JPH08168013A - 水平偏向回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【目的】 入力水平同期信号を切り替えた過渡期のＡＦ
Ｃの出力信号の変動を抑え、その水平発振周波数を正常
に変化させて水平出力素子の破損を阻止する。 【構成】 比較器ＣＯＭＰ１，ＣＯＭＰ２からの出力電
圧Ｖ１，Ｖ２の過渡期では、フイルタ回路の時定数によ
って出力電圧Ｖ２が早く変化し、出力電圧Ｖ１が遅く変
化する。比較器ＣＯＭＰ１，ＣＯＭＰ２からの出力電圧
Ｖ３，Ｖ４が定常動作では共にＨレベルになり、過渡期
では比較器ＣＯＭＰ１の反転入力端子の電圧が非反転入
力端子の電圧よりも高くなり、この期間には出力電圧Ｖ
３がＬレベルになる。また、比較器ＣＯＭＰ２の非反転
入力端子の電圧が反転入力端子の電圧よりも高く、出力
電圧Ｖ４はＨレベルのままである。ダイオードＤ１，Ｄ
２のアノード側の出力電圧Ｖ５は、出力電圧Ｖ３，Ｖ４
のいずれかがＬレベルになれば、これに決定され、この
過渡期にスイッチＳＷが開放されてＡＦＣ回路３への信
号供給を停止する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、マルチスキャンモニタ
などに利用し、水平偏向周波数が入力信号源の任意の水
平同期周波数に自動追従する水平偏向回路に関する。

【０００２】

【従来の技術】図３は従来の水平偏向回路の構成を示す
ブロック図である。図３において、この例は、水平偏向
周波数が入力信号源の任意の水平同期周波数に自動追従
するものである。この例は入力水平同期信号Ｓ１の周波
数に比例した直流電圧に変換するＦ／Ｖ変換回路２と、
入力水平同期信号Ｓ１に基づいて発振周波数を制御する
ためのＡＦＣ回路３とが設けられている。さらに、ＡＦ
Ｃ回路３の閉ループ制御に基づいた周波数で発振する水
平発振回路４と、水平発振回路４からの発振信号を増幅
するドライブ回路５と、水平偏向信号を出力する水平出
力回路６と、水平偏向コイル７と、Ｆ／Ｖ変換回路２か
らの電圧に基づいて水平出力回路６に印加する電源電圧
を制御する電源電圧制御回路８とが設けられている。

【０００３】次に、この従来例の動作について説明す
る。Ｆ／Ｖ変換回路２は、入力される水平同期信号の周
波数に比例した電圧を出力する。この電圧をＶＣＯ（電
圧制御発振器）で構成される水平発振回路４に印加し、
その水平ドライブパルスの周波数を制御して入力水平同
期信号Ｓ１に近い周波数で発振する。さらに、この周波
数を一致（同相）させるためにＡＦＣ回路３は水平発振
回路４が発振する水平ドライブパルスの周波数を制御す
る。ＡＦＣ回路３は、入力水平同期信号Ｓ１と水平出力
回路６からの帰線パルスを位相検波し、この位相差に応
じた検波出力電圧を発生して水平発振回路４の発振周波
数を制御する。いわゆる閉ループ制御による周波数制御
が行われる。

【０００４】水平発振回路４からの水平ドライブパルス
がドライブ回路５を通じて水平出力回路６に入力され
る。この水平出力回路６から水平パルスが水平偏向コイ
ル７に入力され、水平偏向コイル７に鋸波の偏向電流が
流れる。水平発振回路４は入力される水平ドライブパル
スでスイッチング動作し、水平偏向コイル７のインダク
タンスによって、トランジスタのコレクタの電流が時間
軸で直線的に増加し、また、トランジスタのオフ動作時
にトランジスタコレクタに、水平偏向コイル７のインダ
クタンスと共振コンデンサの共振によって負電圧が発生
する。すなわち鋸波電流が発生する。この鋸波の偏向電
流の振幅ｉｙｐ−ｐが次式（１）で表される。

【０００５】

【数１】 Ｌ：水平偏向コイル７のインダクタンス Ｖｃｃ：電源電圧 ｔｓ：走査期間

【０００６】この偏向電流の振幅ｉｙｐ−ｐは画面の水
平振幅に比例し、走査期間ｔｓは、水平一周期から帰線
期間を差し引いた期間であり、偏向周波数によって変化
する。したがって、入力水平同期信号Ｓ１の同期周波数
によらず、画面の水平振幅を一定状態に保持する場合、
電源電圧Ｖｃｃを周波数変化に伴って変化させる必要が
ある。走査期間ｔｓは、略水平一周期に比例し、電源電
圧Ｖｃｃを偏向周波数に比例させることによって、水平
振幅が略一定状態になる。

【０００７】Ｆ／Ｖ変換回路２から出力される電圧で電
源電圧制御回路８が電源電圧を制御している。実際には
走査期間ｔｓと水平一周期は完全な比例関係ではなく、
また、入力水平同期信号Ｓ１によっては、水平振幅を変
えたい場合があるため、電源電圧制御回路８には、出力
電圧を調整するための水平振幅調整機能を備えているの
が一般的である。

【０００８】図４はＦ／Ｖ変換回路２の詳細な構成を示
す回路図である。図４において、この例は、時定数を決
定する抵抗器Ｒ１及びコンデンサＣ１を通じて電源＋Ｂ
に接続され、かつ、トリガ端子Ａに水平同期信号が入力
される単安定マルチバイブレータＭ／Ｍと、この単安定
マルチバイブレータＭ／Ｍの出力端子Ｑと抵抗器Ｒ２及
びコンデンサＣ２で接続されるフィルタ回路と、バッフ
ァであるオペアンプＯＰ１とを有している。

【０００９】図５はＦ／Ｖ変換回路２の動作における処
理波形図である。図４及び図５において、このＦ／Ｖ変
換回路２では単安定マルチバイブレータＭ／Ｍのトリガ
端子Ａに水平同期信号が入力され、かつ、出力端子Ｑか
らタイミング（周期）が水平同期信号に一致するパルス
が出力される。このパルスはパルス幅が抵抗器Ｒ１及び
コンデンサＣ１の時定数で一定値に設定されて出力され
る。また、出力パルスの波高値は略電源＋Ｂと等しくな
る。抵抗器Ｒ２、コンデンサＣ２のフィルタ回路では出
力パルスを平滑化して直流電圧に生成している。すなわ
ち、出力パルスの電圧の平均値になるため、この直流出
力電圧Ｖが次式（２）で表される。

【００１０】

【数２】 Ｔ：出力パルスの周期 ｔ：パルス幅 Ｖｐ：波高
値

【００１１】ここで同期信号の周波数が変化すると、そ
の周期が変化する。この周期変化で単安定マルチバイブ
レータＭ／Ｍから出力されるパルスも変化し、パルス幅
ｔと波高値Ｖｐが一定であるため、結果的に直流出力電
圧Ｖは、出力パルスの周期Ｔの逆数となり、同期信号周
波数に比例する。

【００１２】この場合のＦ／Ｖ変換回路２の動作は、安
定状態であり、例えば入力水平同期信号Ｓ１の周波数が
異なる入力信号源に切り替えると、その直流出力電圧Ｖ
は瞬時に周波数に対応した値に設定されず、抵抗器Ｒ２
及びコンデンサＣ２のフィルタ回路の時定数で徐々に変
化して安定する。

【００１３】したがって、入力信号源を切り替えた際に
は、図３に示す水平発振回路４の自由発振周波数が徐々
に変化し、この変化による水平出力回路６に供給される
電源電圧も自由発振周波数に対応した値の電圧が供給さ
れるため、鋸波偏向電流の振幅が略一定値を保持できる
ようになる。したがって、水平出力回路６の出力トラン
ジスタに過大なストレスが加わらなくなる。この場合の
過渡期には、ＡＦＣ回路３の動作が不安定となることが
ある。

【００１４】図６は、このＡＦＣ回路３の不安定な動作
を説明するための波形図である。図６において、水平出
力回路６から帰還される帰線パルスに基づいて生成した
比較鋸波電圧を、同期信号期間ｔでサンプリングし、そ
の比較出力をＡＦＣ回路３のフィルタ回路で平滑して、
水平発振回路４に制御電圧又は制御電流を供給する。図
６（ａ）は同期引き込み状態での動作波形の例である
が、前記の過渡期では、同期信号の周波数と自由発振周
波数が一致しない、いわゆる同期はずれの状態となり、
ＡＦＣ回路３は比較鋸波電圧の不定のタイミングをサン
プリングすることになる。

【００１５】例えば図６（ｂ）に示すタイミングでサン
プリングした場合、比較出力が負極性だけになり、水平
発振回路４での自由発振周波数を低下させる。実際の動
作では、サンプリングのタイミングが毎周期変化し、比
較出力をＡＦＣ回路３のフィルタ回路で平滑するため、
過渡期のＡＦＣ出力は最大出力と最低出力の範囲で変動
する。したがって、過渡期の水平発振回路４での自由発
振周波数は平均的にＦ／Ｖ変換回路２の出力電圧の変化
に追従し、上昇、下降の変動を伴うものとなる。

【００１６】この間は自由発振周波数ではなく、このと
きの発振周波数が高くなる期間は、特に不都合がないも
のの、周波数が低下する期間には式（１）よりも走査期
間ｔｓが電源電圧Ｖｃｃに見合った値よりも長くなり、
偏向電流の振幅ｉｙｐ−ｐが増加する。この増加は水平
出力トランジスタのコレクタ電流の増加を意味し、ま
た、相対的に電源電圧Ｖｃｃが高いということは、水平
出力トランジスタのコレクタに加わる帰線パルス電圧の
波高値Ｖｃｐが高くなることを意味する。すなわち水平
出力トランジスタが破損する場合がある。

【００１７】この破損解決のため水平出力トランジスタ
に、大きな電流容量（定格）の素子を用いれば良いが、
その耐電圧には限界がある。また、過渡期の過大電圧に
対しても定格に余裕を持たせようとすると、定常動作時
の波高値Ｖｃｐを低い値に設定する必要がある。このた
めには電源電圧Ｖｃｃを低く設定する必要があり、所望
の偏向電力を得るためには水平偏向コイル７のインダク
タンスＬを小さくする必要がある。

【００１８】この場合の偏向電力は、インダクタンスＬ
と偏向電流振幅ｉｙｐ−ｐとの二乗との積で得られるた
め、インダクタンスＬを小さくすると、偏向電流振幅ｉ
ｙｐ−ｐを増加させなければならない。すなわち、水平
出力トランジスタのコレクタ定格電流を増加させる必要
があり、大電流定格の水平出力トランジスタが必要にな
ってそのコスト増加を招くことになる。例えば投写管を
３〜６本使用するような投写型受像機では、水平偏向コ
イル数が多く、合計の偏向電流が多大になるため、その
大電流が問題になる。

【００１９】

【発明が解決しようとする課題】このように上記従来例
の水平偏向回路では、入力信号源を切り替えた場合にＡ
ＦＣの出力信号が変動して、その水平発振周波数が正常
に変化しなくなり、水平出力素子が破損する場合がある
という欠点があった。

【００２０】本発明は、このような従来の技術における
欠点を解決するものであり、入力水平同期信号を切り替
えた過渡期の自動周波数制御（ＡＦＣ）の出力信号の変
動を抑えることができ、その水平発振周波数が正常に変
化して、水平出力素子の破損が可能になる水平偏向回路
の提供を目的とする。

【００２１】

【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に、請求項１記載の水平偏向回路は、水平偏向周波数が
入力水平同期周波数に自動追従し、かつ、複数種の入力
信号を切り替えるマルチスキャン受像機に用いる水平偏
向回路において、入力水平同期信号の周波数に対応した
直流電圧を出力する周波数／電圧変換手段と、周波数／
電圧変換手段からの出力電圧で発振周波数を可変する水
平発振手段と、水平発振手段からの発振信号に基づいた
水平偏向信号を出力する水平出力手段と、周波数／電圧
変換手段からの出力電圧に基づいて水平出力手段に印加
する電源電圧を制御する制御手段と、水平出力手段から
の帰線パルスと入力水平同期信号との位相差に応じた検
波出力電圧で水平発振手段の発振周波数を制御するため
の自動周波数制御手段と、周波数／電圧変換手段から出
力される直流電圧の過渡的な変化を検出する検出手段
と、検出手段の出力信号によって自動周波数制御手段で
の自動周波数制御ループを開閉する開閉手段とを備える
構成である。

【００２２】請求項２記載の水平偏向回路は、前記検出
手段として、時定数が異なる二つのフィルタと、この二
つのフィルタの出力電圧を入力する差動スイッチ回路と
を用いる構成である。

【００２３】請求項３記載の水平偏向回路は、前記開閉
手段として、自動周波数制御手段への入力水平同期信号
又は帰線パルスを遮断するスイッチを用いる構成であ
る。

【００２４】

【作用】このような構成の請求項１〜３記載の水平偏向
回路は、周波数／電圧変換手段から出力される直流電圧
の過渡的な変化を、時定数が異なる二つのフィルタと、
この二つのフィルタの出力電圧を入力する差動スイッチ
回路とを用いた検出手段で検出し、この出力信号によっ
て自動周波数制御手段での自動周波数制御ループを開閉
している。この開閉手段として自動周波数制御手段への
入力水平同期信号又は帰線パルスを遮断するスイッチを
用いている。

【００２５】したがって、入力信号源を切り替えた過渡
期では、自動周波数制御手段への入力水平同期信号又は
帰線パルスが遮断されて自動周波数制御手段の出力信号
がなくなり、水平発振手段が本来の自由発振状態とな
る。すなわち、入力信号源を切り替えた過渡期の自動周
波数制御の出力信号の変動が抑えられ、水平出力手段に
供給する電源電圧との比例関係が保持され、その水平発
振周波数が正常に変化して、水平出力素子の破損を阻止
できるようになる。

【００２６】

【実施例】次に、本発明の水平偏向回路の実施例を図面
を参照して詳細に説明する。図１は本発明の水平偏向回
路の実施例の構成を示す回路図である。この図１に示す
回路図は、従前の図３に示した水平偏向回路のブロック
構成におけるＦ／Ｖ変換回路２の詳細な構成を示すもの
であり、図３に示すブロック構成を重複して用いて説明
する。すなわち、この例はＦ／Ｖ変換回路２，ＡＦＣ回
路３、水平発振回路４、ドライブ回路５、水平出力回路
６、水平偏向コイル７、電源電圧制御回路８とを有し、
この図１に示すＦ／Ｖ変換回路２には、トリガ端子Ａに
入力水平同期信号Ｓ１が供給され、かつ、時定数を決定
する抵抗器Ｒ１及びコンデンサＣ１を通じて電源＋Ｂに
接続されるとともに、水平発振回路４及び電源電圧制御
回路８に直流出力電圧Ｖを出力する単安定マルチバイブ
レータＭ／Ｍが設けられている。

【００２７】さらに、単安定マルチバイブレータＭ／Ｍ
の出力端子Ｑと抵抗器Ｒ２及びコンデンサＣ２で接続さ
れるフィルタ回路及びバッファであるオペアンプＯＰ１
と、単安定マルチバイブレータＭ／Ｍの出力端子Ｑと抵
抗器Ｒ３及びコンデンサＣ３で接続されるフィルタ回路
及びバッファであるオペアンプＯＰ２と、オペアンプＯ
Ｐ１の出力端に接続されて、その出力電圧Ｖ１を分圧す
る直列接続の抵抗器Ｒ４，Ｒ５と、オペアンプＯＰ２の
出力端に接続されて、その出力電圧Ｖ２を分圧する直列
接続の抵抗器Ｒ６，Ｒ７とが設けられている。

【００２８】さらに、オペアンプＯＰ１の出力端からの
出力電圧Ｖ１が非反転入力端子＋に入力されるととも
に、非反転入力端子−に抵抗器Ｒ６，Ｒ７の分圧電圧
（出力電圧Ｖ２の分圧）が入力されて、その比較を行う
比較器ＣＯＭＰ１と、オペアンプＯＰ２の出力端からの
出力電圧Ｖ２が非反転入力端子＋に入力されるととも
に、非反転入力端子−に抵抗器Ｒ４，Ｒ５の分圧電圧
（出力電圧Ｖ１の分圧）が入力されて、その比較を行う
比較器ＣＯＭＰ２とが設けられている。

【００２９】また、比較器ＣＯＭＰ１の出力電圧Ｖ３が
カソードに印加されるダイオードＤ１と、比較器ＣＯＭ
Ｐ２の出力電圧Ｖ４がカソードに印加され、アノードが
ダイオードＤ１のアノードと接続されたダイオードＤ２
と、ダイオードＤ１，Ｄ２のアノードに＋Ｂ電源電圧を
印加する抵抗器Ｒ８と、以降で説明する定常動作時にオ
ンとなってＡＦＣ回路３に同期信号又は帰線パルスを供
給するためのスイッチＳＷとが設けられている。このス
イッチＳＷはアナログスイッチ素子、トランジスタ、機
械スイッチ又は論理的ＡＮＤゲートを用いる。

【００３０】この構成にあって抵抗器Ｒ３及びコンデン
サＣ３で接続されるフィルタ回路の時定数は、抵抗器Ｒ
２及びコンデンサＣ２で接続されるフィルタ回路の時定
数より小さい値に設定され、定常動作ではオペアンプＯ
Ｐ１からの出力電圧Ｖ１とオペアンプＯＰ２からの出力
電圧Ｖ２とが等しくなるように設定されている。また、
抵抗器Ｒ４，Ｒ５の分圧比と抵抗器Ｒ６，Ｒ７の分圧比
とを、それぞれ出力電圧Ｖ１，Ｖ２より僅かに低い電圧
に設定している。

【００３１】次に、この実施例の動作について説明す
る。まず、定常動作時について説明する。この定常動作
では比較器ＣＯＭＰ１，ＣＯＭＰ２は、反転入力端子の
電圧が非反転入力端子の電圧よりも、僅かに低い電圧と
なり、この出力電圧Ｖ３，Ｖ４がいずれもハイ（Ｈ）レ
ベルになる。なお、論理的には反転入力端子の電圧が非
反転入力端子の電圧よりも、僅かに低い電圧で出力端が
ハイ（Ｈ）レベルになるが、実際の設計にあたっては比
較器ＣＯＭＰ１，ＣＯＭＰ２の入力オフセット（例えば
数ｍＶ〜１０数ｍＶ）を考慮して行う。

【００３２】比較器ＣＯＭＰ１，ＣＯＭＰ２の出力端に
は、ダイオードＤ１，Ｄ２のカソードが接続され、か
つ、そのアノードが抵抗器Ｒ８によって電源＋Ｂにプル
アップされており、このアノードの電圧Ｖ５は定常動作
時にハイ（Ｈ）レベルになる。この電圧Ｖ５よって駆動
されるスイッチＳＷが定常動作時にオンとなり、ＡＦＣ
回路３に同期信号又は帰線パルスを供給する。

【００３３】次に、入力水平同期信号の切り替え時など
の過渡期の動作について説明する。図２（ａ）は入力水
平同期信号Ｓ１の周波数が低い入力信号源などから高い
入力信号源に切り替えた場合の動作波形を示す図であ
り、図２（ｂ）は反対に入力水平同期信号Ｓ１の周波数
が高い入力信号源などから低い入力信号源などに切り替
えた場合の動作波形を示す図である。

【００３４】図２（ａ）において、ｔは経過時間を示
し、ｔ１は信号切り替えの瞬間、ｔ２はＦ／Ｖ変換回路
２の出力電圧が安定するタイミングを示している。図
中、ｔ１〜ｔ２の間が過渡期である。図２（ａ）中、比
較器ＣＯＭＰ１，ＣＯＭＰ２からのそれぞれの出力電圧
Ｖ１，Ｖ２の過渡期（ｔ１〜ｔ２）では、そのフイルタ
回路の時定数によって出力電圧Ｖ２が早く変化する。ま
た出力電圧Ｖ１が遅く変化する。この場合、「Ｖ１＜Ｖ
２」となり、過渡期（ｔ１〜ｔ２）以外では「Ｖ１＝Ｖ
２」である。

【００３５】図２（ａ）中、比較器ＣＯＭＰ１，ＣＯＭ
Ｐ２からの出力電圧Ｖ３，Ｖ４がハイ（Ｈ）レベル、ロ
ー（Ｌ）レベルで示されており、定常動作では出力電圧
Ｖ３，Ｖ４が共にハイ（Ｈ）レベルになり、過渡期では
比較器ＣＯＭＰ１の反転入力端子の電圧が非反転入力端
子の電圧よりも高くなり、この期間には出力電圧Ｖ３が
ロー（Ｌ）レベルになる。また、比較器ＣＯＭＰ２の非
反転入力端子の電圧が反転入力端子の電圧よりも高く、
出力電圧Ｖ４はハイ（Ｈ）レベルのままである。ダイオ
ードＤ１，Ｄ２のアノード側の出力電圧Ｖ５は、出力電
圧Ｖ３，Ｖ４のいずれかがロー（Ｌ）レベルになれば、
このロー（Ｌ）レベルで決定されて、その過渡期にスイ
ッチＳＷを開放してＡＦＣ回路３への信号供給を停止す
る。

【００３６】図２（ｂ）において、この例は入力水平同
期信号Ｓ１の周波数が高い入力信号源から低い入力信号
源に切り替えた場合の動作波形を示しており、過渡期に
は「Ｖ１＞Ｖ２」となり、比較器ＣＯＭＰ２からの出力
電圧Ｖ４がロー（Ｌ）レベルになってスイッチＳＷを開
放してＡＦＣ回路３への信号供給を停止する。

【００３７】ここでＡＦＣ回路３のＡＦＣループを遮断
する方法として、同期信号又は帰線パルスの入力停止及
びＡＦＣ回路３の出力を水平発振回路４に対して供給停
止することも考えられるが、この場合、ＡＦＣ回路３で
の位相検出動作が継続し、ＡＦＣ回路３のフィルタ回路
に出力電圧が蓄積され、この蓄積電圧を過渡期が終了し
てスイッチＳＷを閉じた瞬間に水平発振回路４に供給し
てしまうことになる。

【００３８】また、Ｆ／Ｖ変換回路２の出力電圧の変化
を検出して入力信号源が切り替わったことを検出してい
るが、単に入力信号源の切り替えを検出するのであれ
ば、入力信号を切り替える、その切替回路の切替信号を
利用してスイッチＳＷを駆動すれば簡単と考えられる。
この場合、当該水平偏向回路を装備する装置を動作状態
にしたままで入力信号源の電源オン・オフをしたり、入
力信号源との供給用ケーブルを抜き差しすると、その目
的が達成できなくなる。

【００３９】すなわち、入力信号源で電源オン・オフし
たり、入力信号源との供給用ケーブルを抜き差しするこ
とは、入力信号源を切り替えた場合と同様であり、当該
水平偏向回路を装備する装置を先に動作させておいて、
この後に入力信号源の電源をオンしたり、又は入力信号
源の供給用ケーブルを接続した場合には、入力水平同期
信号Ｓ１の周波数が低い入力信号源から高い入力信号源
に切り替える場合と同様であり、水平出力トランジスタ
にストレスを与えてしまう。ただし、入力信号源の電源
をオンしたり、又は、入力信号源と供給用ケーブルを接
続した場合には、同期信号が入力されなくなるため、Ａ
ＦＣ回路３が動作しなくなり、前記の不具合が生じな
い。

【００４０】なお、この実施例では同期信号や帰線パル
スを断続する方法として、スイッチＳＷを用いて説明し
たが、例えば複合同期信号から水平同期信号を取り出
す、いわゆる水平同期分離方式を採用し、その単安定マ
ルチバイブレータＩＣの動作禁止端子に検出信号（出力
電圧Ｖ５）を印加して、同期分離出力をなくすようにし
ても良い。この場合、スイッチＳＷが不要になる。

【００４１】

【発明の効果】以上の説明から明らかなように、請求項
１〜３記載の水平偏向回路によれば、周波数／電圧変換
手段から出力される直流電圧の過渡的な変化を検出し、
この出力信号によって自動周波数制御手段での自動周波
数制御ループを開閉している。この自動周波数制御ルー
プの開放で自動周波数制御手段への入力水平同期信号又
は帰線パルスが遮断されて自動周波数制御手段の出力信
号がなくなり、水平発振手段が本来の自由発振状態とな
って、その入力水平同期信号を切り替えた過渡期の自動
周波数制御の出力信号の変動が抑えられるため、水平出
力手段に供給する電源電圧との比例関係が保持され、そ
の水平発振周波数が正常に変化して、水平出力素子の破
損を阻止できるようになるという効果を有する。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の水平偏向回路の実施例の構成を示す回
路図である。

【図２】（ａ）は同期周波数が低い入力信号から高い入
力信号に切り替えた場合の動作波形図である （ｂ）は同期周波数が高い入力信号から低い入力信号に
切り替えた場合の動作波形図である。

【図３】従来の水平偏向回路の構成を示すブロック図で
ある。

【図４】図３におけるＦ／Ｖ変換回路の詳細な構成を示
す回路図である。

【図５】従来例にあってＦ／Ｖ変換回路の動作における
処理波形図である。

【図６】（ａ）は従来例にあって同期引き込み状態での
動作波形図である。（ｂ）は従来例にあって同期引き込
み状態のサンプリング例を示す波形図である。

【符号の説明】

２ Ｆ／Ｖ変換回路 Ｃ１〜Ｃ３ コンデンサ ＣＯＭＰ１，ＣＯＭＰ２ 比較器 Ｍ／Ｍ 単安定マルチバイブレータＭ／Ｍ ＯＰ１，ＯＰ２ オペアンプ Ｒ１〜Ｒ８ 抵抗器 ＳＷ スイッチ

Claims (3)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 水平偏向周波数が入力水平同期周波数に
   自動追従し、かつ、複数種の入力信号を切り替えるマル
   チスキャン受像機に用いる水平偏向回路において、 入力水平同期信号の周波数に対応した直流電圧を出力す
   る周波数／電圧変換手段と、前記周波数／電圧変換手段
   からの出力電圧で発振周波数を可変する水平発振手段
   と、前記水平発振手段からの発振信号に基づいた水平偏
   向信号を出力する水平出力手段と、前記周波数／電圧変
   換手段からの出力電圧に基づいて前記水平出力手段に印
   加する電源電圧を制御する制御手段と、前記水平出力手
   段からの帰線パルスと入力水平同期信号との位相差に応
   じた検波出力電圧で前記水平発振手段の発振周波数を制
   御するための自動周波数制御手段と、前記周波数／電圧
   変換手段から出力される直流電圧の過渡的な変化を検出
   する検出手段と、前記検出手段の出力信号によって前記
   自動周波数制御手段での自動周波数制御ループを開閉す
   る開閉手段とを備えることを特徴とする水平偏向回路。
2. 【請求項２】 前記検出手段として、時定数が異なる二
   つのフィルタと、この二つのフィルタの出力電圧を入力
   する差動スイッチ回路とを用いることを特徴とする請求
   項１記載の水平偏向回路。
3. 【請求項３】 前記開閉手段として、自動周波数制御手
   段への入力水平同期信号又は帰線パルスを遮断するスイ
   ッチを用いることを特徴とする請求項１記載の水平偏向
   回路。