JPH08186519A - 送受信回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【目的】 送信回路および受信回路を有するＩＣにおい
て、上りチャンネル用と下りチャンネル用とを共通化す
る。 【構成】 受信回路には、局部発振信号を供給する第１
のＰＬＬを設ける。送信回路には、送信チャンネルを決
定する第２のＰＬＬを設ける。第１のＰＬＬのＶＣＯ３
１１には、その発振用トランジスタＱ1のコレクタ電流
の大きさを制御するスイッチ用の第１のトランジスタＱ
11を設ける。第２のＰＬＬのＶＣＯ４３１には、その発
振用トランジスタＱ1のコレクタ電流の大きさを制御す
るスイッチ用の第２のトランジスタＱ11を設ける。第１
および第２のトランジスタＱ11、Ｑ11の一方をオン、他
方をオフにして第１のＰＬＬのＶＣＯ３１１の発振用ト
ランジスタＱ1の発振レベルを所定値に制御するととも
に、第２のＰＬＬのＶＣＯ４３１の発振用トランジスタ
Ｑ1の発振レベルを所定値に制御する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】この発明は、１チップＩＣ化に好
適な送受信回路に関する。

【０００２】

【従来の技術】日本における小電力タイプのコードレス
電話機の場合、 上りチャンネル ・・・ 381ＭHz帯 下りチャンネル ・・・ 254ＭHz帯 チャンネル間隔 ・・・ 12.5ｋHz とされている。

【０００３】そこで、コードレス電話機の受信回路およ
び送信回路として、例えば図２および図３に示すような
回路が考えられている。この回路は、上記の規格に対応
するのはもちろんであるが、さらに、全体を１チップＩ
Ｃ化でき、かつ、そのＩＣを子機および親機に共通に使
用できるように考慮してある。

【０００４】すなわち、図２の*1、*2と図３の*1、*2と
がつながるとともに、鎖線で囲った部分１が１チップＩ
Ｃ化される。そして、この図は、そのＩＣ１を子機に使
用した場合を示し、１０がその受信回路、４０が送信回
路である。

【０００５】そして、受信回路１０は、ダブルスーパー
ヘテロダイン方式で、ダイレクトコンバージョンタイプ
に構成されている。すなわち、親機からの下りチャンネ
ルのＦＭ信号Ｓrがアンテナ２により受信され、端子Ｔ1
1→高周波アンプ１１→端子Ｔ12→すべての下りチャン
ネルを通過帯域とするバンドパスフィルタ３→端子Ｔ13
の信号ラインを通じて直交変換のＩ軸用及びＱ軸用の第
１ミキサ回路１２、２２に供給される。

【０００６】また、発振回路３０が設けられる。この発
振回路３０は基準となる安定した周波数、例えば14.4Ｍ
Hzの発振信号Ｓ30を形成するためのものであり、このた
め、発振回路３０には、端子Ｔ16を通じて水晶発振子６
が接続され、水晶発振回路とされる。

【０００７】そして、その発振信号Ｓ30が分周回路３５
に供給されて例えば１／1152の周波数、すなわち、チャ
ンネル間隔の周波数12.5ｋHzの信号Ｓ35に分周され、こ
の信号Ｓ35がＰＬＬ３１にその基準周波数の信号として
供給される。また、ＰＬＬ３１の可変分周回路（図示せ
ず）には、端子Ｔ17を通じてその分周比Ｎ31が供給され
て設定される。

【０００８】こうして、ＰＬＬ３１のＶＣＯ３１１から
はＦＭ信号Ｓrのキャリア周波数に等しい周波数の発振
信号Ｓ31が取り出される。

【０００９】そして、この信号Ｓ31がミキサ回路１２に
第１局部発振信号として供給されるとともに、移相回路
３２に供給されてπ／２だけ移相され、その移相信号Ｓ
32がミキサ回路２２に第１局部発振信号として供給され
る。

【００１０】したがって、簡単のため、図４Ａに示すよ
うに、受信信号Ｓrが、その下側帯波の帯域内に信号成
分Ｓaを有し、上側帯波の帯域内に信号成分Ｓbを有する
とともに、 ωo：受信信号Ｓrのキャリア周波数（角周波数） ωa：信号成分Ｓaの角周波数。ωa＜ωo Ｅa：信号成分Ｓaの振幅 ωb：信号成分Ｓbの角周波数。ωb＞ωo Ｅb：信号成分Ｓbの振幅 Δωa＝ωo−ωa Δωb＝ωb−ωo とすれば、 Ｓr＝Ｓa＋Ｓb Ｓa＝Ｅa・sinωaｔ Ｓb＝Ｅb・sinωbｔ となる。

【００１１】また、 Ｅ1：第１局部発振信号Ｓ31、Ｓ32の振幅 とすれば、 Ｓ31＝Ｅ1・sinωoｔ Ｓ32＝Ｅ1・cosωoｔ である。

【００１２】したがって、 Ｓ12、Ｓ22：ミキサ回路１２、２２の出力信号 とすれば、 Ｓ12＝Ｓr・Ｓ31 ＝（Ｅa・sinωaｔ＋Ｅb・sinωbｔ）×Ｅ1・sinωoｔ ＝αa｛−cos（ωa＋ωo）ｔ＋cos（ωo−ωa）ｔ｝ ＋αb｛−cos（ωb＋ωo）ｔ＋cos（ωb−ωo）ｔ｝ ＝αa｛−cos（ωa＋ωo）ｔ＋cosΔωaｔ｝ ＋αb｛−cos（ωb＋ωo）ｔ＋cosΔωbｔ｝ Ｓ22＝Ｓr・Ｓ32 ＝（Ｅa・sinωaｔ＋Ｅb・sinωbｔ）×Ｅ1・cosωoｔ ＝αa｛sin（ωa＋ωo）ｔ−sin（ωo−ωa）ｔ｝ ＋αb｛sin（ωb＋ωo）ｔ＋sin（ωb−ωo）ｔ｝ ＝αa｛sin（ωa＋ωo）ｔ−sinΔωaｔ｝ ＋αb｛sin（ωb＋ωo）ｔ＋sinΔωbｔ｝ αa＝Ｅa・Ｅ1／２ αb＝Ｅb・Ｅ1／２ となる。

【００１３】そして、上式のうち、角周波数Δωa、Δ
ωbの信号成分が必要な中間周波信号なので、これら信
号Ｓ12、Ｓ22がローパスフィルタ１３、２３に供給さ
れ、角周波数Δωa、Δωbの信号成分が、第１中間周波
信号Ｓ13、Ｓ23として取り出され、 Ｓ13＝αa・cosΔωaｔ＋αb・cosΔωbｔ Ｓ23＝−αa・sinΔωaｔ＋αb・sinΔωbｔ とされる。なお、この場合、上式および図４Ａからも明
らかなように、信号Ｓ13、Ｓ23は、ベースバンドの信号
である。

【００１４】さらに、これら信号Ｓ13、Ｓ23が、直交変
換のＩ軸用及びＱ軸用の第２ミキサ回路１４、２４に供
給される。

【００１５】また、発振回路３０の発振信号Ｓ30が、分
周回路３３に供給されて比較的低い周波数の信号Ｓ33、
例えば262分周されて周波数が約55ｋHzの信号Ｓ33に分
周される。そして、この信号Ｓ33がミキサ回路１４に第
２局部発振信号として供給されるとともに、移相回路３
４に供給されてπ／２だけ移相され、その移相信号Ｓ34
がミキサ回路２４に第２局部発振信号として供給され
る。

【００１６】したがって、 Ｓ33＝Ｅ2・sinωsｔ Ｓ34＝Ｅ2・cosωsｔ Ｅ2：第２局部発振信号Ｓ33、Ｓ34の振幅 ωs＝２πｆs （ｆs＝約55ｋHz） とするとともに、 Ｓ14、Ｓ24：ミキサ回路１４、２４の出力信号 とすれば、 Ｓ14＝Ｓ13・Ｓ33 ＝（αa・cosΔωaｔ＋αb・cosΔωbｔ）×Ｅ2・sinωsｔ ＝βa｛sin（Δωa＋ωs）ｔ−sin（Δωa−ωs）ｔ｝ ＋βb｛sin（Δωb＋ωs）ｔ−sin（Δωb−ωs）ｔ｝ Ｓ24＝Ｓ23・Ｓ34 ＝（−αa・sinΔωaｔ＋αb・sinΔωbｔ）×Ｅ2・cosωsｔ ＝−βa｛sin（Δωa＋ωs）ｔ＋sin（Δωa−ωs）ｔ｝ ＋βb｛sin（Δωb＋ωs）ｔ＋sin（Δωb−ωs）ｔ｝ βa＝αa・Ｅ2／２ βb＝αb・Ｅ2／２ となる。

【００１７】そして、これらの信号Ｓ14、Ｓ24におい
て、周波数差が負の値にならないように、信号Ｓ14、Ｓ
24を変形すると、 Ｓ14＝βa｛sin（Δωa＋ωs）ｔ＋sin（ωs−Δωa）ｔ｝ ＋βb｛sin（Δωb＋ωs）ｔ＋sin（ωs−Δωb）ｔ｝ ＝βa・sin（ωs＋Δωa）ｔ＋βa・sin（ωs−Δωa）ｔ ＋βb・sin（ωs＋Δωb）ｔ＋βb・sin（ωs−Δωb）ｔ Ｓ24＝−βa｛sin（Δωa＋ωs）ｔ−sin（ωs−Δωa）ｔ｝ ＋βb｛sin（Δωb＋ωs）ｔ−sin（ωs−Δωb）ｔ｝ ＝−βa・sin（ωs＋Δωa）ｔ＋βa・sin（ωs−Δωa）ｔ ＋βb・sin（ωs＋Δωb）ｔ−βb・sin（ωs−Δωb）ｔ となる。

【００１８】そして、これら信号Ｓ14、Ｓ24が加算回路
１５に供給されて加算され、加算回路１５からは、 Ｓ15＝Ｓ14＋Ｓ24 ＝２βa・sin（ωs−Δωa）ｔ＋２βb・sin（ωs＋Δ
ωb）ｔ で示される加算信号Ｓ15が取り出される。

【００１９】そして、この加算信号Ｓ15を図示すると、
図４Ｂに示すようになり、この信号Ｓ15は、もとの受信
信号Ｓrを、キャリア周波数（角周波数）ωsの信号に周
波数変換したときの信号にほかならない。すなわち、信
号Ｓ15は、中間周波数ｆsの第２中間周波信号である。

【００２０】そこで、この第２中間周波信号Ｓ15が、中
間周波フィルタ用のバンドパスフィルタ１６およびリミ
ッタアンプ１７を通じてＦＭ復調回路１８に供給されて
もとの音声信号が復調され、この音声信号が、アンプ１
９および端子Ｔ14を通じて受話器用のスピーカ４に供給
される。以上が受信回路１０の構成および動作である。

【００２１】一方、送信回路４０は、音声信号をダイレ
クトに上りチャンネルのＦＭ信号とするもので、ＰＬＬ
４３には、分周回路３５からの分周信号Ｓ35が基準周波
数の信号として供給されるとともに、ＰＬＬ４３の可変
分周回路（図示せず）に、端子Ｔ18を通じてその分周比
Ｎ43が供給されて設定される。

【００２２】こうして、ＰＬＬ４３のＶＣＯ４３１から
は、受信回路１０の受信した下りチャンネルと対となる
上りチャンネルのキャリア周波数の信号Ｓtが取り出さ
れる。

【００２３】また、送話器用のマイクロフォン５からの
音声信号が、端子Ｔ15およびアンプ４１を通じてローパ
スフィルタ４２に供給されて不要な帯域成分が除去され
てからＰＬＬ４３のＶＣＯ４３１にその発振周波数の制
御信号として供給される。

【００２４】こうして、ＶＣＯ４３１からは、受信回路
１０の受信した下りチャンネルと対となる上りチャンネ
ルであり、かつ、ローパスフィルタ４２からの音声信号
によりＦＭ変調されたＦＭ信号Ｓtが取り出される。

【００２５】そして、このＦＭ信号Ｓtが、ドライブア
ンプ４４および出力アンプ４５を通じて端子Ｔ17に取り
出され、アンテナ２に供給される。以上が送信回路４０
の構成および動作である。

【００２６】そして、一般のＦＭ受信機であれば、その
中間周波数は10.7ＭHzとされているので、その中間周波
フィルタはセラミックフィルタにより構成することにな
り、ＩＣ化することができない。

【００２７】しかし、上述の受信回路１０においては、
第１中間周波信号Ｓ12、Ｓ22はベースバンドであり、第
２中間周波数ｆsは例えば55ｋHzと低いので、フィルタ
１３、２３、１６を、抵抗器、コンデンサ及びアンプを
有するアクティブフィルタにより構成することができ
る。したがって、受信回路１０は、フィルタ３およびＶ
ＣＯ３１１の発振コイル（図示せず）を除いてＩＣ化す
ることができる。また、送信回路４０についても同様で
あり、ＩＣ化することができる。

【００２８】したがって、図２および図３に示す受信回
路１０および送信回路４０の全体を、１つのモノリシッ
クＩＣにＩＣ化することができる。

【００２９】また、図２および図３においては、そのＩ
Ｃ１を子機に使用した場合であるが、端子Ｔ14、Ｔ15を
親機の４線／２線変換回路に接続するとともに、分周比
Ｎ31、Ｎ43を入れ換えれば、親機において上記した動作
が行われる。そして、このとき、受信回路１０により上
りチャンネルの受信が行われ、送信回路２０により下り
チャンネルの送信が行われる。

【００３０】したがって、このＩＣ１は親機においても
使用することができる。すなわち、このＩＣ１は、子機
と親機とに共通に使用することができる。

【００３１】

【発明が解決しようとする課題】ところで、上述のＰＬ
Ｌ３１、４３におけるＶＣＯ３１１、４３１は、例えば
図５に示すように、コルピッツ発振回路により構成する
ことができ、また、これが一般的である。

【００３２】すなわち、トランジスタＱ1が設けられ、
そのベースが抵抗器Ｒ1を通じて電源端子Ｔ2に接続され
るとともに、そのベースと接地との間に、コンデンサＣ
1、Ｃ2が直列接続される。さらに、そのベースと、接地
との間に、コンデンサＣ3とコイルＬ1とが直列接続され
るとともに、コンデンサＣ4と可変容量ダイオードＤ1と
が直列接続される。

【００３３】また、トランジスタＱ1のコレクタが端子
Ｔ2に接続されるとともに、そのコレクタと接地との間
に、コンデンサＣ5が接続され、そのエミッタが、抵抗
器Ｒ2を通じて接地されるとともに、コンデンサＣ1、Ｃ
2の接続中点に接続される。さらに、可変容量ダイオー
ドＤ1には、端子Ｔ1から抵抗器Ｒ3を通じて制御電圧ＶC
が供給される。

【００３４】なお、この制御電圧ＶCは、ＶＣＯ３１１
の場合、その発振周波数のエラーを示すエラー電圧であ
り、ＶＣＯ４３１の場合、その発振周波数のエラーを示
すエラー電圧と、変調用の音声信号電圧とを加算した電
圧である。

【００３５】そして、この場合、ＶＣＯ３１１、４３１
の発振周波数を決める部分は、図６Ａに示す等価回路で
置き換えることができる。ただし、 ＣS ：可変容量ダイオードＤ1の最小容量 ΔＣ：制御電圧ＶCによるダイオードＤ1の容量の増加分
（ΔＣ≧０） ω ：回路３１１、４３１の発振周波数（キャリア周波
数） ω0 ：ΔＣ＝０のときの回路３１１、４３１の発振周波
数 とする。

【００３６】すると、その発振周波数ωは、 ω ＝ω0［ＣS｛１＋ΔＣ／（Ｃ3＋ＣS）｝／（ＣS＋Δ
Ｃ）］**0.5 ω0＝１／｛Ｌ1・Ｃ3・ＣS／（Ｃ3＋ＣS）｝**0.5 となる（X**0.5は、Xの1/2乗を示す）。したがって、ト
ランジスタＱ1からは発振信号Ｓ31あるいはＦＭ信号Ｓt
が出力される。

【００３７】そして、このとき、 Δω：発振周波数ωの変化分 とすれば、 Δω＝ΔＣ／（２ＣS）・ω0／（１＋ＣS／Ｃ3） となる。すなわち、可変容量ダイオードＤ1の容量の変
化量ΔＣが一定の場合、発振周波数ω0が高くなるほ
ど、その変化分Δωが大きくなってしまう。

【００３８】そして、これを避けるには、発振周波数ω
0が高くなるほど、容量ＣSを大きくする必要がある。

【００３９】また、ＶＣＯ３１１、４３１の発振信号
（ＦＭ信号）の強さは発振開始条件によって定まる。そ
こで、その発振条件を、簡単のため、図６Ｂの等価回路
から求めると、 ＣS1＝ＣS2 ＝２ＣS であって最も発振のしやすい条件にあるとし、 ｇm：トランジスタＱ1の相互コンダクタンス。 トランジスタＱ1のコレクタ電流に比例する。 Ｑ ：同調回路のＱ とすれば、 ｇm≧２ω0ＣS／Ｑ となる。

【００４０】したがって、同調回路のＱが一定とすれ
ば、発振周波数ω0が高くなるほど、相互コンダクタン
スｇmを大きくする必要がある。

【００４１】しかも、上記のように、発振周波数ω0が
高くなっても、その変化分Δωが大きくならないよう
に、発振周波数ω0が高くなるほど、容量ＣSを大きくし
ているときには、これによっても、相互コンダクタンス
ｇmを大きくする必要がある。

【００４２】つまり、発振周波数ω0が高くなると、相
互コンダクタンスｇmを、二重に大きくする必要があ
る。

【００４３】ところが、上述のようにＩＣ１を、コード
レス電話機の子機と親機とに共通に使用できるようにす
ると、ＶＣＯ３１１、４３１の発振周波数は、 ＩＣ１を子機に使用した場合 ＶＣＯ３１１の発振周波数＝254ＭHz帯（下りチャンネ
ル） ＶＣＯ４３１の発振周波数＝381ＭHz帯（上りチャンネ
ル） ＩＣ１を親機に使用した場合 ＶＣＯ３１１の発振周波数＝381ＭHz帯（上りチャンネ
ル） ＶＣＯ４３１の発振周波数＝254ＭHz帯（下りチャンネ
ル） となり、周波数関係が逆転するとともに、その発振周波
数は大きく異なっている。

【００４４】したがって、ＩＣ１を、コードレス電話機
の子機と親機とに共通に使用できるようにする場合に
は、ＶＣＯ３１１、４３１は、両方とも、254ＭHz帯
と、これよりも高い周波数帯である381ＭHz帯とで発振
できなければならない。

【００４５】しかし、ＶＣＯ３１１、４３１の発振周波
数を高くすると、上記のように、トランジスタＱ1の相
互コンダクタンスｇmを、二重に大きくする必要があ
り、さもないと、発振条件が満たされず、発振信号を得
ることができない。

【００４６】この発明は、このような問題点を解決しよ
うとするものである。

【００４７】

【課題を解決するための手段】このため、この発明にお
いては、各部の参照符号を後述の実施例に対応させる
と、スーパーヘテロダイン方式に構成され、所定のチャ
ンネルを受信する受信回路１０と、この受信回路１０の
受信チャンネルと対となる別のチャンネルを送信チャン
ネルとする送信回路４０とを有し、受信回路１０は、局
部発振信号を供給する第１のＰＬＬ３１を有し、送信回
路４０は、送信チャンネルを決定する第２のＰＬＬ４３
を有し、第１のＰＬＬ３１のＶＣＯ３１１は、その発振
用トランジスタＱ1のコレクタ電流の大きさを制御する
スイッチ用の第１のトランジスタＱ11を有し、第２のＰ
ＬＬ４３のＶＣＯ４３１は、その発振用トランジスタＱ
1のコレクタ電流の大きさを制御するスイッチ用の第２
のトランジスタＱ11を有し、第１および第２のトランジ
スタＱ11、Ｑ11の一方をオン、他方をオフにして第１の
ＰＬＬ３１のＶＣＯ３１１の発振用トランジスタＱ1の
発振レベルを所定値に制御するとともに、第２のＰＬＬ
４３のＶＣＯ４３１の発振用トランジスタＱ1の発振レ
ベルを所定値に制御するようにしたものである。

【００４８】

【作用】ＶＣＯ３１１、４３１の発振周波数に対応して
発振用トランジスタＱ1、Ｑ1のコレクタ電流が適正値に
制御され、適正な強さで発振が行われる。

【００４９】

【実施例】図１において、ＶＣＯ３１１が上記のように
構成されるとともに、トランジスタＱ1のエミッタと、
接地との間に、抵抗器Ｒ11とトランジスタＱ11のコレク
タ・エミッタ間とが直列接続される。また、ＶＣＯ４３
１においても、同様に構成される。

【００５０】ただし、この場合、鎖線で囲って示すよう
に、素子Ｃ1〜Ｃ3、Ｌ1を除いた部分がＩＣ１の内部に
構成され、素子Ｃ1〜Ｃ3、Ｌ1は外部端子を通じてＩＣ
１に外付けされる。

【００５１】さらに、外部端子Ｔ21が、抵抗器Ｒ12を通
じてＶＣＯ３１１のスイッチ用トランジスタＱ11のベー
スに接続されるとともに、インバータＱ12を通じ、さら
に、抵抗器Ｒ13を通じてＶＣＯ４３１のスイッチ用のト
ランジスタＱ11のベースに接続される。

【００５２】また、破線で示すように、このＩＣ１を子
機で使用する場合には、端子Ｔ21が接地にプルダウンさ
れ、親機で使用する場合には、端子Ｔ21が電源電圧にプ
ルアップされる。

【００５３】このような構成によれば、子機において
は、端子Ｔ21が接地にプルダウンされているので、ＶＣ
Ｏ３１１のトランジスタＱ11はオフとなり、ＶＣＯ３１
１のトランジスタＱ1のコレクタ電流は、抵抗器Ｒ1、Ｒ
2で決まる大きさとなり、このコレクタ電流に対応した
相互コンダクタンスｇmとなる。したがって、抵抗器Ｒ
1、Ｒ2の大きさをあらかじめ設定しておくことにより、
ＶＣＯ３１１は適切な強さで発振し、発振信号を得るこ
とができる。

【００５４】また、端子Ｔ21が接地にプルダウンされて
いるので、ＶＣＯ４３１のトランジスタＱ11はオンとな
り、抵抗器Ｒ2に抵抗器Ｒ11が並列接続されることにな
る。したがって、ＶＣＯ４３１のトランジスタＱ1のコ
レクタ電流は、抵抗器Ｒ1、Ｒ2、Ｒ11で決まる大きさと
なり、ＶＣＯ３１１のトランジスタＱ1のコレクタ電流
よりも大きくなるので、相互コンダクタンスｇmもＶＣ
Ｏ３１１のトランジスタＱ1の相互コンダクタンスｇmよ
りも大きくなる。

【００５５】したがって、抵抗器Ｒ11の大きさをあらか
じめ設定しておくことにより、ＶＣＯ４１１は、その発
振周波数が高くても適切な強さで発振し、その発振信号
（ＦＭ信号）を得ることができる。

【００５６】さらに、親機においては、端子Ｔ21が接地
にプルアップされているので、ＶＣＯ３１１のトランジ
スタＱ11はオンとなり、ＶＣＯ４３１のトランジスタＱ
11はオフとなり、子機の場合とは逆の関係になる。した
がって、この場合も、ＶＣＯ３１１、４３１は、それぞ
れの周波数帯において、それぞれ適切な強さで発振し、
その発振信号を得ることができる。

【００５７】こうして、このＶＣＯ３１１、４３１によ
れば、子機に使用されている場合でも、親機に使用され
ている場合でも、適切な強さの発振信号を得ることがで
き、したがって、ＩＣ１は子機および親機に共通に使用
することができる。

【００５８】また、ＶＣＯ３１１、４３１のうち、発振
周波数が低いＶＣＯのトランジスタＱ1は、他方のＶＣ
ＯのトランジスタＱ1よりも、コレクタ電流を小さくす
ることができるので、消費電流を少なくすることができ
る。

【００５９】なお、上述においては、この発明を小電力
タイプのコードレス電話機に適用した場合であるが、デ
ュアルチャンネルの送受信機であれば、この発明を適用
することができる。また、ＶＣＯ４３１において、可変
容量ダイオードを２つ設け、一方に発振周波数のエラー
を示すエラー電圧を供給し、他方に音声信号電圧を供給
することもできる。

【００６０】

【発明の効果】この発明によれば、例えばコードレス電
話機の子機に使用されている場合でも、親機に使用され
ている場合でも、適切な強さの発振信号を得ることがで
き、ＩＣ１は子機および親機に共通に使用することがで
きる。

【００６１】また、ＶＣＯ３１１、４３１のうち、発振
周波数の低いＶＣＯのトランジスタＱ1は、他方のＶＣ
ＯのトランジスタＱ1よりも、コレクタ電流を小さくす
ることができるので、消費電流を少なくすることができ
る。

【図面の簡単な説明】

【図１】この発明の一例を示す接続図である。

【図２】子機の回路の一部の一例を示す系統図である。

【図３】図２の続きの一例を示す系統図である。

【図４】図２および図３の回路の動作を説明するための
図である。

【図５】この発明を説明するための系統図である。

【図６】図５の回路の動作を説明するための図である。

【符号の説明】

１ １チップＩＣ ４ スピーカ（受話器用） ５ マイクロフォン（送話器用） １０ 受信回路 １２、２２ 第１ミキサ回路 １３、２３ ローパスフィルタ １４、２４ 第２ミキサ回路 １６ バンドパスアンプ １７ リミッタ １８ ＦＭ復調回路 ３０ 発振回路 ３１、４３ ＰＬＬ ３２、３４ 移相回路 ３３、３５ 分周回路 ４３ ＰＬＬ ３１１ ＶＣＯ（局部発振用） ４３１ ＶＣＯ（ＦＭ変調用） Ｄ1 可変容量ダイオード Ｑ1 トランジスタ（発振用） Ｑ11 トランジスタ（スイッチ用） Ｑ12 インバータ

Claims (4)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】スーパーヘテロダイン方式に構成され、所
   定のチャンネルを受信する受信回路と、 この受信回路の受信チャンネルと対となる別のチャンネ
   ルを送信チャンネルとする送信回路とを有し、 上記受信回路は、局部発振信号を供給する第１のＰＬＬ
   を有し、 上記送信回路は、上記送信チャンネルを決定する第２の
   ＰＬＬを有し、 上記第１のＰＬＬのＶＣＯは、その発振用トランジスタ
   のコレクタ電流の大きさを制御するスイッチ用の第１の
   トランジスタを有し、 上記第２のＰＬＬのＶＣＯは、その発振用トランジスタ
   のコレクタ電流の大きさを制御するスイッチ用の第２の
   トランジスタを有し、 上記第１および第２のトランジスタの一方をオン、他方
   をオフにして上記第１のＰＬＬのＶＣＯの発振用トラン
   ジスタの発振レベルを所定値に制御するとともに、上記
   第２のＰＬＬのＶＣＯの発振用トランジスタの発振レベ
   ルを所定値に制御するようにした送受信回路。
2. 【請求項２】請求項１に記載の送受信回路において、 要部が１チップＩＣ化され、 上記第１および第２のトランジスタをオン・オフ制御す
   る外部端子を有するようにした送受信回路。
3. 【請求項３】請求項１あるいは請求項２に記載の送受信
   回路において、 上記第１および第２のＰＬＬのＶＣＯのうち、発振周波
   数の高い方のＶＣＯの発振用トランジスタのコレクタ電
   流が、発振周波数の低い方のＶＣＯの発振用トランジス
   タのコレクタ電流よりも大きくなるように、上記第１お
   よび第２のトランジスタがオン・オフ制御されるように
   した送受信回路。
4. 【請求項４】請求項１、請求項２あるいは請求項３に記
   載の送受信回路において、 上記受信回路および上記送信回路が、コードレス電話機
   の子機あるいは親機における受信回路および送信回路と
   されるようにした送受信回路。