JPH069545Y2 - 保護継電器 - Google Patents
保護継電器Info
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- JPH069545Y2 JPH069545Y2 JP1171084U JP1171084U JPH069545Y2 JP H069545 Y2 JPH069545 Y2 JP H069545Y2 JP 1171084 U JP1171084 U JP 1171084U JP 1171084 U JP1171084 U JP 1171084U JP H069545 Y2 JPH069545 Y2 JP H069545Y2
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- 239000003990 capacitor Substances 0.000 description 5
- 230000002411 adverse Effects 0.000 description 4
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- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 3
- 230000010355 oscillation Effects 0.000 description 3
- 239000013256 coordination polymer Substances 0.000 description 2
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- 231100000989 no adverse effect Toxicity 0.000 description 1
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Description
【考案の詳細な説明】 〔技術分野〕 本考案は入力部に交流増幅器により構成されたアクティ
ブバンドパスフィルタと、点検回路とを有する保護継電
器に関する。
ブバンドパスフィルタと、点検回路とを有する保護継電
器に関する。
一般に保護継電装置は、共通の制御用直流電源に複数の
保護継電器が並列接続されて構成されている。前記制御
用直流電源は各保護継電器内の定電圧回路を介して、前
記保護継電器内の複数の保護継電器回路（負荷）に給電
を行っている。
保護継電器が並列接続されて構成されている。前記制御
用直流電源は各保護継電器内の定電圧回路を介して、前
記保護継電器内の複数の保護継電器回路（負荷）に給電
を行っている。
前記定電圧回路は、制限抵抗および２個のツェナーダイ
オードを直列接続するとともに、各ツェナーダイオード
に平滑およびサージ吸収用のためのコンデンサを各々並
列接続し、前記２個のツェナーダイオードの共通接続点
を共通電位ＣＯＭとし、該ツェナーダイオードの非共通
接続側端部に互いに大きさが同じで逆極性の正の直流電
源ＶCC、負の直流電源ＶEEを各々得るように構成し、前
記ＶCC−ＣＯＭ間、ＶEE−ＣＯＭ間に各々接続された保
護継電器回路（負荷）の電源の安定化を図っている。
オードを直列接続するとともに、各ツェナーダイオード
に平滑およびサージ吸収用のためのコンデンサを各々並
列接続し、前記２個のツェナーダイオードの共通接続点
を共通電位ＣＯＭとし、該ツェナーダイオードの非共通
接続側端部に互いに大きさが同じで逆極性の正の直流電
源ＶCC、負の直流電源ＶEEを各々得るように構成し、前
記ＶCC−ＣＯＭ間、ＶEE−ＣＯＭ間に各々接続された保
護継電器回路（負荷）の電源の安定化を図っている。
通常前記直流電源ＶCC，ＶEEの電位を充分に安定させる
ため、前記保護継電器回路（負荷）に流す電流の数倍程
度以上を前記２個のツェナーダイオードに流している。
このツェナーダイオードに流している電流は保護継電器
回路に供給されるための電流ではないが、正の直流電源
ＶCC，負の直流電源ＶEEの定電圧特性を向上させるため
に必要であり、これらは制限抵抗および２個のツェナー
ダイオードでかなりの熱を発生させている。
ため、前記保護継電器回路（負荷）に流す電流の数倍程
度以上を前記２個のツェナーダイオードに流している。
このツェナーダイオードに流している電流は保護継電器
回路に供給されるための電流ではないが、正の直流電源
ＶCC，負の直流電源ＶEEの定電圧特性を向上させるため
に必要であり、これらは制限抵抗および２個のツェナー
ダイオードでかなりの熱を発生させている。
前記複数の保護継電器内の各Ｖｃｃ，ＣＯＭ，ＶEEの構
成は通常同一であるため、これらの保護継電器のそれぞ
れを規格化した基板に搭載したうえで同一ケースに納め
て保護継電装置として用いられるが、この場合このケー
スの内部ではかなりの発熱が生じる。よって直流電源Ｖ
CC，ＶEEの安定性を確保できる範囲で２個のツェナーダ
イオードに流す電流を減らし、保護継電装置の発熱を少
なくする事が望ましい。
成は通常同一であるため、これらの保護継電器のそれぞ
れを規格化した基板に搭載したうえで同一ケースに納め
て保護継電装置として用いられるが、この場合このケー
スの内部ではかなりの発熱が生じる。よって直流電源Ｖ
CC，ＶEEの安定性を確保できる範囲で２個のツェナーダ
イオードに流す電流を減らし、保護継電装置の発熱を少
なくする事が望ましい。
次に負荷としての保護継電器回路の構成を方向地絡継電
器の場合を例にとって説明する。まず監視対象である電
力系統から補助変成器を介して電流入力、電圧入力がと
り出され、アクティブバンドパスフィルタに各々入力さ
れる。アクティブバンドパスフィルタは入力信号を増幅
するとともに入力歪波分を除去する機能を有している。
器の場合を例にとって説明する。まず監視対象である電
力系統から補助変成器を介して電流入力、電圧入力がと
り出され、アクティブバンドパスフィルタに各々入力さ
れる。アクティブバンドパスフィルタは入力信号を増幅
するとともに入力歪波分を除去する機能を有している。
前記２個のアクティブバンドパスフィルタの出力信号
は、該フィルタの各出力レベルが規定のレベルを超えた
ときにハイレベル信号を出力する電圧比較器と、２個の
アクティブバンドパスフィルタの出力位相差が規定の範
囲内のときにハイレベル信号を出力する位相比較器に入
力される。
は、該フィルタの各出力レベルが規定のレベルを超えた
ときにハイレベル信号を出力する電圧比較器と、２個の
アクティブバンドパスフィルタの出力位相差が規定の範
囲内のときにハイレベル信号を出力する位相比較器に入
力される。
前記電圧比較器、位相比較器の各出力信号は論理積回路
に入力され、該論理積回路の出力信号はタイマーに入力
される。このタイマーは入力にハイレベルが印加されて
から規定の時限経過後に、出力側に設けられた補助継電
器を駆動する。
に入力され、該論理積回路の出力信号はタイマーに入力
される。このタイマーは入力にハイレベルが印加されて
から規定の時限経過後に、出力側に設けられた補助継電
器を駆動する。
次に前記アクティブバンドパスフィルタの従来の具体例
を第１図に示す。第１図は特開昭５７−６５９０５号
（特願昭５５−１４２７９５、本考案と同一出願人によ
る出願の発明）に記載のアクティブバンドバスフィルタ
を示している。第１図において、ＡＭＰは演算増幅器Ｏ
Ｐを含む交流増幅器であり、この交流増幅器ＡＭＰによ
ってアクティブバンドパスフィルタが構成されている。
同図においてＶSは入力信号を与える信号源、ＯＳＣは
点検用テスト信号を与える発振器である。Ｒ1，Ｒ2，Ｒ
4，Ｒ5は抵抗、Ｃ1，Ｃ2はコンデンサである。ＰIは信
号入力とテスト信号の共通入力点である。
を第１図に示す。第１図は特開昭５７−６５９０５号
（特願昭５５−１４２７９５、本考案と同一出願人によ
る出願の発明）に記載のアクティブバンドバスフィルタ
を示している。第１図において、ＡＭＰは演算増幅器Ｏ
Ｐを含む交流増幅器であり、この交流増幅器ＡＭＰによ
ってアクティブバンドパスフィルタが構成されている。
同図においてＶSは入力信号を与える信号源、ＯＳＣは
点検用テスト信号を与える発振器である。Ｒ1，Ｒ2，Ｒ
4，Ｒ5は抵抗、Ｃ1，Ｃ2はコンデンサである。ＰIは信
号入力とテスト信号の共通入力点である。
またＶ1は前記共通入力点ＰIの電圧、ｉ1，ｉ2，ｉ4，
ｉ5，ｉ6は図示矢印部分を流れる電流を各々示してい
る。なお演算増幅器ＯＰの反転入力端子（Ｒ5とＣ2の接
続点）は非反転入力端子の電位（ＣＯＭ）と同電位とな
っており、且つ入力インピーダンスは非常に高く、入力
電流は零と考えてさしつかえない。
ｉ5，ｉ6は図示矢印部分を流れる電流を各々示してい
る。なお演算増幅器ＯＰの反転入力端子（Ｒ5とＣ2の接
続点）は非反転入力端子の電位（ＣＯＭ）と同電位とな
っており、且つ入力インピーダンスは非常に高く、入力
電流は零と考えてさしつかえない。
第１図の回路における各電流の方程式は下記にて示され
る ｉ1＝（ＶS−Ｖ1）／Ｒ1…(1) ｉ2＝（ＶT−Ｖ1）／Ｒ2…(2) ｉ4＝Ｖ1／Ｒ4…(3) ｉ5＝−Ｖ0／Ｒ5＝ｊωＣ2Ｖ1…(4) ｉ6＝ｊωＣ1（Ｖ1−Ｖ0）…(5) ｉ1＋ｉ2＝ｉ4＋ｉ5＋ｉ6…(6) 尚、ｊは虚数単位、ωは角周波数である。
る ｉ1＝（ＶS−Ｖ1）／Ｒ1…(1) ｉ2＝（ＶT−Ｖ1）／Ｒ2…(2) ｉ4＝Ｖ1／Ｒ4…(3) ｉ5＝−Ｖ0／Ｒ5＝ｊωＣ2Ｖ1…(4) ｉ6＝ｊωＣ1（Ｖ1−Ｖ0）…(5) ｉ1＋ｉ2＝ｉ4＋ｉ5＋ｉ6…(6) 尚、ｊは虚数単位、ωは角周波数である。
これらの式からＶ1，ｉ1，ｉ2，ｉ4，ｉ5，ｉ6を除去
し、Ｖ0について整理すると、 となる。
し、Ｖ0について整理すると、 となる。
今ここで、前記第（７）式を一般的な伝達函数の式に変
換するために、抵抗Ｒ1，Ｒ2，Ｒ4の並列合成抵抗Ｒ6、
フィルタの共振角周波数ω0、尖鋭度Ｑ、ω0におけるゲ
インＡ0（｜Ｖ0／ＶS｜）を次のように定義する。
換するために、抵抗Ｒ1，Ｒ2，Ｒ4の並列合成抵抗Ｒ6、
フィルタの共振角周波数ω0、尖鋭度Ｑ、ω0におけるゲ
インＡ0（｜Ｖ0／ＶS｜）を次のように定義する。
このようにＲ6，ω0，Ｑ，Ａ0を定義すると前記Ｖ0を表
す第（７）式の一般的な伝達函数の式として次のように
表現できる。
す第（７）式の一般的な伝達函数の式として次のように
表現できる。
ところで点検用発振器ＯＳＣの具体例は第３図のように
示される。第３図においてｇ1はＮＡＮＤゲート回路、
ｇ2はＮＯＴゲート回路、Ｃ3はコンデンサ、Ｒ7〜Ｒ9は
抵抗、ＳＷはスイッチである。ＮＡＮＤゲート回路ｇ1
の一方の入力端はスイッチＳＷを介して正の直流電源Ｖ
CCに接続されるとともに、抵抗Ｒ7を介して負の直流電
源ＶEEに接続されている。
示される。第３図においてｇ1はＮＡＮＤゲート回路、
ｇ2はＮＯＴゲート回路、Ｃ3はコンデンサ、Ｒ7〜Ｒ9は
抵抗、ＳＷはスイッチである。ＮＡＮＤゲート回路ｇ1
の一方の入力端はスイッチＳＷを介して正の直流電源Ｖ
CCに接続されるとともに、抵抗Ｒ7を介して負の直流電
源ＶEEに接続されている。
第３図の回路におけるスイッチＳＷオン、オフ時の各部
（ＣＰ1〜ＣＰ4、ＶT）の動作は次のようである。ま
ず、スイッチＳＷを投入していない場合、ＮＡＮＤゲー
ト回路ｇ1の一方の入力端ＣＰ1には抵抗Ｒ7を介してロ
ーレベル信号、すなわち負の電源電圧ＶEEが印加され
る。このためＮＡＮＤゲート回路ｇ1の出力ＣＰ2（発振
器出力ＶT）はハイレベル信号、すなわち略正の電源電
圧ＶCCとなる。これは、図示省略しているが、ＮＡＮＤ
ゲート回路ｇ1の電源としてＶCCが印加されているため
である。
（ＣＰ1〜ＣＰ4、ＶT）の動作は次のようである。ま
ず、スイッチＳＷを投入していない場合、ＮＡＮＤゲー
ト回路ｇ1の一方の入力端ＣＰ1には抵抗Ｒ7を介してロ
ーレベル信号、すなわち負の電源電圧ＶEEが印加され
る。このためＮＡＮＤゲート回路ｇ1の出力ＣＰ2（発振
器出力ＶT）はハイレベル信号、すなわち略正の電源電
圧ＶCCとなる。これは、図示省略しているが、ＮＡＮＤ
ゲート回路ｇ1の電源としてＶCCが印加されているため
である。
これに対しスイッチＳＷを投入した場合、ＮＡＮＤゲー
ト回路ｇ1の一方の入力端ＣＰ1にはハイレベル信号（Ｖ
CC）が印加される。すると抵抗Ｒ9、コンデンサＣ3で決
定される周波数で発振が起こり、矩形波が出力される。
この発振周波数は通常入力信号ＶSと同一周波数になる
ようにその定数を決定すればよい。
ト回路ｇ1の一方の入力端ＣＰ1にはハイレベル信号（Ｖ
CC）が印加される。すると抵抗Ｒ9、コンデンサＣ3で決
定される周波数で発振が起こり、矩形波が出力される。
この発振周波数は通常入力信号ＶSと同一周波数になる
ようにその定数を決定すればよい。
まず点検時の場合について上記第（１２）式を考える。
点検時、一般に入力信号ＶSは零であり、テスト信号ＶT
は、入力信号ＶS動作時と同一の発振周波数出力となる
ように調整している。すなわち点検時は、 となる（ただしωSは入力信号ＶSの角周波数である）。
点検時、一般に入力信号ＶSは零であり、テスト信号ＶT
は、入力信号ＶS動作時と同一の発振周波数出力となる
ように調整している。すなわち点検時は、 となる（ただしωSは入力信号ＶSの角周波数である）。
次に通常動作時について前記第（１２）式を考える。通
常時、点検用発振器ＯＳＣは発振しておらず、その出力
ＶTは前述のように略正の電源電圧ＶCCとなる。ここで
理想的な条件を考えて前記電源電圧ＶCCが完全直流であ
るとすると、点検用発振器ＯＳＣの出力ＶTに交流分は
含まれないので前記第（１２）式は、 となる。
常時、点検用発振器ＯＳＣは発振しておらず、その出力
ＶTは前述のように略正の電源電圧ＶCCとなる。ここで
理想的な条件を考えて前記電源電圧ＶCCが完全直流であ
るとすると、点検用発振器ＯＳＣの出力ＶTに交流分は
含まれないので前記第（１２）式は、 となる。
しかし正の直流電源ＶCCが完全直流であることはほとん
どなく、交流分ＶRを含んでいる。そこで前記共通入力
点ＰIには交流分ＶRとして次の式で表される電圧が印加
されることになる。
どなく、交流分ＶRを含んでいる。そこで前記共通入力
点ＰIには交流分ＶRとして次の式で表される電圧が印加
されることになる。
ここでωRはリップル分ＶRの角周波数である。この第
（１５）式は前記第（１３）式の場合と同様に第（１
２）式から導かれる。
（１５）式は前記第（１３）式の場合と同様に第（１
２）式から導かれる。
したがって、リップル分ＶRと入力信号ＶSの両方がある
一般的な条件における通常動作時の場合、フィルタ出力
Ｖ0は、入力信号ＶSとリップル分ＶRの各々のフィルタ
出力成分の加算値になるので、前記第（１４）、（１
５）式から となる。
一般的な条件における通常動作時の場合、フィルタ出力
Ｖ0は、入力信号ＶSとリップル分ＶRの各々のフィルタ
出力成分の加算値になるので、前記第（１４）、（１
５）式から となる。
この第（１６）式からわかるように、従来技術において
は、第１に、通常動作時にアクティブバンドパスフィル
タは入力信号ＶS成分を増幅するのみならず正の直流電
源ＶCCの交流分ＶRの成分も増幅することになり都合が
悪いという欠点を生じる。
は、第１に、通常動作時にアクティブバンドパスフィル
タは入力信号ＶS成分を増幅するのみならず正の直流電
源ＶCCの交流分ＶRの成分も増幅することになり都合が
悪いという欠点を生じる。
また、第２に、入力信号ＶSと交流分ＶRの周波数が多少
違う場合にはフィルタ出力Ｖ0はビート波形となり非常
に都合が悪い。また、例えば前述した方向地絡継電器等
のように位相を比較する継電器の場合は、出力レベルと
位相の両方に悪影響を与えるという欠点を生じる。
違う場合にはフィルタ出力Ｖ0はビート波形となり非常
に都合が悪い。また、例えば前述した方向地絡継電器等
のように位相を比較する継電器の場合は、出力レベルと
位相の両方に悪影響を与えるという欠点を生じる。
第３に、交流を全波整流した出力で直流電源を作る場合
や、前述のように複数の保護継電器を同一ケース内に収
納して成る保護継電装置のケース内発熱を抑えるため、
定電圧回路のツェナーダイオードに流す電流を少なくせ
ざるを得ない直流電源の場合には、前記交流分ＶRの悪
影響が出て来るという欠点を生じる。
や、前述のように複数の保護継電器を同一ケース内に収
納して成る保護継電装置のケース内発熱を抑えるため、
定電圧回路のツェナーダイオードに流す電流を少なくせ
ざるを得ない直流電源の場合には、前記交流分ＶRの悪
影響が出て来るという欠点を生じる。
すなわち、前記ツェナーダイオードを用いた直流電源の
場合、入力信号ＶSが零の時は前記交流分ＶRも略零であ
るが、入力信号ＶSが大きくなるにつれて保護継電器回
路に流れる電流が増加する方向に変化し、これによって
当該保護継電器回路に並列接続されたツェナーダイオー
ドに流れる電流も変化する（減少する方向に変化す
る）。このようにツェナーダイオードに流れる電流が変
化するとツェナーダイオードの電圧が変化し、リップル
電圧（交流分ＶR）が増加してしまう。
場合、入力信号ＶSが零の時は前記交流分ＶRも略零であ
るが、入力信号ＶSが大きくなるにつれて保護継電器回
路に流れる電流が増加する方向に変化し、これによって
当該保護継電器回路に並列接続されたツェナーダイオー
ドに流れる電流も変化する（減少する方向に変化す
る）。このようにツェナーダイオードに流れる電流が変
化するとツェナーダイオードの電圧が変化し、リップル
電圧（交流分ＶR）が増加してしまう。
なぜならばツェナーダイオードは一般的に、大電流を流
して使用している場合に電流が変化しても電圧変化はほ
とんどないが、前述のように発熱を抑える目的から小電
流領域で使用している場合に電流が変化すると電圧変化
が生じてしまう特性を有しているためである。
して使用している場合に電流が変化しても電圧変化はほ
とんどないが、前述のように発熱を抑える目的から小電
流領域で使用している場合に電流が変化すると電圧変化
が生じてしまう特性を有しているためである。
第４に、被監視電力系統で短絡等の事故が生じると、継
電器出力信号（すなわち入力信号ＶS）が大電流とな
り、それにともなって回路電流も増加し、交流分ＶRも
大きくなる。このとき正の直流電源ＶCC、負の直流電源
ＶEEの出力インピーダンスが保護継電器回路の回路イン
ピーダンスに比較して無視できない場合には、入力信号
ＶSが零の時、交流分ＶRも略零であるが、入力信号ＶS
が大きくなるにつれて回路電流も増加し、前記理由によ
り交流分ＶRも大きくなり、このような場合には上述し
たような欠点を生ずる。
電器出力信号（すなわち入力信号ＶS）が大電流とな
り、それにともなって回路電流も増加し、交流分ＶRも
大きくなる。このとき正の直流電源ＶCC、負の直流電源
ＶEEの出力インピーダンスが保護継電器回路の回路イン
ピーダンスに比較して無視できない場合には、入力信号
ＶSが零の時、交流分ＶRも略零であるが、入力信号ＶS
が大きくなるにつれて回路電流も増加し、前記理由によ
り交流分ＶRも大きくなり、このような場合には上述し
たような欠点を生ずる。
本考案は上記の点に鑑みてなされたもので、直流電源に
含まれる交流分の出力への影響をなくし、入力信号のみ
を増幅することができる保護継電器を提供することを目
的とする。
含まれる交流分の出力への影響をなくし、入力信号のみ
を増幅することができる保護継電器を提供することを目
的とする。
本考案ではこうした目的を達成するために、一端が入力
信号と点検用テスト信号との共通入力点に接続され、他
端が負電源に接続され、且つテスト信号用入力抵抗と抵
抗値が等しい抵抗を設けている。
信号と点検用テスト信号との共通入力点に接続され、他
端が負電源に接続され、且つテスト信号用入力抵抗と抵
抗値が等しい抵抗を設けている。
以下、本考案の一実施例を添付された図面の第２図と共
に説明する。
に説明する。
第２図において、第１図と同一符号は同一物を示しその
説明は省略する。
説明は省略する。
Ｒ3は本実施例で新たに設けられた抵抗でその一端は共
通入力点ＰIに、他端は負の直流電源ＶEEに接続され、
抵抗値は後述する理由によりテスト信号用の入力抵抗Ｒ
2と同じ値に選択されている。
通入力点ＰIに、他端は負の直流電源ＶEEに接続され、
抵抗値は後述する理由によりテスト信号用の入力抵抗Ｒ
2と同じ値に選択されている。
ここで前記第１図においてＶ0を表す第（７）式を導い
た場合と同様の方法で第２図についてもＶ0の式を導く
と、 となる（但しＶR′はＶEEに含まれるリップル電圧であ
る）。
た場合と同様の方法で第２図についてもＶ0の式を導く
と、 となる（但しＶR′はＶEEに含まれるリップル電圧であ
る）。
今ここで、前記第（１７）式を一般的な伝達函数の式に
変換するために抵抗Ｒ1，Ｒ2，Ｒ3，Ｒ4の並列合成抵抗
Ｒ6′、フィルタの共振角周波数ω0、尖鋭度Ｑ、ω0に
おけるゲインＡ0（｜Ｖ0／ＶS｜）を次のように定義す
る。
変換するために抵抗Ｒ1，Ｒ2，Ｒ3，Ｒ4の並列合成抵抗
Ｒ6′、フィルタの共振角周波数ω0、尖鋭度Ｑ、ω0に
おけるゲインＡ0（｜Ｖ0／ＶS｜）を次のように定義す
る。
このようにＲ6′，ω0，Ｑ，Ａ0を定義すると前記Ｖ0を
表す第（１７）式の一般的な伝達函数の式として次のよ
うに表現できる。
表す第（１７）式の一般的な伝達函数の式として次のよ
うに表現できる。
今、通常動作時について前記第（２２）式を考える。通
常時、点検用発振器ＯＳＣは発振しておらず、その出力
ＶTは前記第３図の説明で述べたように略正の電源電圧
ＶCCとなる。ここで理想的な条件を考えて前記正の電源
電圧ＶCCおよび負の電源電圧ＶEEが完全直流であるとす
ると、点検用発振器ＯＳＣの出力ＶT（＝ＶCC）および
直流電源ＶEEに交流分は全く含まれないので、前記第
（２２）式は、 となる。
常時、点検用発振器ＯＳＣは発振しておらず、その出力
ＶTは前記第３図の説明で述べたように略正の電源電圧
ＶCCとなる。ここで理想的な条件を考えて前記正の電源
電圧ＶCCおよび負の電源電圧ＶEEが完全直流であるとす
ると、点検用発振器ＯＳＣの出力ＶT（＝ＶCC）および
直流電源ＶEEに交流分は全く含まれないので、前記第
（２２）式は、 となる。
しかし前記直流電源ＶCC，ＶEEが完全直流であることは
ほとんどなく、各々交流分ＶR，ＶR′を含んでいる。そ
こで前記共通入力点ＰIには交流分ＶR，ＶR′として次
の式で表わされる電圧が印加されることになる。
ほとんどなく、各々交流分ＶR，ＶR′を含んでいる。そ
こで前記共通入力点ＰIには交流分ＶR，ＶR′として次
の式で表わされる電圧が印加されることになる。
（但しωR′はＶR′の角周波数） この第（２４）式は前記第（２２）式から導かれる。
したがってリップル分ＶR，ＶR′と入力信号ＶSの両方
がある一般的な条件における通常動作時の場合、フィル
タ出力Ｖ0は、入力信号ＶSとリップル分ＶR，ＶR′の各
々のフィルタ出力成分の加算値になるので、前記第（２
３）、（２４）式から となる。
がある一般的な条件における通常動作時の場合、フィル
タ出力Ｖ0は、入力信号ＶSとリップル分ＶR，ＶR′の各
々のフィルタ出力成分の加算値になるので、前記第（２
３）、（２４）式から となる。
ところで、保護継電器回路のＶCC側の回路インピーダン
スとＶEE側の回路インピーダンスは同一の場合が多い。
なぜならば、前述したように２個のツェナーダイオード
によって共通電位ＣＯＭ、正の直流電源ＶCC、負の直流
電源ＶEEを得、ＶCC−ＣＯＭ間、ＶEE−ＣＯＭ間に保護
継電器回路（負荷）を各々接続した保護継電器において
は、２つの保護継電器回路の各回路定数を同一とし、イ
ンピーダンスを一致させて使用する場合が多いからであ
る。
スとＶEE側の回路インピーダンスは同一の場合が多い。
なぜならば、前述したように２個のツェナーダイオード
によって共通電位ＣＯＭ、正の直流電源ＶCC、負の直流
電源ＶEEを得、ＶCC−ＣＯＭ間、ＶEE−ＣＯＭ間に保護
継電器回路（負荷）を各々接続した保護継電器において
は、２つの保護継電器回路の各回路定数を同一とし、イ
ンピーダンスを一致させて使用する場合が多いからであ
る。
このため同一保護継電器内の２つの継電器回路（前記Ｖ
CC−ＣＯＭ間、ＶEE−ＣＯＭ間に各々接続された継電器
回路）のインピーダンスは入力信号ＶSの周波数に同期
して交互に大小を繰り返し、このインピーダンスの変化
によって継電器回路の電流が変化し、これにともなって
ツェナーダイオードに流れる電流が変化し、ツェナーダ
イオードの電圧が変化し、極性が互いに逆で同じ大きさ
の交流分が発生する。即ち、第（２５）式においては、
一般的ににωR＝ωR′、ＶR′＝−ＶRが成立する場合が
多い。
CC−ＣＯＭ間、ＶEE−ＣＯＭ間に各々接続された継電器
回路）のインピーダンスは入力信号ＶSの周波数に同期
して交互に大小を繰り返し、このインピーダンスの変化
によって継電器回路の電流が変化し、これにともなって
ツェナーダイオードに流れる電流が変化し、ツェナーダ
イオードの電圧が変化し、極性が互いに逆で同じ大きさ
の交流分が発生する。即ち、第（２５）式においては、
一般的ににωR＝ωR′、ＶR′＝−ＶRが成立する場合が
多い。
更に、第（２５）式において、交流分ＶRとＶR′の影響
を打ち消すために抵抗Ｒ3の抵抗値を抵抗Ｒ2の抵抗値と
等しくして選択するものとする。このように選択するこ
とにより、第（２５）式のＶR，ＶR′，ωR，ωR′，Ｒ
2，Ｒ3はＶR′＝−ＶR，ωR′＝ωR，Ｒ2＝Ｒ3となるの
で、その結果フィルタ出力Ｖ0は、 となる。第（２６）式からわかるように直流電源ＶCC，
ＶEEに含まれる交流分ＶR，ＶR′は打ち消され、入力信
号ＶSのみを増幅することができる。
を打ち消すために抵抗Ｒ3の抵抗値を抵抗Ｒ2の抵抗値と
等しくして選択するものとする。このように選択するこ
とにより、第（２５）式のＶR，ＶR′，ωR，ωR′，Ｒ
2，Ｒ3はＶR′＝−ＶR，ωR′＝ωR，Ｒ2＝Ｒ3となるの
で、その結果フィルタ出力Ｖ0は、 となる。第（２６）式からわかるように直流電源ＶCC，
ＶEEに含まれる交流分ＶR，ＶR′は打ち消され、入力信
号ＶSのみを増幅することができる。
したがって、直流電源ＶCC，ＶEEに交流分を含む場合で
も、これら交流分の出力に対する悪影響を除去すること
ができる。
も、これら交流分の出力に対する悪影響を除去すること
ができる。
本考案は上記のように、テスト信号用入力抵抗と抵抗値
の等しい抵抗の一端を、入力信号および点検用テスト信
号の共通入力点と、発振器非励磁時のテスト信号電位と
は逆極性の直流電源との間に接続したので、直流電源に
含まれる交流分によるフィルタ出力への悪影響を除去で
きる。従って、本考案を、例えば方向地絡継電器に応用
した場合、出力レベルと位相に対する悪影響はなく、点
検精度が向上する。
の等しい抵抗の一端を、入力信号および点検用テスト信
号の共通入力点と、発振器非励磁時のテスト信号電位と
は逆極性の直流電源との間に接続したので、直流電源に
含まれる交流分によるフィルタ出力への悪影響を除去で
きる。従って、本考案を、例えば方向地絡継電器に応用
した場合、出力レベルと位相に対する悪影響はなく、点
検精度が向上する。
また、交流分による悪影響を除去できるため、直流電源
ＶCC，ＶEEに対する裕度が高められるので、同一ケース
内に収納された複数の保護継電器の各定電圧回路の通電
電流を低めに設定して発熱を抑えることができ、保護継
電装置全体の安定度を高めることができる。
ＶCC，ＶEEに対する裕度が高められるので、同一ケース
内に収納された複数の保護継電器の各定電圧回路の通電
電流を低めに設定して発熱を抑えることができ、保護継
電装置全体の安定度を高めることができる。
第１図は従来の保護継電器の一例を示す回路図、第２図
は本考案に係る保護継電器の一実施例を示す回路図、第
３図は第１図もしくは第２図回路における点検用発振器
の具体例を示す回路図である。 Ｒ1〜Ｒ9……抵抗、Ｃ1〜Ｃ3……コンデンサ、ＡＭＰ…
…交流増幅器、ＶCC，ＶEE……直流電源、ＶS……入力
信号源、ＯＳＣ……点検用発振器、ＣＯＭ……共通電
位。
は本考案に係る保護継電器の一実施例を示す回路図、第
３図は第１図もしくは第２図回路における点検用発振器
の具体例を示す回路図である。 Ｒ1〜Ｒ9……抵抗、Ｃ1〜Ｃ3……コンデンサ、ＡＭＰ…
…交流増幅器、ＶCC，ＶEE……直流電源、ＶS……入力
信号源、ＯＳＣ……点検用発振器、ＣＯＭ……共通電
位。
Claims (1)
- 【請求項１】入力部に、交流増幅器により構成されたア
クティブバンドパスフィルタと、作動時に点検用テスト
信号を出力するとともに非作動時は第１の直流電源の電
圧信号を出力する点検回路とを有し、 前記アクティブバンドパスフィルタの入力端子に第１の
抵抗を介して入力信号を印加するとともに、前記アクテ
ィブバンドパスフィルタの入力端子に第２の抵抗を介し
て前記点検回路の出力信号を印加する保護継電器におい
て、 前記アクティブバンドパスフィルタの出力に、前記第１
の直流電源に含まれる交流分の影響が生じないように、
前記入力信号と点検用テスト信号との共通入力点にその
一端が接続されると共に、前記第１の直流電源と同電位
で且つ逆極性の第２の直流電源にその他端が接続され、
且つ前記第２の抵抗と抵抗値の等しい第３の抵抗を接続
したことを特徴とする保護継電器。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1171084U JPH069545Y2 (ja) | 1984-01-30 | 1984-01-30 | 保護継電器 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1171084U JPH069545Y2 (ja) | 1984-01-30 | 1984-01-30 | 保護継電器 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS60124228U JPS60124228U (ja) | 1985-08-21 |
| JPH069545Y2 true JPH069545Y2 (ja) | 1994-03-09 |
Family
ID=30494081
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP1171084U Expired - Lifetime JPH069545Y2 (ja) | 1984-01-30 | 1984-01-30 | 保護継電器 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH069545Y2 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2024076413A (ja) * | 2022-11-25 | 2024-06-06 | コーデンシ株式会社 | 信号増幅装置 |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US7512391B2 (en) * | 2005-05-24 | 2009-03-31 | Freescale Semiconductor, Inc. | Self-aligning resonator filter circuit and wideband tuner circuit incorporating same |
-
1984
- 1984-01-30 JP JP1171084U patent/JPH069545Y2/ja not_active Expired - Lifetime
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2024076413A (ja) * | 2022-11-25 | 2024-06-06 | コーデンシ株式会社 | 信号増幅装置 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS60124228U (ja) | 1985-08-21 |
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