JPH0812211B2 - 交流実効値−直流変換回路 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 （発明の分野） 本発明は、交流実効値−直流変換回路に関する。

（従来の技術とその問題点） 交流実効値−直流変換回路とは、交流の実効値を求
め、この実効値に基づいて直流に変換する回路である。

このような変換回路には、実効値の定義式の通りに、
入力信号を二乗したものを平均化して開平するために、
入力信号を二乗する二乗回路と、この二乗回路出力を積
分することにより平均化する平均化回路と、その平均化
回路出力を開平する開平回路とからなるものがあり、従
来では、これらの各回路をモノリシックICに組み込んだ
ものが知られている（実用電子ハンドブック（４）昭和
58年11月１日第５版CQ出版株式会社発行の第421および4
22ページ参照）。

しかしながら、交流実効値−変換回路をモナシリック
ICに組み込んだものでは、開平回路が必要であったため
に、回路構成が非常に複雑であるのみならず、それのコ
ストも高くつくものであるという問題点があった。

そして、このようなコストが高いという問題点がある
割りには、今ひとつ信頼性に乏しいという問題点もあっ
た。

また、整流器と、コンデンサおよび抵抗で構成された
時定数回路とを組み合わせ、その時定数回路の時定数を
特定値に設定して疑似的に実効値変換する方式のものも
提案されている。

この提案の回路では、回路構成が簡単になる反面、実
効値変換の精度に劣るという問題があり、精度の高い実
効値変換を行いたい場合には、採用することができない
ものであった。

（発明の目的） 本発明は、前記各問題点を解消することを目的とす
る。

（発明の構成と効果） 本発明は、前記目的を達成するために、実効値変換さ
れるべき整流電圧が与えられる入力部と、二乗化電流を
出力する出力部と、負帰還電圧が入力される負帰還入力
部とを有する二乗回路と、 前記二乗回路の出力部からの二乗化電流が与えられる
入力部と、前記整流電圧の実効値電圧を出力する出力部
とを有するとともに、前記二乗化電流に基づいて前記整
流電圧を平均化して実効値電圧として出力する平均化回
路とを具備し、 前記二乗回路は、それの入力部に与えられた整流電圧
を該整流電圧値に比例する電流に変換する第１変換手段
と、それの負帰還入力部に与えられる前記平均化回路か
らの平均化電圧を負帰還電圧として入力しかつ前記整流
電圧をこの負帰還電圧との間で分圧した電流に変換する
第２変換手段と、前記両変換手段からの各電流を加算す
るとともに、その加算電流を二乗化電流として出力する
加算手段とを含むことを特徴として構成されている。

この構成によれば、二乗回路の入力部に与えられた整
流電圧は、該二乗回路の第１変換手段によりそれに比例
した電流に変換される。

また、平均化回路の出力が負帰還電圧として二乗回路
の負帰還入力部に与えられる。二乗回路の負帰還入力部
に与えられた負帰還電圧は、前記第２手段により前記整
流電圧との間で分圧された電流に変換される。

そして、各電流は二乗回路の加算手段により加算され
ることにより該二乗回路からは二乗化電流が出力され
る。

そうすると、この二乗化電流は、負帰還電圧を分母
に、整流電圧値の二乗値を分子においた式で現されたも
のになる。そして、この二乗化電流が平均化回路に入力
されると、結局、その平均化回路からは理論式に従った
整流電圧の実効値電圧が出力される。

したがって、本発明によれば、開平回路を使用するこ
となく、単に二乗回路と平均化回路とを組み合わせ、こ
の平均化回路の出力電圧を二乗回路に負帰還させるだけ
という簡単な回路構成であるから、モノリシックICで構
成されたものよりもコスト的に安価な回路を得ることが
できる。

また、理論式に従った実効値変換を行うから、前記疑
似実効値変換方式のものに比較して、これより信頼性に
優れた交流実効値−直流変換を行うことがてきるのみな
らず、モノリシックICで構成したものと比較してもそれ
のコストの点を考慮すると、信頼性に優れたものとな
る。

（実施例の説明） 第１図は、本発明の交流実効値−直流変換回路の回路
図である。

第１図において、INは交流電圧（e₀）の入力端子、OU
Tは実効値電圧（V₀）の出力端子である。

１は、入力端子INからの交流電圧（e₀）を全波整流
し、それを実効値変換されるべき整流電圧（e₁）として
出力する全波整流回路である。

２は、全波整流回路１からの実効値変換されるべき整
流電圧（e₁）が与えられる入力部21と、二乗化電流
（ｉ）を出力する出力部22と、負帰還電圧（V₀）が入力
される負帰還入力部23とを有する二乗回路である。

３は、二乗回路２の出力部22からの二乗化電流（ｉ）
が与えられる入力部31と、前記整流電圧（e₁）の実効値
電圧（V₀）を出力する出力部32と、同じくその実効値電
圧（V₀）を負帰還電圧（V₀）として出力する出力部33と
を有する平均化回路である。そして、この平均化回路３
は、前記二乗化電流（ｉ）に基づいて前記整流電圧
（e₁）を平均化して実効値電圧（V₀）として出力するよ
うになっている。

二乗回路２は、それの入力部21に与えられた整流電圧
（e₁）を該整流電圧（e₁）に比例する第１電流（i₁）に
変換する第１変換手段として、抵抗R4を備えている。こ
の抵抗R4は、二乗回路２の入力部21と出力部22との間に
接続されている。

二乗回路２は、また、それの負帰還入力部23に与えら
れた平均化回路２の負帰還出力部33からの負帰還電圧
（V₀）を入力し、前記整流電圧（e₁）をこの負帰還電圧
（V₀）との間で分圧して第2,第３電流（i₂,i₃）に変換
する第２変換手段として、抵抗R1,R2,R3,R5,R6とダイオ
ードD1,D2とを有している。

抵抗R1,R2,R3は二乗回路２の入力部21と負帰還入力部
23との間に互いに直列に接続されている。抵抗R5とダイ
オードD1と、また抵抗R6とダイオードD2とは、それぞれ
第１直列回路と第２直列回路となるように直列に接続さ
れている。そして、第１直列回路は抵抗R1および抵抗R2
の接続点24と出力部22との間に、また、第２直列回路は
抵抗R2および抵抗R3の接続点25と出力部22との間にそれ
ぞれ接続されている。

二乗回路２は、さらにまた、前記両変換手段からの各
電流（i₁,i₂,i₃）を加算するとともに、その加算電流
（ｉ＝i₁＋i₂＋i₃）を二乗化電流（ｉ）として出力する
加算手段を備えているが、その加算手段としては、抵抗
R4の一端と各ダイオードD1,D2のカソードとを共通に接
続し、その共通接続点26を有している。

平均化回路３は、演算増幅器AMPと、その演算増幅器A
MPの反転入力端子（−）と出力端子との間において互い
に並列に接続された平滑用コンデンサＣと増幅度決定用
抵抗R7を備えている。また、演算増幅器AMPの正転入力
端子（＋）は接地されている。演算増幅器AMPの出力端
子は、平均化回路３の出力部32,33に接続されている。

次に、動作および作用を第２図のタイムチャートに従
って説明する。

第２図（a1）は全波整流回路１から二乗回路２の入力
部21に与えられる整流電圧（e₁）の波形を示し、第２図
（a2）は二乗回路２の抵抗R4を流れる第１電流（i₁）の
波形を示し、第２図（b1）は接続点24に現れる電圧
（e₂）の波形を示し、第２図（b2）は抵抗R5を流れる第
２電流（i₂）の波形を示し、第２図（c1）は接続点25に
現れる電圧（e₃）の波形を示し、第２図（c2）は抵抗R6
を流れる第３電流（i₃）の波形を示し、第２図（ｄ）は
接続点26に現れる二乗化電流（ｉ）の波形を示してい
る。

第２図（a1）に示すような波形の整流電圧（e₁）が二
乗回路２の入力部21に与えられる。

平均化回路３の入力部31はイマジナリアースになって
いるから、二乗回路２の抵抗R4を流れる第１電流（i₁）
は、ｉ＝e₁/R₄になる。

ここで、i₁は第１電流（i₁）の電流値、e₁は整流電圧
（e₁）の電圧値、R₄は抵抗R4の抵抗値である。また、
「／」の記号は除算記号（÷）である（以下、同じ）。

第１電流（i₁）の波形は、第２図（a2）に示すように
なる。

一方、二乗回路２の負帰還入力部23に与えられている
負帰還電圧（V₀）と整流電圧（e₁）とは、接続点（24）
においては低抗R1,R2,R3で分圧されるから、その接続点
24における電圧（e₂）は、第２図（b1）に示すようにな
る。

即ち、この電圧（e₂）は、ハッチングで示されるよう
にマイナス電位が生じる。したがって、抵抗R5に流れる
第２電流（i₂）はダイオードD1により第２図（b2）に示
すようになる。

同様に、接続点25における電圧（e₃）は、第２図（c
1）に示すようになる。したがって、抵抗R6に流れる第
３電流（i₃）はダイオードD2により第２図（c2）に示す
ようになる。

これらの各電流（i₁,i₂,i₃）は、接続点26で加算され
るから、その加算電流（ｉ）（二乗化電流ｉ）は、第２
図（ｄ）に示すようになる。二乗化電流（ｉ）の波形に
おいて、ａ−ａ間は第２電流（i₂）に、ｂ−ｂ間は第３
電流（i₃）にそれぞれ対応している。

各電流（i₁,i₂,i₃）の大きさは、各抵抗R4,R5,R6に抵
抗値により決定されるが、その各抵抗値を適宜選定すれ
ば二乗化電流（ｉ）の波形は、整流電圧（V₀）の二乗
に、より近似させることが可能である。また、第２図
（ｄ）の二乗化電流（ｉ）の波形は、２点折れ線であっ
たが、接続点24,25等を増加させれば、その折れ線を二
乗カーブに、より近付けることができることは勿論であ
る。

いま、交流入力信号をe₀、全波整流回路１の出力信号
をe₁、これらの信号の振幅をa₀、とすれば、 e₀＝a₀・sinωｔ （１） e₁＝a₀・sinωｔ （０≦ωｔ≦π） または、 e₁＝−a₀・sinωｔ（π≦ωｔ≦２π） したがって、 e₀ ²＝e₁ ² （２） 次に、平均化回路３は、演算増幅器AMP、コンデンサ
Ｃ、および抵抗R₇とからなる積分回路であるので、平均
化回路３の積分出力V₀は、上記の電流ｉが抵抗R7流れた
時、コンデンサＣの積分作用によって平均化される。こ
れは、二乗回路２の出力電流ｉのピーク値とボトム値の
真中、今の場合、Iaveで定電流充電された状態に等しい
（第２図（ｄ）参照）。よって、 V₀＝−k₁・Iave＝−R7・Iave（k₁:定数） （３） 一方、二乗回路２の出力部22の電流ｉは、言うまでも
なく、交流の入力信号e₀を全波整流した出力e₁と平均化
回路３から負帰還される出力V₀に基づく電流値とが合成
されることにより得られる二乗近似された電流であり、
この電流ｉは、その波形が常に第２図（ｄ）に示す関係
を満たしているときには、入力信号e₀の周波数の２倍で
あり、しかも、入力信号e₀の２倍の周波数をもつ信号に
対して位相が90゜ずれていることになるから、余弦波形
とみなせる。ゆえに、 ｉ＝Iave−Iave・cos2ωｔ ＝Iave・（１−cos2ωｔ） ＝２・Iave・sin²ωｔ （４） （４）式は、（３）式の関係から、さらに次のように
変形される。

ｉ＝２（−V₀/k₁）・sin²ωｔ （４）′ いま、二乗回路２の出力電流ｉが（４）式［あるいは
（４）′式］で示されるように常に二乗近似したものと
して得られるためには、第２図（ｄ）における折れ点a,
bが常に同じ位相（一定位相）であるという条件を満足
する必要がある。

これには、二乗回路２に対して入力される信号e₀（ま
たはe₁）と負帰還される電圧V₀とが比例関係にあればよ
い（そうでないと、（４）式が成立しなくなる）。つま
り、 a₀＝k₂・V₀ （a₀:入力信号e₀の振幅、k₂:定数） （５） の関係式が常に成立していることが必要である。そし
て、この（５）式の関係が成立しておれば、a₀＝k₂・V₀
の前提で以下の理論解析を進めてよいことになる。

そこで、この（５）式の関係が成立するかどうかを検
証してみる。

いま、a₀＝k₂・V₀が成立していると仮定したとき、e₀
（またはe₁）が仮に２倍になったら、その振幅a₀も当然
２倍になる。よって（５）式の関係より、V₀も２倍にな
るので、要素電流i₁,i₂,i₃も２倍になる。その結果、ｉ
も２倍になり、出力V₀も２倍になる。つまり、負帰還ル
ープにおいて、a₀＝k₂・V₀が成立すると仮定したとき、
何等矛盾が生じないので、この（５）式の仮定は正しく
成立していると言える。

ゆえに、（１）〜（５）式の関係から以下の式が導け
る。すなわち、（１）式より、 sin²ωｔ＝e₀ ²/a₀ ² （６） よって、（４）′，（６）式の関係から ｉ＝２・（−V₀/k₁）・（e₀ ²/a₀ ²） （７） この（７）式に（５）式を代入すると、 ｉ＝２・（−V₀/k₁）・｛e₀ ²/（k₂V₀）^２｝ ＝−｛2/（k₁k₂ ²）｝（e₀ ²/V₀） （８） ここで、（８）式において、−｛2/（k₁k₂ ²）｝＝ｋ
とおくと、 ｉ＝ｋ・e₀ ²/V₀ （９） 次に、平均化回路３の出力電圧V₀が具体的にどのよう
な値になるかを調べてみる。

上記のように、第１図に示す回路において（５）式の
関係式が成立しておれば、（９）式の関係が成立するの
で、いま、入力信号e₀の周期をＴとすると、 Iave＝（1/T）∫idt ＝（1/T）∫（ｋ・e₀ ²/V₀）dt （10） となる。そして、（３）式の関係があるから、（10）式
は、次のようになる。

つまり、平均化回路３の出力電圧V₀の具体的な値は、
（11）式で与えられるものとなるが、このV₀の値は、正
しく交流実効値の定義通りの実効値電圧となっている。

このように、本発明では、平均化回路３の出力電圧V₀
を二乗回路２に負帰還させることによって、従来のよう
に、わざわざ開平回路を設けなくても、実質的に開平処
理を行ったのと同様な効果が得られることが分かる。

この実施例では、周波数特性を制限する回路や素子を
使用していないから、周波数特性が良好である。また、
平均化回路３のコンデンサＣの容量値と抵抗R7とでその
時定数が決定されるが、交流電圧（e₀）のリップル分が
その時定数の影響を受けない程度までその時定数を短く
することができることから、それの応答性は速くなる。

更に、実効値の理論式の従った実効値変換を行ってい
るから、歪波の影響は、疑似実効値変換方式に比較して
非常に小さくなり、信頼性に優れた実効値変換を行うこ
とができる。

また、実施例の二乗回路２は、ダイオード近似であっ
たが、これに限定されるものではなく、例えば、トラン
ジスタによる二乗回路であってもよい。

【図面の簡単な説明】

図面は本発明の実施例に係り、第１図はこの実施例の回
路図、第２図は第１図の回路の動作説明に供するタイム
チャートである。 １……全波整流回路、２……二乗回路、３……平均化回
路。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】実効値変換されるべき整流電圧が与えられ
   る入力部と、二乗化電流を出力する出力部と、負帰還電
   圧が入力される負帰還入力部とを有する二乗回路と、 前記二乗回路の出力部からの二乗化電流が与えられる入
   力部と、前記整流電圧の実効値電圧を出力する出力部と
   を有するとともに、前記二乗化電流に基づいて前記整流
   電圧を平均化して実効値電圧として出力する平均化回路
   とを具備し、 前記二乗回路は、それの入力部に与えられた整流電圧を
   該整流電圧値に比例する電流に変換する第１変換手段
   と、それの負帰還入力部に与えられる前記平均化回路か
   らの平均化電圧を負帰還電圧として入力しかつ前記整流
   電圧をこの負帰還電圧との間で分圧した電流に変換する
   第２変換手段と、前記両変換手段からの各電流を加算す
   るとともに、その加算電流を二乗化電流として出力する
   加算手段とを含むことを特徴とする交流実効値−直流変
   換回路。