ）
に示すようになる。二乗化電流（ｉ）の波形において、
ａ−ａ間は副電流（i₂）に、ｂ−ｂ間は副電流（i₃）に
それぞれ対応している。

各電流（i₁,i₂,i₃）の大きさは、各抵抗R4,R5,R6の抵抗
値により決定されるが、その各抵抗値を適宜選定すれば
二乗化電流（ｉ）の波形は、整流電圧（V₀）の二乗に、
より近似させることが可能である。また、第２図（ｄ）
の二乗化電流（ｉ）の波形は、２点折れ線であったが、
接続点23,24等を増加させれば、その折れ線を二乗カー
ブに、より近付けることができることは勿論である。

したがって、全波整流回路１に与えられる交流電圧
（e₀）の二乗は整流電圧（e₁）の二乗であるから、二乗
化電流（ｉ）は交流電圧（e₀）の二乗に比例しかつ反転
増幅出力（−V₀₀）に反比例した値、つまり次式（１）
で与えられる。

ｉ＝（k₁・e₀ ²）/V₀₀ ＝（k₁・e₀ ²）／（k₂・V₀） ………（１）ただし、V₀₀＝k₂・V₀、ｉは二乗化電流（ｉ）の電流
値、k₁,k₂は定数、e₀は整流電圧（e₀）の電圧値、V₀は
平均化回路２の出力値、−V₀₀は反転増幅出力値とな
る。

この二乗化電流（ｉ）は、平均化回路３で平均化されて
第２図（ｄ）に示すような平均化電流（I ave）とな
る。平均化回路３においては、その抵抗R7にこの平均化
電流（I ave）が流れるから、実効値電圧（V₀）は次式
（２）で示される値となる。

V₀＝−V₀₀＋R₇・I ave＝−k₂・V₀ ＋R₇・（1/T）・∫｛（k₁・e₀ ²）／（k₂・V₀）｝dt……
…（２）ここで、R₇は抵抗R7の抵抗値、I aveは平均化電流（I a
ve）の電流値、e₀は交流電圧（e₀）の電圧値、V₀は実効
値電圧（V₀）の電圧値、Ｔは交流電圧（e₀）の半周期で
ある。

したがって、実効値電圧（V₀）は、次式（３）で示され
ることになる。

この式は、実効値の理論式に合致しているから、平均化
回路３の出力である実効値電圧（V₀）は実効値であるこ
とが分かる。

この実施例では、周波数特性を制限する回路や素子を使
用していないから、周波数特性が良好である。また、平
均化回路３のコンデンサＣの容量値と抵抗R7の抵抗値と
でその時定数が決定されるが、交流電圧（e₀）のリップ
ル分がその時定数の影響を受けない程度までその時定数
を短くすることができることから、それの応答性は速く
なる。更に、実効値の理論式に従った実効値変換を行っ
ているから、否波の影響は、疑似実効値変換方式に比較
して非常に小さくなり、信頼性に優れた実効値変換を行
うことができる。

また、実施例の二乗回路２は、ダイオード近似であった
が、これに何等限定されるものではなく、例えば、トラ
ンジスタによる二乗回路であってもよい。

更に、実施例では整流電圧（e₁）は負電圧であったが、
正電圧であってもよく、この場合はダイオードD1,D2の
極性向きを逆にするなどすればよい。

【図面の簡単な説明】

図面は本発明の実施例に係り、第１図はこの実施例の回
路図、第２図は第１図の回路の動作説明に供する電流−
電圧の波形図である。１は全波整流回路、２は二乗回路、３は平均化回路、４は反転増幅回路。

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】実効値変換されるべき整流電圧が与えられ
る入力部と二乗化電流が現れる出力部とを有する二乗回
路と、演算増幅器を備え、この演算増幅器の一方の入力端子が
前記二乗回路の出力部に接続され、また他方の入力端子
には、この演算増幅器の出力を反転増幅した出力が与え
られ、前記二乗回路の出力部からの二乗化電流に基づい
て、前記整流電圧を平均化して実効値電圧として出力す
る平均化回路と、前記平均化回路から出力される実効値電圧を反転増幅し
て前記演算増幅器の他方の入力端子に与える反転増幅回
路とを具備し、前記二乗回路は、それの入力部と出力部との間に主路
を、また前記入力部に与えられる前記整流電圧と接地部
の電位との電圧差を分圧する分圧点と前記出力部との間
に副路をそれぞれ備え、かつ、前記主路には前記整流電
圧と前記演算増幅器の両入力端子におけるイマジナリシ
ョートによって当該出力部に現れる前記反転増幅回路出
力との電圧差と該主路内のインピーダンス値とに応じた
主電流が流れ、また、前記副路には前記分圧点の分圧電
圧と前記反転増幅回路出力との電圧差と該副路内のイン
ピーダンス値とに応じた副電流が流れるものであり、さらに前記副路内には前記分圧電圧が前記反転増幅回路
出力よりも低いときに導通して前記副電流が流れるよう
にする向きに方向性素子が設けられるとともに、前記二
乗回路の出力部には前記主電流と副電流との加算電流が
前記整流電圧波形を二乗近似した二乗化電流波形となる
ように前記両インピーダンス値が設定されていることを
特徴とする交流実効値−直流変換回路。