JPH08214543A - Ｄｃ／ｄｃコンバータとその制御方法 - Google Patents
Ｄｃ／ｄｃコンバータとその制御方法Info
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- JPH08214543A JPH08214543A JP7017594A JP1759495A JPH08214543A JP H08214543 A JPH08214543 A JP H08214543A JP 7017594 A JP7017594 A JP 7017594A JP 1759495 A JP1759495 A JP 1759495A JP H08214543 A JPH08214543 A JP H08214543A
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 逆起電力補償回路を設けて、電流制御系にお
ける共振点を無くすように構成し、電流コントローラの
応答を大幅に上げ、高速応答と安定性を得る。 【構成】 電圧コントローラ１２と電流コントローラ１
４とを有する標準的な制御系に対して、逆起電力補償回
路２０から電流コントローラ１４の出力に加算器１９で
出力電圧フィードバックＶdを加算して、電流制御ルー
プ上、Ｖdの影響が＋／−で相殺され、共振点のない安
定な制御系を行う。また、負荷８が軽負荷で電流が断続
する場合、出力電圧Ｖdを制御するため通流比αを平滑
リアクトル６に流れる電流（整流器５の出力電流）に応
じて絞り込むよう、第２の電圧コントローラ２２によ
り、逆起電力補償回路２０のゲインを見かけ上Ｇ（Ｓ）
＝１として、出力電圧Ｖdの影響を無視し、共振点のな
い安定な制御系を行う。
ける共振点を無くすように構成し、電流コントローラの
応答を大幅に上げ、高速応答と安定性を得る。 【構成】 電圧コントローラ１２と電流コントローラ１
４とを有する標準的な制御系に対して、逆起電力補償回
路２０から電流コントローラ１４の出力に加算器１９で
出力電圧フィードバックＶdを加算して、電流制御ルー
プ上、Ｖdの影響が＋／−で相殺され、共振点のない安
定な制御系を行う。また、負荷８が軽負荷で電流が断続
する場合、出力電圧Ｖdを制御するため通流比αを平滑
リアクトル６に流れる電流（整流器５の出力電流）に応
じて絞り込むよう、第２の電圧コントローラ２２によ
り、逆起電力補償回路２０のゲインを見かけ上Ｇ（Ｓ）
＝１として、出力電圧Ｖdの影響を無視し、共振点のな
い安定な制御系を行う。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】この発明は、直流を電圧の異なる
直流に変換するＤＣ／ＤＣコンバータとその制御方法に
関するものである。
直流に変換するＤＣ／ＤＣコンバータとその制御方法に
関するものである。
【０００２】
【従来の技術】図７は例えば１９９０年スイッチング電
源システムシンポジューム（社団法人日本能率協会主
催）予稿集Ｐ７−１−３に示された従来のＤＣ／ＤＣコ
ンバータの回路図である。図において、１は直流電源、
２は直流電源１と並列に接続された入力コンデンサ（キ
ャパシタンス値Ｃ1）、３は直流電源１の直流電圧Ｅを
高周波の交流電圧Ｖ1に変換するインバータで、ブリッ
ジ接続されたＵ，Ｘ，Ｖ，Ｙの４相のアームからなり、
各アームはスイッチング素子として絶縁ゲートトランジ
スタ（以下ＩＧＢＴと称す）とこのＩＧＢＴと逆並列接
続されたダイオードから構成されている。
源システムシンポジューム（社団法人日本能率協会主
催）予稿集Ｐ７−１−３に示された従来のＤＣ／ＤＣコ
ンバータの回路図である。図において、１は直流電源、
２は直流電源１と並列に接続された入力コンデンサ（キ
ャパシタンス値Ｃ1）、３は直流電源１の直流電圧Ｅを
高周波の交流電圧Ｖ1に変換するインバータで、ブリッ
ジ接続されたＵ，Ｘ，Ｖ，Ｙの４相のアームからなり、
各アームはスイッチング素子として絶縁ゲートトランジ
スタ（以下ＩＧＢＴと称す）とこのＩＧＢＴと逆並列接
続されたダイオードから構成されている。
【０００３】４はインバータ３からの交流電圧Ｖ1がそ
の１次巻線に印加される絶縁トランス、５は絶縁トラン
ス４の２次巻線からの交流電圧Ｖ2を直流電圧Ｖ3 に変
換する整流器で、ブリッジ接続されたダイオードＤ1〜
Ｄ4で構成されている。６および７は平滑回路を構成す
るそれぞれ平滑リアクトル（インダクタンス値Ｌ）と平
滑コンデンサ（キャパシタンス値Ｃ2）、８は平滑コン
デンサ７と並列接続される負荷Ｒである。
の１次巻線に印加される絶縁トランス、５は絶縁トラン
ス４の２次巻線からの交流電圧Ｖ2を直流電圧Ｖ3 に変
換する整流器で、ブリッジ接続されたダイオードＤ1〜
Ｄ4で構成されている。６および７は平滑回路を構成す
るそれぞれ平滑リアクトル（インダクタンス値Ｌ）と平
滑コンデンサ（キャパシタンス値Ｃ2）、８は平滑コン
デンサ７と並列接続される負荷Ｒである。
【０００４】９は平滑リアクトル６（または整流器５の
出力電流）を流れる電流を検出する電流センサ、１０は
出力電圧基準Ｖd *発生器、１１は平滑コンデンサ７の電
圧、即ち、出力電圧Ｖdと出力電圧基準Ｖd *との偏差を
演算する第１の減算器、１２は減算器１１からの出力信
号を増幅する第１の電圧コントローラ、１３は電圧コン
トローラ１２の出力ＶCと電流センサ９の検出値との偏
差を演算する第２の減算器、１４は第２の減算器１３か
らの出力信号を増幅する電流コントローラ、１５は三角
波のキャリア信号発生回路、１６は電流コントローラ１
４とキャリア信号発生回路１５からの出力を比較し、
「１」または「０」のレベル信号を出力する比較器、１
７は比較器１６からの出力よりＵ，Ｘ，Ｖ，Ｙ各相のパ
ルスを発生するパルス分配回路、１８はパルス分配回路
１７よりのパルス出力を増幅するゲートアンプ回路であ
る。
出力電流）を流れる電流を検出する電流センサ、１０は
出力電圧基準Ｖd *発生器、１１は平滑コンデンサ７の電
圧、即ち、出力電圧Ｖdと出力電圧基準Ｖd *との偏差を
演算する第１の減算器、１２は減算器１１からの出力信
号を増幅する第１の電圧コントローラ、１３は電圧コン
トローラ１２の出力ＶCと電流センサ９の検出値との偏
差を演算する第２の減算器、１４は第２の減算器１３か
らの出力信号を増幅する電流コントローラ、１５は三角
波のキャリア信号発生回路、１６は電流コントローラ１
４とキャリア信号発生回路１５からの出力を比較し、
「１」または「０」のレベル信号を出力する比較器、１
７は比較器１６からの出力よりＵ，Ｘ，Ｖ，Ｙ各相のパ
ルスを発生するパルス分配回路、１８はパルス分配回路
１７よりのパルス出力を増幅するゲートアンプ回路であ
る。
【０００５】次に動作について説明する。直流電源１の
電力は、入力コンデンサ２、インバータ３により矩形波
交流に変換され、絶縁トランス４、整流器５を通してリ
ップルを含んだ直流電圧に変換される。発生したリップ
ルは平滑リアクトル６、平滑コンデンサ７により平滑化
され、リップルの少ない直流に変換され負荷８へ供給さ
れる。そして、その出力電圧Ｖdはインバータ３のＩＧ
ＢＴの通流率αを変える事により制御する。
電力は、入力コンデンサ２、インバータ３により矩形波
交流に変換され、絶縁トランス４、整流器５を通してリ
ップルを含んだ直流電圧に変換される。発生したリップ
ルは平滑リアクトル６、平滑コンデンサ７により平滑化
され、リップルの少ない直流に変換され負荷８へ供給さ
れる。そして、その出力電圧Ｖdはインバータ３のＩＧ
ＢＴの通流率αを変える事により制御する。
【０００６】以下、この通流率の制御方法について説明
する。出力電圧基準Ｖd *とフィードバックされた出力電
圧Ｖdとは減算器１１でその偏差が演算され、更に電圧
コントローラ１２で増幅される。出力電圧基準Ｖd *と出
力電圧フィードバックＶdとの間に偏差がある場合は、
電圧コントローラ１２の出力Ｉ*は次段にある電流コン
トローラ１４に対し、電流指令として与えられ、出力電
流Ｉ0を増減することにより出力電圧Ｖdを制御するよう
に働く。
する。出力電圧基準Ｖd *とフィードバックされた出力電
圧Ｖdとは減算器１１でその偏差が演算され、更に電圧
コントローラ１２で増幅される。出力電圧基準Ｖd *と出
力電圧フィードバックＶdとの間に偏差がある場合は、
電圧コントローラ１２の出力Ｉ*は次段にある電流コン
トローラ１４に対し、電流指令として与えられ、出力電
流Ｉ0を増減することにより出力電圧Ｖdを制御するよう
に働く。
【０００７】また、電流コントローラ１４は電流指令Ｉ
*と電流センサ９からのフィードバック電流Ｉとの偏差
を増幅し、出力ＶIとキャリア信号発生回路１５の出力
ＣＡＲ（キャリア信号）とを比較器１６で比較し、パル
ス分配回路１７でインバータの各相パルスを発生するこ
とにより交流電圧Ｖ1を発生する。これを図８のＤＣ／
ＤＣコンバータの制御回路の波形図に示す。１周期Ｔの
内にインバータ３が電圧を出している期間をＴ1とする
と、出力電圧Ｖdは、通流比α＝Ｔ1／Ｔを変化させるこ
とにより制御する。
*と電流センサ９からのフィードバック電流Ｉとの偏差
を増幅し、出力ＶIとキャリア信号発生回路１５の出力
ＣＡＲ（キャリア信号）とを比較器１６で比較し、パル
ス分配回路１７でインバータの各相パルスを発生するこ
とにより交流電圧Ｖ1を発生する。これを図８のＤＣ／
ＤＣコンバータの制御回路の波形図に示す。１周期Ｔの
内にインバータ３が電圧を出している期間をＴ1とする
と、出力電圧Ｖdは、通流比α＝Ｔ1／Ｔを変化させるこ
とにより制御する。
【０００８】出力電圧制御回路としては、上記のように
電圧コントローラ１２と電流コントローラ１４をもって
いるが、これは電圧制御ループ全体として見た場合に出
力側に平滑リアクトル６（インダクタンス値Ｌ）、平滑
コンデンサ７（キャパシタンス値Ｃ2）から成る角周波
数をωCとすると、 ωC＝１／（ＬＣ2）1/2 に鋭いピークを持つ共振回路を持っており、電圧コント
ローラ１２の応答速度を上げられないため、応答特性の
高速化のため電流コントローラ１４を設けている。
電圧コントローラ１２と電流コントローラ１４をもって
いるが、これは電圧制御ループ全体として見た場合に出
力側に平滑リアクトル６（インダクタンス値Ｌ）、平滑
コンデンサ７（キャパシタンス値Ｃ2）から成る角周波
数をωCとすると、 ωC＝１／（ＬＣ2）1/2 に鋭いピークを持つ共振回路を持っており、電圧コント
ローラ１２の応答速度を上げられないため、応答特性の
高速化のため電流コントローラ１４を設けている。
【０００９】図９に電流コントローラ１４を含む電流制
御系の開ループ伝達関数を示すブロック図を示す。図９
に示すように電流制御系においてもループ内に （１／ＳＬ）・（１／（１＋ＳＣ2Ｒ）） 但し、Ｓ＝ｊω＝ｄ／ｄｔ Ｒ・・・負荷の抵抗値 という２次の伝達関数が残っており、共振点が存在する
ため、電流コントローラ１４の応答を高速にすると不安
定になりやすい。
御系の開ループ伝達関数を示すブロック図を示す。図９
に示すように電流制御系においてもループ内に （１／ＳＬ）・（１／（１＋ＳＣ2Ｒ）） 但し、Ｓ＝ｊω＝ｄ／ｄｔ Ｒ・・・負荷の抵抗値 という２次の伝達関数が残っており、共振点が存在する
ため、電流コントローラ１４の応答を高速にすると不安
定になりやすい。
【００１０】
【発明が解決しようとする課題】従来のＤＣ／ＤＣコン
バータの回路は以上のように構成されているので、制御
ループ内に共振点が存在するため、制御応答を高速化す
ると不安定になるという問題点があった。
バータの回路は以上のように構成されているので、制御
ループ内に共振点が存在するため、制御応答を高速化す
ると不安定になるという問題点があった。
【００１１】この発明は上記のような課題を解決するた
めになされたものであり、制御ループ内の共振点をなく
し、制御応答を高速化すると共に制御不安定をなくする
ことを目的とする。
めになされたものであり、制御ループ内の共振点をなく
し、制御応答を高速化すると共に制御不安定をなくする
ことを目的とする。
【００１２】
（１）この発明に係るＤＣ／ＤＣコンバータは、主回路
および制御回路で構成され、上記主回路は、直流電圧を
インバータで交流電圧に変換し、この交流電圧を整流器
で直流にし、平滑回路を介して負荷に供給すると共に、
上記制御回路は出力電圧基準と出力直流電圧との偏差に
応じて出力電圧を制御する電圧コントローラと、この電
圧コントローラの出力と上記整流器の出力電流との偏差
に応じて電流を制御する電流コントローラとを有し、こ
の電流コントローラの出力で電流制御を行うよう構成し
たＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、上記制御回路に逆起
電力補償回路を設け、この逆起電力補償回路は、上記出
力電圧基準と出力直流電圧との偏差に応じて出力電圧を
制御する第２の電圧コントローラを有し、この第２の電
圧コントローラの出力と出力直流電圧との合成値で上記
電流コントローラの出力を補正し、この補正値で上記イ
ンバータを制御するようにしたものである。
および制御回路で構成され、上記主回路は、直流電圧を
インバータで交流電圧に変換し、この交流電圧を整流器
で直流にし、平滑回路を介して負荷に供給すると共に、
上記制御回路は出力電圧基準と出力直流電圧との偏差に
応じて出力電圧を制御する電圧コントローラと、この電
圧コントローラの出力と上記整流器の出力電流との偏差
に応じて電流を制御する電流コントローラとを有し、こ
の電流コントローラの出力で電流制御を行うよう構成し
たＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、上記制御回路に逆起
電力補償回路を設け、この逆起電力補償回路は、上記出
力電圧基準と出力直流電圧との偏差に応じて出力電圧を
制御する第２の電圧コントローラを有し、この第２の電
圧コントローラの出力と出力直流電圧との合成値で上記
電流コントローラの出力を補正し、この補正値で上記イ
ンバータを制御するようにしたものである。
【００１３】（２）また、主回路および制御回路で構成
され、上記主回路は、直流電圧をインバータで交流電圧
に変換し、この交流電圧を整流器で直流にし、平滑回路
を介して負荷に供給すると共に、上記制御回路は出力電
圧基準と出力直流電圧との偏差に応じて出力電圧を制御
する電圧コントローラと、この電圧コントローラの出力
と上記整流器の出力電流との偏差に応じて電流を制御す
る電流コントローラとを有し、この電流コントローラの
出力で電流制御を行うＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、
上記制御回路に演算手段を設け、この演算手段は、負荷
電流とインバータ入力電圧とに基づいて負荷電流に対す
るインバータの通流比を導出する演算手段とし、この演
算結果で上記電流コントローラの出力を補正し、この補
正した補正値で上記インバータを制御するようにしたも
のである。
され、上記主回路は、直流電圧をインバータで交流電圧
に変換し、この交流電圧を整流器で直流にし、平滑回路
を介して負荷に供給すると共に、上記制御回路は出力電
圧基準と出力直流電圧との偏差に応じて出力電圧を制御
する電圧コントローラと、この電圧コントローラの出力
と上記整流器の出力電流との偏差に応じて電流を制御す
る電流コントローラとを有し、この電流コントローラの
出力で電流制御を行うＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、
上記制御回路に演算手段を設け、この演算手段は、負荷
電流とインバータ入力電圧とに基づいて負荷電流に対す
るインバータの通流比を導出する演算手段とし、この演
算結果で上記電流コントローラの出力を補正し、この補
正した補正値で上記インバータを制御するようにしたも
のである。
【００１４】（３）また、制御回路の演算手段の代わり
に記憶手段を設け、この記憶手段は、負荷電流とインバ
ータ入力電圧とに基づいた負荷電流に対するインバータ
の通流比を記憶する記憶手段とし、負荷電流とインバー
タ入力電圧とに基づいた通流比を抽出し、この抽出した
通流比で上記電流コントローラの出力を補正するように
したものである。 （４）また、演算手段の演算内容、または、記憶手段の
記憶内容は、 α＝（（２・Ｌ・Ｖd *・Ｉ0）／（Ｅ・（Ｅ−Ｖd *）・
Ｔ））1/2 但し、α：通流比 Ｌ：平滑リアクトルのインダクタンス Ｖd *：出力電圧の指令値 Ｉ0：平滑リアクトル電流（整流器の出力電流） Ｅ：直流入力電圧 Ｔ：スイッチング周期 としたものである。
に記憶手段を設け、この記憶手段は、負荷電流とインバ
ータ入力電圧とに基づいた負荷電流に対するインバータ
の通流比を記憶する記憶手段とし、負荷電流とインバー
タ入力電圧とに基づいた通流比を抽出し、この抽出した
通流比で上記電流コントローラの出力を補正するように
したものである。 （４）また、演算手段の演算内容、または、記憶手段の
記憶内容は、 α＝（（２・Ｌ・Ｖd *・Ｉ0）／（Ｅ・（Ｅ−Ｖd *）・
Ｔ））1/2 但し、α：通流比 Ｌ：平滑リアクトルのインダクタンス Ｖd *：出力電圧の指令値 Ｉ0：平滑リアクトル電流（整流器の出力電流） Ｅ：直流入力電圧 Ｔ：スイッチング周期 としたものである。
【００１５】（５）この発明に係るＤＣ／ＤＣコンバー
タの制御方法は、主回路および制御回路で構成され、上
記主回路は、直流電圧をインバータで交流電圧に変換
し、この交流電圧を整流器で直流にし、平滑回路を介し
て負荷に供給すると共に、上記制御回路は出力電圧基準
と出力直流電圧との偏差に応じて出力電圧を制御する電
圧コントローラと、この電圧コントローラの出力と上記
整流器の出力電流との偏差に応じて電流を制御する電流
コントローラとを有し、この電流コントローラの出力で
電流制御を行うよう構成したＤＣ／ＤＣコンバータにあ
って、負荷電流連続出力時には、直流出力電圧に応じた
出力で上記電流コントローラの出力を補正して上記イン
バータを制御すると共に、負荷電流断続出力時には、上
記出力電圧基準と出力直流電圧との偏差を積分要素を通
し、その出力で上記電流コントローラの出力を補正した
補正値で上記インバータを制御するようにしたものであ
る。
タの制御方法は、主回路および制御回路で構成され、上
記主回路は、直流電圧をインバータで交流電圧に変換
し、この交流電圧を整流器で直流にし、平滑回路を介し
て負荷に供給すると共に、上記制御回路は出力電圧基準
と出力直流電圧との偏差に応じて出力電圧を制御する電
圧コントローラと、この電圧コントローラの出力と上記
整流器の出力電流との偏差に応じて電流を制御する電流
コントローラとを有し、この電流コントローラの出力で
電流制御を行うよう構成したＤＣ／ＤＣコンバータにあ
って、負荷電流連続出力時には、直流出力電圧に応じた
出力で上記電流コントローラの出力を補正して上記イン
バータを制御すると共に、負荷電流断続出力時には、上
記出力電圧基準と出力直流電圧との偏差を積分要素を通
し、その出力で上記電流コントローラの出力を補正した
補正値で上記インバータを制御するようにしたものであ
る。
【００１６】
（１）この発明のＤＣ／ＤＣコンバータは、逆起電力補
償回路の第２の電圧コントローラで、出力電圧基準と出
力直流電圧との偏差に応じた出力を送出し、この第２の
電圧コントローラの出力と出力直流電圧との合成値で電
流コントローラの出力を補正し、この補正値でインバー
タの制御をする。
償回路の第２の電圧コントローラで、出力電圧基準と出
力直流電圧との偏差に応じた出力を送出し、この第２の
電圧コントローラの出力と出力直流電圧との合成値で電
流コントローラの出力を補正し、この補正値でインバー
タの制御をする。
【００１７】（２）また、演算手段は、負荷電流とイン
バータ入力電圧とに基づいて負荷電流に対するインバー
タの通流比を導出し、この演算結果で電流コントローラ
の出力を補正し、この補正した補正値でインバータを制
御する。
バータ入力電圧とに基づいて負荷電流に対するインバー
タの通流比を導出し、この演算結果で電流コントローラ
の出力を補正し、この補正した補正値でインバータを制
御する。
【００１８】（３）また、制御回路の演算手段の代わり
に記憶手段を設け、この記憶手段は、負荷電流とインバ
ータ入力電圧とに基づいた負荷電流に対するインバータ
の通流比を記憶し、負荷電流とインバータ入力電圧とに
基づいた通流比を抽出し、この抽出した通流比で電流コ
ントローラの出力を補正する。 （４）また、演算手段の演算内容、または、記憶手段の
記憶内容は、 α＝（（２・Ｌ・Ｖd *・Ｉ0）／（Ｅ・（Ｅ−Ｖd *）・
Ｔ））1/2 但し、α：通流比 Ｌ：平滑リアクトルのインダクタンス Ｖd *：出力電圧の指令値 Ｉ0：平滑リアクトル電流（整流器の出力電流） Ｅ：直流入力電圧 Ｔ：スイッチング周期 とする。
に記憶手段を設け、この記憶手段は、負荷電流とインバ
ータ入力電圧とに基づいた負荷電流に対するインバータ
の通流比を記憶し、負荷電流とインバータ入力電圧とに
基づいた通流比を抽出し、この抽出した通流比で電流コ
ントローラの出力を補正する。 （４）また、演算手段の演算内容、または、記憶手段の
記憶内容は、 α＝（（２・Ｌ・Ｖd *・Ｉ0）／（Ｅ・（Ｅ−Ｖd *）・
Ｔ））1/2 但し、α：通流比 Ｌ：平滑リアクトルのインダクタンス Ｖd *：出力電圧の指令値 Ｉ0：平滑リアクトル電流（整流器の出力電流） Ｅ：直流入力電圧 Ｔ：スイッチング周期 とする。
【００１９】（５）この発明のＤＣ／ＤＣコンバータの
制御方法は、負荷電流連続出力時には、直流出力電圧に
応じた出力で電流コントローラの出力を補正してインバ
ータを制御すると共に、負荷電流断続出力時には、出力
電圧基準と出力直流電圧との偏差を積分要素を通し、そ
の出力で上記電流コントローラの出力を補正した補正値
で上記インバータを制御する。
制御方法は、負荷電流連続出力時には、直流出力電圧に
応じた出力で電流コントローラの出力を補正してインバ
ータを制御すると共に、負荷電流断続出力時には、出力
電圧基準と出力直流電圧との偏差を積分要素を通し、そ
の出力で上記電流コントローラの出力を補正した補正値
で上記インバータを制御する。
【００２０】
実施例１．図１はこの発明の実施例１によるＤＣ／ＤＣ
コンバータの回路図で、従来と同一または相当の部分に
は同一の符号を付して説明を省略する。従来と異なるの
は制御ループの共振点をなくするため、逆起電力補償回
路２０を設けた点で、以下この逆起電力補償回路につい
て説明する。
コンバータの回路図で、従来と同一または相当の部分に
は同一の符号を付して説明を省略する。従来と異なるの
は制御ループの共振点をなくするため、逆起電力補償回
路２０を設けた点で、以下この逆起電力補償回路につい
て説明する。
【００２１】逆起電力補償回路２０の構成は、出力電圧
基準Ｖd *と出力電圧フィードバックＶdの偏差を演算す
る第３の減算器２１、および、軽負荷時のピーク充電を
防止するための第２の電圧コントローラ２２と、第２の
電圧コントローラ２２の出力と出力電圧フィードバック
Ｖdとを加算するための加算器２３から構成されてい
る。
基準Ｖd *と出力電圧フィードバックＶdの偏差を演算す
る第３の減算器２１、および、軽負荷時のピーク充電を
防止するための第２の電圧コントローラ２２と、第２の
電圧コントローラ２２の出力と出力電圧フィードバック
Ｖdとを加算するための加算器２３から構成されてい
る。
【００２２】次に動作について説明する。全体的な動作
は従来と同様であるが、上述した制御ループ構成上の差
異から特に逆起電力補償回路２０の動作を中心に説明す
る。図２はその電流制御ループの伝達関数のブロック図
を示し、図１と共に説明する。
は従来と同様であるが、上述した制御ループ構成上の差
異から特に逆起電力補償回路２０の動作を中心に説明す
る。図２はその電流制御ループの伝達関数のブロック図
を示し、図１と共に説明する。
【００２３】従来の回路と比較し、特徴としては出力電
圧フィードバックＶdを入力とする逆起電力補償回路２
０の出力を電流コントローラ１４の出力と加算器１９で
加算している点である。これは図２のブロック図におい
て、負荷８および平滑平滑コンデンサ７による影響を表
わす項Ｒ／（１＋ＳＣ2Ｒ）を消去するためである。
圧フィードバックＶdを入力とする逆起電力補償回路２
０の出力を電流コントローラ１４の出力と加算器１９で
加算している点である。これは図２のブロック図におい
て、負荷８および平滑平滑コンデンサ７による影響を表
わす項Ｒ／（１＋ＳＣ2Ｒ）を消去するためである。
【００２４】即ち、図２において、インバータ部のゲイ
ンは電流連続時には通常Ｋ＝１であるが、この場合に逆
起電力補償回路をＧ（Ｓ）＝１となるように選んでおい
て、電流コントローラ１４の出力にあらかじめ加算器１
９で出力電圧フィードバックＶdを加算しておくことに
より、電流制御ループ上、Ｖdの影響が＋／−で相殺さ
れ、なくなってしまうことにより理論上、Ｒ／（（１＋
ＳＣ2Ｒ））の項が消去される。これにより、電流制御
ループ上残る項としては１／ＳＬのみとなり共振点のな
い安定な制御系とすることができる。
ンは電流連続時には通常Ｋ＝１であるが、この場合に逆
起電力補償回路をＧ（Ｓ）＝１となるように選んでおい
て、電流コントローラ１４の出力にあらかじめ加算器１
９で出力電圧フィードバックＶdを加算しておくことに
より、電流制御ループ上、Ｖdの影響が＋／−で相殺さ
れ、なくなってしまうことにより理論上、Ｒ／（（１＋
ＳＣ2Ｒ））の項が消去される。これにより、電流制御
ループ上残る項としては１／ＳＬのみとなり共振点のな
い安定な制御系とすることができる。
【００２５】また、負荷８が非常に軽負荷で電流が断続
限界Ｉ0TH以下となり、よく知られているように平滑コ
ンデンサ７の残留電荷により、この平滑コンデンサ７が
ピーク充電されるため、出力電圧Ｖdを制御するために
は通流比αを図３のような特性カーブにより絞り込む必
要がある。この図３のカーブは電流断続時（Ｉ0＜
Ｉ0TH）の通流比αを式（１）で表しプロットしたもの
である。 α＝（（２・Ｌ・Ｖd *・Ｉ0）／（Ｅ・（Ｅ−Ｖd *）・Ｔ））1/2 ・・・・・（１） ここでＬは平滑リアクトル６のインダクタンス、Ｖd *は
出力電圧の指令値、Ｉ0は平滑リアクトル電流、Ｅは入
力電圧、Ｔはスイッチング周期である。従って、無負荷
時Ｉ0≒０となった場合にはα≒０まで絞り込む必要が
ある。この役目をするのが第２の電圧コントローラ２２
である。
限界Ｉ0TH以下となり、よく知られているように平滑コ
ンデンサ７の残留電荷により、この平滑コンデンサ７が
ピーク充電されるため、出力電圧Ｖdを制御するために
は通流比αを図３のような特性カーブにより絞り込む必
要がある。この図３のカーブは電流断続時（Ｉ0＜
Ｉ0TH）の通流比αを式（１）で表しプロットしたもの
である。 α＝（（２・Ｌ・Ｖd *・Ｉ0）／（Ｅ・（Ｅ−Ｖd *）・Ｔ））1/2 ・・・・・（１） ここでＬは平滑リアクトル６のインダクタンス、Ｖd *は
出力電圧の指令値、Ｉ0は平滑リアクトル電流、Ｅは入
力電圧、Ｔはスイッチング周期である。従って、無負荷
時Ｉ0≒０となった場合にはα≒０まで絞り込む必要が
ある。この役目をするのが第２の電圧コントローラ２２
である。
【００２６】この第２の電圧コントローラとしては、周
波数応答が共振角周波数ωC＝１／（（ＬＣ2）1/2）よ
り十分小さく、直流ゲインの大きい遅い積分系ＫV／Ｓ
（ＫVは定数）のような制御系が適当である。この第２
の電圧コントローラ２２により無負荷時のαを絞り、逆
起電力補償回路のゲインを見かけ上、Ｇ（Ｓ）＝１とす
ることができる。
波数応答が共振角周波数ωC＝１／（（ＬＣ2）1/2）よ
り十分小さく、直流ゲインの大きい遅い積分系ＫV／Ｓ
（ＫVは定数）のような制御系が適当である。この第２
の電圧コントローラ２２により無負荷時のαを絞り、逆
起電力補償回路のゲインを見かけ上、Ｇ（Ｓ）＝１とす
ることができる。
【００２７】以上のように、第２の電圧コントローラ２
２を併用することにより、電流断続モード（Ｉ0＜
Ｉ0TH）の場合、逆起電力補償回路２０のゲインを見か
け上Ｇ（Ｓ）＝１とすることができ、出力電圧Ｖdの影
響を無視することができる。また、この逆起電力補償回
路２０により電流制御系の共振点がなくなるため、電流
コントローラ１４、第１の電圧コントローラ１２の応答
速度を高速にすることができる。
２を併用することにより、電流断続モード（Ｉ0＜
Ｉ0TH）の場合、逆起電力補償回路２０のゲインを見か
け上Ｇ（Ｓ）＝１とすることができ、出力電圧Ｖdの影
響を無視することができる。また、この逆起電力補償回
路２０により電流制御系の共振点がなくなるため、電流
コントローラ１４、第１の電圧コントローラ１２の応答
速度を高速にすることができる。
【００２８】実施例２．図４はこの発明の実施例２によ
るＤＣ／ＤＣコンバータの回路図である。この実施例に
おいては逆起電力補償回路としてマイクロコンピュータ
を用いている。
るＤＣ／ＤＣコンバータの回路図である。この実施例に
おいては逆起電力補償回路としてマイクロコンピュータ
を用いている。
【００２９】図において、２４は逆起電力補償回路、２
５はアナログ信号をディジタル信号に変換するＡ／Ｄ変
換装置、２６はマイクロコンピュータ、２７はディジタ
ル信号をアナログ信号に変換するＤ／Ａ変換回路であ
る。
５はアナログ信号をディジタル信号に変換するＡ／Ｄ変
換装置、２６はマイクロコンピュータ、２７はディジタ
ル信号をアナログ信号に変換するＤ／Ａ変換回路であ
る。
【００３０】この実施例では負荷電流断続時の逆起電力
補償回路２４の出力レベルはマイクロコンピュータ２６
がＡ／Ｄ変換器２５により平滑リアクトル６を流れる電
流Ｉ0、入力電圧Ｅを読み込み、実施例１の式（１）に
よりαを計算し、Ｄ／Ａ変換器２７を用いて出力する。
この実施例においては高速のマイクロコンピュータで演
算させることにより、実施例１よりさらに高速制御を行
うことができる。
補償回路２４の出力レベルはマイクロコンピュータ２６
がＡ／Ｄ変換器２５により平滑リアクトル６を流れる電
流Ｉ0、入力電圧Ｅを読み込み、実施例１の式（１）に
よりαを計算し、Ｄ／Ａ変換器２７を用いて出力する。
この実施例においては高速のマイクロコンピュータで演
算させることにより、実施例１よりさらに高速制御を行
うことができる。
【００３１】実施例３．図５はこの発明の実施例３によ
るＤＣ／ＤＣコンバータの回路図である。この実施例で
は逆起電力補償回路として読み出し専用メモリ（以下Ｒ
ＯＭと呼ぶ）を用いている。
るＤＣ／ＤＣコンバータの回路図である。この実施例で
は逆起電力補償回路として読み出し専用メモリ（以下Ｒ
ＯＭと呼ぶ）を用いている。
【００３２】図において、２８は逆起電力補償回路、２
９はアナログ信号をディジタル信号に変換するＡ／Ｄ変
換装置、３０はＲＯＭ、３１はディジタル信号をアナロ
グ信号に変換するＤ／Ａ変換回路である。
９はアナログ信号をディジタル信号に変換するＡ／Ｄ変
換装置、３０はＲＯＭ、３１はディジタル信号をアナロ
グ信号に変換するＤ／Ａ変換回路である。
【００３３】この実施例では負荷電流断続時の逆起電力
補償回路２８の出力レベルは、あらかじめ平滑リアクト
ル６を流れる電流Ｉ0と入力電圧Ｅから、実施例１にお
ける式（１）を用いて計算しておいた結果を、ＲＯＭ３
０に書き込んでおき、Ｉ0およびＥの値に応じたαの値
をＲＯＭ３０より読み出し、Ｄ／Ａ変換器３１を通じて
出力するものである。本実施例においては、実施例１よ
り高速制御をすることができ、かつ、実施例２より簡略
化した構成にすることができる。
補償回路２８の出力レベルは、あらかじめ平滑リアクト
ル６を流れる電流Ｉ0と入力電圧Ｅから、実施例１にお
ける式（１）を用いて計算しておいた結果を、ＲＯＭ３
０に書き込んでおき、Ｉ0およびＥの値に応じたαの値
をＲＯＭ３０より読み出し、Ｄ／Ａ変換器３１を通じて
出力するものである。本実施例においては、実施例１よ
り高速制御をすることができ、かつ、実施例２より簡略
化した構成にすることができる。
【００３４】この実施例では、ＲＯＭに計算結果を記憶
して利用したが、ＲＯＭの他にＦＤ（フロッピーディス
ク）、ＨＤ（ハードディスク）、磁気テープ等の記憶装
置に記憶させておき、記憶装置の立ち上がり時にＲＡＭ
に読み込んで実行してもよい。
して利用したが、ＲＯＭの他にＦＤ（フロッピーディス
ク）、ＨＤ（ハードディスク）、磁気テープ等の記憶装
置に記憶させておき、記憶装置の立ち上がり時にＲＡＭ
に読み込んで実行してもよい。
【００３５】実施例４．上記実施例では、インバータ３
のスイッチング素子にＩＧＢＴ（絶縁ゲートトランジス
タ）を用いたが、バイポーラトランジスタ、ＭＯＳＦＥ
Ｔ、サイリスタ等を用いてもよい。
のスイッチング素子にＩＧＢＴ（絶縁ゲートトランジス
タ）を用いたが、バイポーラトランジスタ、ＭＯＳＦＥ
Ｔ、サイリスタ等を用いてもよい。
【００３６】実施例５．上記実施例で説明した逆起電力
補償回路を、図６に示すチョッパ方式のＤＣ／ＤＣコン
バータに適用してもよい。即ち、図６のように、変換器
としてチョッパ動作を行うスイッチング素子をこの発明
の制御回路で制御する。
補償回路を、図６に示すチョッパ方式のＤＣ／ＤＣコン
バータに適用してもよい。即ち、図６のように、変換器
としてチョッパ動作を行うスイッチング素子をこの発明
の制御回路で制御する。
【００３７】
【発明の効果】この発明は以上のように、逆起電力補償
回路を設けることにより、電流制御系における共振点を
なくすように構成したので、制御動作の応答を大幅に上
げることが可能となり、高速応答と安定性の両方を得る
ことができる効果がある。
回路を設けることにより、電流制御系における共振点を
なくすように構成したので、制御動作の応答を大幅に上
げることが可能となり、高速応答と安定性の両方を得る
ことができる効果がある。
【図１】 この発明の実施例１によるＤＣ／ＤＣコンバ
ータの回路図である。
ータの回路図である。
【図２】 この発明の実施例１による伝達関数のブロッ
ク図である。
ク図である。
【図３】 この発明の実施例１による電流断続時の通流
比を示す図である。
比を示す図である。
【図４】 この発明の実施例２によるＤＣ／ＤＣコンバ
ータの回路図である。
ータの回路図である。
【図５】 この発明の実施例３によるＤＣ／ＤＣコンバ
ータの回路図である。
ータの回路図である。
【図６】 この発明の実施例５によるＤＣ／ＤＣコンバ
ータの回路図である。
ータの回路図である。
【図７】 従来のＤＣ／ＤＣコンバータの回路図であ
る。
る。
【図８】 従来のＤＣ／ＤＣコンバータ回路の波形図で
ある。
ある。
【図９】 電流制御系の開ループ伝達関数を示すブロッ
ク図である。
ク図である。
１ 直流電源、２ 入力コンデンサＣ1、３ インバー
タ、４ 絶縁トランス、５ 整流器、６ 平滑リアクト
ル、７ 平滑コンデンサ、８ 負荷Ｒ、９ 電流セン
サ、１０ 出力電圧基準Ｖd *発生器、１１ 第１の減算
器、１２ 第１の電圧コントローラ、１３ 第２の減算
器、１４ 電流コントローラ、１５ キャリア信号発生
回路、１６ 比較器、１７ パルス分配回路、１８ ゲ
ートアンプ回路、１９ 加算器、２０，２４，２８ 逆
起電力補償回路、２１ 第３の減算器、２２ 第２のコ
ントローラ、２３ 加算器、２５，２９ Ａ／Ｄ変換装
置、２６ マイクロコンピュータ、２７，３１ Ｄ／Ａ
変換回路、３０ ＲＯＭ。
タ、４ 絶縁トランス、５ 整流器、６ 平滑リアクト
ル、７ 平滑コンデンサ、８ 負荷Ｒ、９ 電流セン
サ、１０ 出力電圧基準Ｖd *発生器、１１ 第１の減算
器、１２ 第１の電圧コントローラ、１３ 第２の減算
器、１４ 電流コントローラ、１５ キャリア信号発生
回路、１６ 比較器、１７ パルス分配回路、１８ ゲ
ートアンプ回路、１９ 加算器、２０，２４，２８ 逆
起電力補償回路、２１ 第３の減算器、２２ 第２のコ
ントローラ、２３ 加算器、２５，２９ Ａ／Ｄ変換装
置、２６ マイクロコンピュータ、２７，３１ Ｄ／Ａ
変換回路、３０ ＲＯＭ。
Claims (5)
- 【請求項１】 主回路および制御回路で構成され、上記
主回路は、直流電圧をインバータで交流電圧に変換し、
この交流電圧を整流器で直流にし、平滑回路を介して負
荷に供給すると共に、上記制御回路は出力電圧基準と出
力直流電圧との偏差に応じて出力電圧を制御する電圧コ
ントローラと、この電圧コントローラの出力と上記整流
器の出力電流との偏差に応じて電流を制御する電流コン
トローラとを有し、この電流コントローラの出力で電流
制御を行うよう構成したＤＣ／ＤＣコンバータにおい
て、上記制御回路に逆起電力補償回路を設け、この逆起
電力補償回路は、上記出力電圧基準と出力直流電圧との
偏差に応じて出力電圧を制御する第２の電圧コントロー
ラを有し、この第２の電圧コントローラの出力と出力直
流電圧との合成値で上記電流コントローラの出力を補正
し、この補正値で上記インバータを制御するようにした
ことを特徴とするＤＣ／ＤＣコンバータ。 - 【請求項２】 主回路および制御回路で構成され、上記
主回路は、直流電圧をインバータで交流電圧に変換し、
この交流電圧を整流器で直流にし、平滑回路を介して負
荷に供給すると共に、上記制御回路は出力電圧基準と出
力直流電圧との偏差に応じて出力電圧を制御する電圧コ
ントローラと、この電圧コントローラの出力と上記整流
器の出力電流との偏差に応じて電流を制御する電流コン
トローラとを有し、この電流コントローラの出力で電流
制御を行うＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、上記制御回
路に演算手段を設け、この演算手段は、負荷電流とイン
バータ入力電圧とに基づいて負荷電流に対するインバー
タの通流比を導出する演算手段とし、この演算結果で上
記電流コントローラの出力を補正し、この補正した補正
値で上記インバータを制御するようにしたことを特徴と
するＤＣ／ＤＣコンバータ。 - 【請求項３】 請求項２において、上記制御回路の演算
手段の代わりに記憶手段を設け、この記憶手段は、負荷
電流とインバータ入力電圧とに基づいた負荷電流に対す
るインバータの通流比を記憶する記憶手段とし、負荷電
流とインバータ入力電圧とに基づいた通流比を抽出し、
この抽出した通流比で上記電流コントローラの出力を補
正するようにしたことを特徴とするＤＣ／ＤＣコンバー
タ。 - 【請求項４】 請求項２の演算手段の演算内容、また
は、請求項３の記憶手段の記憶内容は、 α＝（（２・Ｌ・Ｖd *・Ｉ0）／（Ｅ・（Ｅ−Ｖd *）・
Ｔ））1/2 但し、α：通流比 Ｌ：平滑リアクトルのインダクタンス Ｖd *：出力電圧の指令値 Ｉ0：平滑リアクトル電流（整流器の出力電流） Ｅ：直流入力電圧 Ｔ：スイッチング周期 としたことを特徴とするＤＣ／ＤＣコンバータ。 - 【請求項５】 主回路および制御回路で構成され、上記
主回路は、直流電圧をインバータで交流電圧に変換し、
この交流電圧を整流器で直流にし、平滑回路を介して負
荷に供給すると共に、上記制御回路は出力電圧基準と出
力直流電圧との偏差に応じて出力電圧を制御する電圧コ
ントローラと、この電圧コントローラの出力と上記整流
器の出力電流との偏差に応じて電流を制御する電流コン
トローラとを有し、この電流コントローラの出力で電流
制御を行うよう構成したＤＣ／ＤＣコンバータにあっ
て、負荷電流連続出力時には、直流出力電圧に応じた出
力で上記電流コントローラの出力を補正して上記インバ
ータを制御すると共に、負荷電流断続出力時には、上記
出力電圧基準と出力直流電圧との偏差を積分要素を通
し、その出力で上記電流コントローラの出力を補正した
補正値で上記インバータを制御するようにしたことを特
徴とするＤＣ／ＤＣコンバータの制御方法。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP01759495A JP3223293B2 (ja) | 1995-02-06 | 1995-02-06 | Ｄｃ／ｄｃコンバータ |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP01759495A JP3223293B2 (ja) | 1995-02-06 | 1995-02-06 | Ｄｃ／ｄｃコンバータ |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH08214543A true JPH08214543A (ja) | 1996-08-20 |
| JP3223293B2 JP3223293B2 (ja) | 2001-10-29 |
Family
ID=11948229
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP01759495A Expired - Fee Related JP3223293B2 (ja) | 1995-02-06 | 1995-02-06 | Ｄｃ／ｄｃコンバータ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3223293B2 (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2013027201A (ja) * | 2011-07-22 | 2013-02-04 | Ihi Corp | 直流電力変換装置 |
| CN103516219A (zh) * | 2012-06-15 | 2014-01-15 | 西门子（中国）有限公司 | 直流电源模块的控制电路 |
| US9467058B2 (en) | 2014-05-16 | 2016-10-11 | Hyundai Motor Company | Method and apparatus for controlling output voltage of DC-DC converter |
-
1995
- 1995-02-06 JP JP01759495A patent/JP3223293B2/ja not_active Expired - Fee Related
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2013027201A (ja) * | 2011-07-22 | 2013-02-04 | Ihi Corp | 直流電力変換装置 |
| CN103516219A (zh) * | 2012-06-15 | 2014-01-15 | 西门子（中国）有限公司 | 直流电源模块的控制电路 |
| US9467058B2 (en) | 2014-05-16 | 2016-10-11 | Hyundai Motor Company | Method and apparatus for controlling output voltage of DC-DC converter |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP3223293B2 (ja) | 2001-10-29 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |