JPH08237614A - 副搬送波再生回路 - Google Patents
副搬送波再生回路Info
- Publication number
- JPH08237614A JPH08237614A JP7040864A JP4086495A JPH08237614A JP H08237614 A JPH08237614 A JP H08237614A JP 7040864 A JP7040864 A JP 7040864A JP 4086495 A JP4086495 A JP 4086495A JP H08237614 A JPH08237614 A JP H08237614A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- circuit
- output
- zero
- phase
- shift register
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Granted
Links
Landscapes
- Television Systems (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【目的】 現行のテレビジョン方式の伝送帯域内で広帯
域な画像を伝送する、高精細テレビジョン方式に準拠し
たテレビジョン信号の受信装置において、高精細情報を
復調する際に必要な副搬送波を、比較的簡単な構成であ
りながら高精度に再生することができる副搬送波再生回
路を提供することを目的とする。 【構成】 ４／７ｆｓｃの位相基準信号１周期分を保持
する７ビット・シフトレジスタ３と、サンプリング単位
でゼロクロス点を検出するゼロクロス検出回路４と、検
出結果をもとにサンプリング間隔以下の精度でゼロクロ
ス点の位相を算出する選択回路５及び演算回路６と、そ
れらの結果をもとに所望の副搬送波を発生するアドレス
発生回路７及びＲＯＭ８からなる。
域な画像を伝送する、高精細テレビジョン方式に準拠し
たテレビジョン信号の受信装置において、高精細情報を
復調する際に必要な副搬送波を、比較的簡単な構成であ
りながら高精度に再生することができる副搬送波再生回
路を提供することを目的とする。 【構成】 ４／７ｆｓｃの位相基準信号１周期分を保持
する７ビット・シフトレジスタ３と、サンプリング単位
でゼロクロス点を検出するゼロクロス検出回路４と、検
出結果をもとにサンプリング間隔以下の精度でゼロクロ
ス点の位相を算出する選択回路５及び演算回路６と、そ
れらの結果をもとに所望の副搬送波を発生するアドレス
発生回路７及びＲＯＭ８からなる。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、現行のテレビジョン方
式の伝送帯域内で広帯域な画像を伝送する高精細テレビ
ジョン方式に準拠したテレビジョン信号の受信装置で用
いる副搬送波再生回路に関するものである。
式の伝送帯域内で広帯域な画像を伝送する高精細テレビ
ジョン方式に準拠したテレビジョン信号の受信装置で用
いる副搬送波再生回路に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】輝度信号水平高域成分で副搬送波を変調
し、垂直−時間周波数領域において色信号と共役な位置
に配置することにより、現行のテレビジョン方式の伝送
帯域内で広帯域な画像を伝送する高精細テレビジョン方
式が提案されている（例えば、特公昭６４−７５５５、
あるいは特公平３−５２２７８など）。この技術は、現
行のテレビジョン方式と両立性を保ちながら画面のワイ
ドアスペクト化と高画質化を目指すＥＤＴＶ−ＩＩ方式
の輝度水平解像度補強技術として採用されている。ま
た、ＥＤＴＶ−ＩＩ方式においては、各フィールドの画
面最上端の２２Ｈおよび２８５Ｈに識別制御信号と呼ば
れる信号を挿入して伝送することが決められている。図
５はこの信号の概略波形図である。図５に示すように識
別制御信号は色副搬送波７周期の時間幅を１ビットとし
て２７ビット分の領域からなる。このうちＢ２５〜Ｂ２
７にはＥＤＴＶ−ＩＩ方式の信号であることを示す確認
信号が割り当てられており、周波数４／７ｆｓｃ（ｆｓ
ｃは色副搬送波の周波数）、振幅１５ＩＲＥの正弦波１
２周期である。またこの確認信号は、変調された高精細
情報を復調する際に用いる副搬送波（１６／７ｆｓｃ）
再生のための位相基準信号も兼ねる。図６は位相基準信
号４／７ｆｓｃと副搬送波１６／７ｆｓｃとの位相関係
を示す波形図である。図６に示すように位相基準信号の
ゼロクロス点と副搬送波のゼロクロス点は一致するよう
に規定されている。受信側では、例えばＰＬＬ回路を用
いてこの位相基準信号から副搬送波を再生する。
し、垂直−時間周波数領域において色信号と共役な位置
に配置することにより、現行のテレビジョン方式の伝送
帯域内で広帯域な画像を伝送する高精細テレビジョン方
式が提案されている（例えば、特公昭６４−７５５５、
あるいは特公平３−５２２７８など）。この技術は、現
行のテレビジョン方式と両立性を保ちながら画面のワイ
ドアスペクト化と高画質化を目指すＥＤＴＶ−ＩＩ方式
の輝度水平解像度補強技術として採用されている。ま
た、ＥＤＴＶ−ＩＩ方式においては、各フィールドの画
面最上端の２２Ｈおよび２８５Ｈに識別制御信号と呼ば
れる信号を挿入して伝送することが決められている。図
５はこの信号の概略波形図である。図５に示すように識
別制御信号は色副搬送波７周期の時間幅を１ビットとし
て２７ビット分の領域からなる。このうちＢ２５〜Ｂ２
７にはＥＤＴＶ−ＩＩ方式の信号であることを示す確認
信号が割り当てられており、周波数４／７ｆｓｃ（ｆｓ
ｃは色副搬送波の周波数）、振幅１５ＩＲＥの正弦波１
２周期である。またこの確認信号は、変調された高精細
情報を復調する際に用いる副搬送波（１６／７ｆｓｃ）
再生のための位相基準信号も兼ねる。図６は位相基準信
号４／７ｆｓｃと副搬送波１６／７ｆｓｃとの位相関係
を示す波形図である。図６に示すように位相基準信号の
ゼロクロス点と副搬送波のゼロクロス点は一致するよう
に規定されている。受信側では、例えばＰＬＬ回路を用
いてこの位相基準信号から副搬送波を再生する。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】前記のようにＰＬＬ回
路を用いると高い精度で副搬送波を再生することが可能
であるが、回路規模が比較的大きくなってしまう。
路を用いると高い精度で副搬送波を再生することが可能
であるが、回路規模が比較的大きくなってしまう。
【０００４】本発明は、前記のような従来例の問題点を
解消するためになされたもので、高精細情報を復調する
際に必要な副搬送波を、比較的簡単な構成でありながら
高精度に再生するすることができる副搬送波再生回路を
提供することを目的とするものである。
解消するためになされたもので、高精細情報を復調する
際に必要な副搬送波を、比較的簡単な構成でありながら
高精度に再生するすることができる副搬送波再生回路を
提供することを目的とするものである。
【０００５】
【課題を解決するための手段】この目的を解決するため
に本発明の副搬送波再生回路は、高精細テレビジョン信
号に含まれる位相基準信号を１周期分保持するシフトレ
ジスタと、前記シフトレジスタの出力からサンプリング
単位で前記位相基準信号のゼロクロス点の位相を検出す
るゼロクロス検出回路と、前記シフトレジスタの出力及
び前記ゼロクロス検出回路の出力からサンプリング間隔
以下の精度でゼロクロス点の位相を算出する演算回路
と、前記ゼロクロス検出回路の出力及び前記演算回路の
出力から所望の位相を有する正弦波を発生する正弦波発
生回路とを具備する。
に本発明の副搬送波再生回路は、高精細テレビジョン信
号に含まれる位相基準信号を１周期分保持するシフトレ
ジスタと、前記シフトレジスタの出力からサンプリング
単位で前記位相基準信号のゼロクロス点の位相を検出す
るゼロクロス検出回路と、前記シフトレジスタの出力及
び前記ゼロクロス検出回路の出力からサンプリング間隔
以下の精度でゼロクロス点の位相を算出する演算回路
と、前記ゼロクロス検出回路の出力及び前記演算回路の
出力から所望の位相を有する正弦波を発生する正弦波発
生回路とを具備する。
【０００６】
【作用】この構成によって本発明の副搬送波再生回路
は、比較的簡単な構成でありながら、高精細テレビジョ
ン信号に含まれる位相基準信号のゼロクロス点の位相を
サンプリング間隔以下の精度で算出し、それをもとに高
精度な位相を有する副搬送波を再生することができる。
は、比較的簡単な構成でありながら、高精細テレビジョ
ン信号に含まれる位相基準信号のゼロクロス点の位相を
サンプリング間隔以下の精度で算出し、それをもとに高
精度な位相を有する副搬送波を再生することができる。
【０００７】
【実施例】図７は本発明の副搬送波再生回路を用いた高
精細テレビジョン受像機の構成を示すブロック図であ
る。図７においてアンテナ１０１はチューナー１０２の
入力に接続される。チューナー１０２の出力はＡ／Ｄ変
換器１０３の入力、及び制御回路１０４の入力に接続さ
れる。Ａ／Ｄ変換器１０３の出力は分離回路１０５の入
力、及び副搬送波再生回路１０６の第１の入力に接続さ
れる。制御回路１０４の出力は副搬送波再生回路１０６
の第２の入力に接続される。分離回路１０５の第１の出
力は加算器１０８の第１の入力に接続される。分離回路
１０５の第２の出力は復調回路１０７の第１の入力に接
続される。分離回路１０５の第３の出力は色処理回路１
１０の入力に接続される。副搬送波再生回路１０６の出
力は復調回路１０７の第２の入力に接続される。復調回
路１０７の出力は加算器１０８の第２の入力に接続され
る。加算器１０８の出力は輝度処理回路１０９の入力に
接続される。輝度処理回路１０９の出力はマトリクス回
路１１１の第１の入力に接続される。色処理回路１１０
の出力はマトリクス回路１１１の第２の入力に接続され
る。マトリクス回路１１１の出力はＤ／Ａ変換器１１２
の入力に接続される。Ｄ／Ａ変換器１１２の出力は表示
器１１３の入力に接続される。
精細テレビジョン受像機の構成を示すブロック図であ
る。図７においてアンテナ１０１はチューナー１０２の
入力に接続される。チューナー１０２の出力はＡ／Ｄ変
換器１０３の入力、及び制御回路１０４の入力に接続さ
れる。Ａ／Ｄ変換器１０３の出力は分離回路１０５の入
力、及び副搬送波再生回路１０６の第１の入力に接続さ
れる。制御回路１０４の出力は副搬送波再生回路１０６
の第２の入力に接続される。分離回路１０５の第１の出
力は加算器１０８の第１の入力に接続される。分離回路
１０５の第２の出力は復調回路１０７の第１の入力に接
続される。分離回路１０５の第３の出力は色処理回路１
１０の入力に接続される。副搬送波再生回路１０６の出
力は復調回路１０７の第２の入力に接続される。復調回
路１０７の出力は加算器１０８の第２の入力に接続され
る。加算器１０８の出力は輝度処理回路１０９の入力に
接続される。輝度処理回路１０９の出力はマトリクス回
路１１１の第１の入力に接続される。色処理回路１１０
の出力はマトリクス回路１１１の第２の入力に接続され
る。マトリクス回路１１１の出力はＤ／Ａ変換器１１２
の入力に接続される。Ｄ／Ａ変換器１１２の出力は表示
器１１３の入力に接続される。
【０００８】次に、図７に示す高精細テレビジョン受像
機の動作について説明する。チューナー１０２はアンテ
ナ１０１から入力された信号から所望の局の信号を選択
し復調する。制御回路１０４は高精細テレビジョン信号
に含まれる水平・垂直の同期信号やカラーバースト信号
などから、他のブロックに必要なクロックや各種制御信
号を発生する。Ａ／Ｄ変換器１０３は高精細テレビジョ
ン信号をサンプリングしディジタル信号に変換する。以
下では、サンプリングクロックとして周波数４ｆｓｃの
クロックを用いる場合を例に取り説明する。分離回路１
０５は高精細テレビジョン信号を輝度水平低域信号、輝
度水平高域信号、及び色信号に分離し、それぞれ第１、
第２、及び第３の出力から出力する。副搬送波再生回路
１０６は高精細テレビジョン信号に含まれる位相基準信
号から、輝度水平高域信号復調に必要な副搬送波を再生
する。復調回路１０７は副搬送波再生回路１０６が出力
する副搬送波を用いて、分離回路１０５が出力する輝度
水平高域信号を復調する。加算器１０８は分離回路１０
５が出力する輝度水平低域信号と、復調回路１０７が出
力する輝度水平高域信号を加算し、広帯域な輝度信号を
出力する。加算器１０８が出力する広帯域輝度信号、及
び分離回路が出力する色信号は、マトリクス回路１１
１、及びＤ／Ａ変換器１１２を経て表示器１１３に出力
される。
機の動作について説明する。チューナー１０２はアンテ
ナ１０１から入力された信号から所望の局の信号を選択
し復調する。制御回路１０４は高精細テレビジョン信号
に含まれる水平・垂直の同期信号やカラーバースト信号
などから、他のブロックに必要なクロックや各種制御信
号を発生する。Ａ／Ｄ変換器１０３は高精細テレビジョ
ン信号をサンプリングしディジタル信号に変換する。以
下では、サンプリングクロックとして周波数４ｆｓｃの
クロックを用いる場合を例に取り説明する。分離回路１
０５は高精細テレビジョン信号を輝度水平低域信号、輝
度水平高域信号、及び色信号に分離し、それぞれ第１、
第２、及び第３の出力から出力する。副搬送波再生回路
１０６は高精細テレビジョン信号に含まれる位相基準信
号から、輝度水平高域信号復調に必要な副搬送波を再生
する。復調回路１０７は副搬送波再生回路１０６が出力
する副搬送波を用いて、分離回路１０５が出力する輝度
水平高域信号を復調する。加算器１０８は分離回路１０
５が出力する輝度水平低域信号と、復調回路１０７が出
力する輝度水平高域信号を加算し、広帯域な輝度信号を
出力する。加算器１０８が出力する広帯域輝度信号、及
び分離回路が出力する色信号は、マトリクス回路１１
１、及びＤ／Ａ変換器１１２を経て表示器１１３に出力
される。
【０００９】なお、サンプリングクロックの周波数は他
の数であっても良いことは言うまでもない。
の数であっても良いことは言うまでもない。
【００１０】以下では、本発明の実施例として図７にお
ける副搬送波再生回路１０６の構成と動作について図面
を用いて説明する。
ける副搬送波再生回路１０６の構成と動作について図面
を用いて説明する。
【００１１】（実施例１）図１は本発明の第１の実施例
である副搬送波再生回路の構成を示すブロック図であ
る。図１において入力端子１は７ビット・シフトレジス
タ３の第１の入力に接続される。入力端子２は７ビット
・シフトレジスタ３の第２の入力に接続される。７ビッ
トシフト・レジスタの第１から第７の出力はそれぞれ、
ゼロクロス検出回路４の第１から第７の入力、及び選択
回路５の第１から第７の入力に接続される。ゼロクロス
検出回路４の出力は選択回路５の第８の入力、及びアド
レス発生回路７の第１の入力に接続される。選択回路５
の第１及び第２の出力はそれぞれ、演算回路６の第１及
び第２の入力に接続される。演算回路６の出力はアドレ
ス発生回路７の第２の入力に接続される。アドレス発生
回路７の出力はＲＯＭ（読みだし専用メモリ）８の入力
に接続される。ＲＯＭ８の出力は出力端子９に接続され
る。
である副搬送波再生回路の構成を示すブロック図であ
る。図１において入力端子１は７ビット・シフトレジス
タ３の第１の入力に接続される。入力端子２は７ビット
・シフトレジスタ３の第２の入力に接続される。７ビッ
トシフト・レジスタの第１から第７の出力はそれぞれ、
ゼロクロス検出回路４の第１から第７の入力、及び選択
回路５の第１から第７の入力に接続される。ゼロクロス
検出回路４の出力は選択回路５の第８の入力、及びアド
レス発生回路７の第１の入力に接続される。選択回路５
の第１及び第２の出力はそれぞれ、演算回路６の第１及
び第２の入力に接続される。演算回路６の出力はアドレ
ス発生回路７の第２の入力に接続される。アドレス発生
回路７の出力はＲＯＭ（読みだし専用メモリ）８の入力
に接続される。ＲＯＭ８の出力は出力端子９に接続され
る。
【００１２】次に、図１に示す副搬送波再生回路の動作
について説明する。７ビット・シフトレジスタ３は入力
端子２から入力される制御信号により、入力端子１から
入力される高精細テレビジョン信号のうち２２Ｈ及び２
８５Ｈの位相基準信号４／７ｆｓｃ１周期分（７サンプ
ル分）をホールドする。このとき７ビット・シフトレジ
スタの第１から第７の出力には、例えば図６に示すＤ０
〜Ｄ６のデータがそれぞれ出力されているものとする。
ゼロクロス検出回路４はＤ０〜Ｄ６までのデータの中で
ゼロクロス点を探し、その直前のデータ番号（この例で
は「３」）を出力する。選択回路５はゼロクロス検出回
路４の出力をもとに、Ｄ０〜Ｄ６のデータのうちゼロク
ロス点の前後のデータ（この例ではＤ３とＤ４）の絶対
値を、それぞれＡ、Ｂとして第１及び第２の出力から出
力する。また、ゼロクロス点があるサンプリング点と一
致する場合、ゼロクロス検出回路４はそのサンプリング
点のデータ番号を出力し、選択回路５はＡとして０を出
力する。演算回路６は選択回路５が出力するＡとＢの値
からＡ／（Ａ＋Ｂ）を計算し出力する。この演算結果は
ゼロクロス点が二つのサンプリング点の間のどの位置に
あるかを示す。従って、ゼロクロス検出回路が出力する
データ番号と組み合わせれば、ゼロクロス点の位相をサ
ンプリング間隔以下の精度で決定することができる。以
下の説明では例として、演算回路６の精度がサンプリン
グ間隔の１／３２である場合を考える。このときＲＯＭ
８には予め図６に示すような１６／７ｆｓｃの正弦波４
サイクル分のデータを３２×７＝２２４分割し記憶させ
ておく。アドレス発生回路７がゼロクロス検出回路４の
出力と演算回路６の出力から適切なアドレスを発生する
ことにより、ＲＯＭ８は図６に示すように位相基準信号
４／７ｆｓｃとゼロクロス点が一致した副搬送波１６／
７ｆｓｃを出力する。
について説明する。７ビット・シフトレジスタ３は入力
端子２から入力される制御信号により、入力端子１から
入力される高精細テレビジョン信号のうち２２Ｈ及び２
８５Ｈの位相基準信号４／７ｆｓｃ１周期分（７サンプ
ル分）をホールドする。このとき７ビット・シフトレジ
スタの第１から第７の出力には、例えば図６に示すＤ０
〜Ｄ６のデータがそれぞれ出力されているものとする。
ゼロクロス検出回路４はＤ０〜Ｄ６までのデータの中で
ゼロクロス点を探し、その直前のデータ番号（この例で
は「３」）を出力する。選択回路５はゼロクロス検出回
路４の出力をもとに、Ｄ０〜Ｄ６のデータのうちゼロク
ロス点の前後のデータ（この例ではＤ３とＤ４）の絶対
値を、それぞれＡ、Ｂとして第１及び第２の出力から出
力する。また、ゼロクロス点があるサンプリング点と一
致する場合、ゼロクロス検出回路４はそのサンプリング
点のデータ番号を出力し、選択回路５はＡとして０を出
力する。演算回路６は選択回路５が出力するＡとＢの値
からＡ／（Ａ＋Ｂ）を計算し出力する。この演算結果は
ゼロクロス点が二つのサンプリング点の間のどの位置に
あるかを示す。従って、ゼロクロス検出回路が出力する
データ番号と組み合わせれば、ゼロクロス点の位相をサ
ンプリング間隔以下の精度で決定することができる。以
下の説明では例として、演算回路６の精度がサンプリン
グ間隔の１／３２である場合を考える。このときＲＯＭ
８には予め図６に示すような１６／７ｆｓｃの正弦波４
サイクル分のデータを３２×７＝２２４分割し記憶させ
ておく。アドレス発生回路７がゼロクロス検出回路４の
出力と演算回路６の出力から適切なアドレスを発生する
ことにより、ＲＯＭ８は図６に示すように位相基準信号
４／７ｆｓｃとゼロクロス点が一致した副搬送波１６／
７ｆｓｃを出力する。
【００１３】なお、演算回路６の精度は他の数であって
も良いことは言うまでもない。 （実施例２）図２は本発明の第２の実施例である副搬送
波再生回路の構成を示すブロック図である。図２におい
て入力端子１は加算器１０の第１の入力に接続される。
加算器１０の出力は７ビット・シフトレジスタ３の第１
の入力に接続される。７ビット・シフトレジスタ３の第
１の出力は、ゼロクロス検出回路４の第１の入力、及び
選択回路５の第１の入力に加えて加算器１０の第２の入
力に接続される。その他の構成は実施例１と同じであ
る。
も良いことは言うまでもない。 （実施例２）図２は本発明の第２の実施例である副搬送
波再生回路の構成を示すブロック図である。図２におい
て入力端子１は加算器１０の第１の入力に接続される。
加算器１０の出力は７ビット・シフトレジスタ３の第１
の入力に接続される。７ビット・シフトレジスタ３の第
１の出力は、ゼロクロス検出回路４の第１の入力、及び
選択回路５の第１の入力に加えて加算器１０の第２の入
力に接続される。その他の構成は実施例１と同じであ
る。
【００１４】次に、図２に示す副搬送波再生回路の動作
について説明する。前記のように、２２Ｈ及び２８５Ｈ
に挿入される４／７ｆｓｃの位相基準信号は１２周期分
あるので、両端のトランジェント部分を除いても１０周
期分は確保できる。そこで７ビット・シフトレジスタ３
及び加算器１０により、入力端子１から入力される高精
細テレビジョン信号のうち位相基準信号を１周期分（７
サンプル分）を一つの単位として、例えば１０周期分
（７０サンプル分）累積加算した後ホールドする。この
処理により伝送路において付加される雑音成分が位相基
準信号に対して抑圧される。その他の動作は実施例１と
同じである。
について説明する。前記のように、２２Ｈ及び２８５Ｈ
に挿入される４／７ｆｓｃの位相基準信号は１２周期分
あるので、両端のトランジェント部分を除いても１０周
期分は確保できる。そこで７ビット・シフトレジスタ３
及び加算器１０により、入力端子１から入力される高精
細テレビジョン信号のうち位相基準信号を１周期分（７
サンプル分）を一つの単位として、例えば１０周期分
（７０サンプル分）累積加算した後ホールドする。この
処理により伝送路において付加される雑音成分が位相基
準信号に対して抑圧される。その他の動作は実施例１と
同じである。
【００１５】なお、累積加算するサンプル数は他の数で
あっても良いことは言うまでもない。
あっても良いことは言うまでもない。
【００１６】（実施例３）図３は本発明の第３の実施例
である副搬送波再生回路の構成を示すブロック図であ
る。図３において入力端子１は係数器１１の入力に接続
される。係数器１１の出力は加算器１０の第１の入力に
接続される。加算器１０の出力は７ビット・シフトレジ
スタ３の第１の入力に接続される。７ビット・シフトレ
ジスタ３の第１の出力は、ゼロクロス検出回路４の第１
の入力、及び選択回路５の第１の入力に加えて係数器１
２の入力に接続される。係数器１２の出力は加算器１０
の第２の入力に接続される。その他の構成は実施例１と
同じである。
である副搬送波再生回路の構成を示すブロック図であ
る。図３において入力端子１は係数器１１の入力に接続
される。係数器１１の出力は加算器１０の第１の入力に
接続される。加算器１０の出力は７ビット・シフトレジ
スタ３の第１の入力に接続される。７ビット・シフトレ
ジスタ３の第１の出力は、ゼロクロス検出回路４の第１
の入力、及び選択回路５の第１の入力に加えて係数器１
２の入力に接続される。係数器１２の出力は加算器１０
の第２の入力に接続される。その他の構成は実施例１と
同じである。
【００１７】次に、図３に示す副搬送波再生回路の動作
について説明する。図３において係数器１１は入力信号
にある定数ｋを乗じ、係数器１２は入力信号に定数（１
−ｋ）を乗じる。このとき７ビット・シフトレジスタ
３、加算器１０、及び係数器１１及び１２は巡回型のＩ
ＩＲフィルタを形成し、実施例２と同じく雑音抑圧回路
として作用する。その他の動作は実施例１と同じであ
る。
について説明する。図３において係数器１１は入力信号
にある定数ｋを乗じ、係数器１２は入力信号に定数（１
−ｋ）を乗じる。このとき７ビット・シフトレジスタ
３、加算器１０、及び係数器１１及び１２は巡回型のＩ
ＩＲフィルタを形成し、実施例２と同じく雑音抑圧回路
として作用する。その他の動作は実施例１と同じであ
る。
【００１８】（実施例４）図４は本発明の第４の実施例
である副搬送波再生回路の構成を示すブロック図であ
る。図４においてゼロクロス検出回路４の出力は選択回
路５の第８の入力、及びコアリング回路１３の第１の入
力に接続される。選択回路５の第１及び第２の出力はそ
れぞれ、演算回路６の第１及び第２の入力に接続され
る。演算回路６の出力はコアリング回路１３の第２の入
力に接続される。コアリング回路１３の第１及び第２の
出力はそれぞれ、アドレス発生回路７の第１及び第２の
入力に接続される。その他の構成は実施例１と同じであ
る。
である副搬送波再生回路の構成を示すブロック図であ
る。図４においてゼロクロス検出回路４の出力は選択回
路５の第８の入力、及びコアリング回路１３の第１の入
力に接続される。選択回路５の第１及び第２の出力はそ
れぞれ、演算回路６の第１及び第２の入力に接続され
る。演算回路６の出力はコアリング回路１３の第２の入
力に接続される。コアリング回路１３の第１及び第２の
出力はそれぞれ、アドレス発生回路７の第１及び第２の
入力に接続される。その他の構成は実施例１と同じであ
る。
【００１９】次に、図４に示す副搬送波再生回路の動作
について説明する。ゼロクロス検出回路４が出力するサ
ンプリング単位のゼロクロス点の位相と、演算回路６が
出力するサンプリング間隔以下の精度のゼロクロス点の
位相は、それぞれゼロクロス点の位相の整数部と小数部
であるといえる。コアリング回路１３はこれらをまとめ
て一つのデータとして考え、その変化分を検出し、変化
分があるしきい値以下の場合は前のデータを保持する。
変化分がしきい値を越えた場合は新しいデータに更新す
る。これにより雑音や演算誤差による位相の微少な揺れ
を除去することができる。他の動作は実施例１と同じで
ある。
について説明する。ゼロクロス検出回路４が出力するサ
ンプリング単位のゼロクロス点の位相と、演算回路６が
出力するサンプリング間隔以下の精度のゼロクロス点の
位相は、それぞれゼロクロス点の位相の整数部と小数部
であるといえる。コアリング回路１３はこれらをまとめ
て一つのデータとして考え、その変化分を検出し、変化
分があるしきい値以下の場合は前のデータを保持する。
変化分がしきい値を越えた場合は新しいデータに更新す
る。これにより雑音や演算誤差による位相の微少な揺れ
を除去することができる。他の動作は実施例１と同じで
ある。
【００２０】なお、（実施例２）から（実施例４）は組
み合わせて用いても良いことは言うまでもない。
み合わせて用いても良いことは言うまでもない。
【００２１】
【発明の効果】以上のように本発明は、高精細テレビジ
ョン信号に含まれる位相基準信号のゼロクロス点の位相
をサンプリング間隔以下の精度で算出することにより、
比較的簡単な構成でありながら高精度な位相を有する副
搬送波を再生することができる。また、雑音低減回路や
コアリング回路と組み合わせることにより、雑音や演算
誤差による位相の微妙な揺れを除去することができる。
ョン信号に含まれる位相基準信号のゼロクロス点の位相
をサンプリング間隔以下の精度で算出することにより、
比較的簡単な構成でありながら高精度な位相を有する副
搬送波を再生することができる。また、雑音低減回路や
コアリング回路と組み合わせることにより、雑音や演算
誤差による位相の微妙な揺れを除去することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施例の構成を示すブロック図
【図２】本発明の第２の実施例の構成を示すブロック図
【図３】本発明の第３の実施例の構成を示すブロック図
【図４】本発明の第４の実施例の構成を示すブロック図
【図５】ＥＤＴＶ−ＩＩ方式における識別制御信号の波
形図
形図
【図６】位相基準信号と副搬送波の位相関係を示す波形
図
図
【図７】本発明の副搬送波再生回路を用いた高精細テレ
ビジョン受像機の構成例を示すブロック図
ビジョン受像機の構成例を示すブロック図
３ ７ビット・シフトレジスタ ４ ゼロクロス検出回路 ５ 選択回路 ６ 演算回路 ７ アドレス発生回路 ８ ＲＯＭ
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 中東 秀人 大阪府門真市大字門真1006番地 松下電器 産業株式会社内 (72)発明者 仁尾 寛 大阪府門真市大字門真1006番地 松下電器 産業株式会社内 (72)発明者 浦川 裕喜 大阪府門真市大字門真1006番地 松下電器 産業株式会社内
Claims (4)
- 【請求項１】現行のテレビジョン方式の伝送帯域内で広
帯域な画像を伝送する高精細テレビジョン方式に準拠し
たテレビジョン信号の処理装置において、高精細情報を
復調する際に必要な副搬送波を再生する回路であって、
前記高精細テレビジョン信号に含まれる位相基準信号を
１周期分保持するシフトレジスタと、前記シフトレジス
タの出力からサンプリング単位で前記位相基準信号のゼ
ロクロス点の位相を検出するゼロクロス検出回路と、前
記シフトレジスタの出力及び前記ゼロクロス検出回路の
出力からサンプリング間隔以下の精度でゼロクロス点の
位相を算出する演算回路と、前記ゼロクロス検出回路の
出力及び前記演算回路の出力から所望の位相を有する正
弦波を発生する正弦波発生回路とを具備することを特徴
とする副搬送波再生回路。 - 【請求項２】現行のテレビジョン方式の伝送帯域内で広
帯域な画像を伝送する高精細テレビジョン方式に準拠し
たテレビジョン信号の処理装置において、高精細情報を
復調する際に必要な副搬送波を再生する回路であって、
前記高精細テレビジョン信号に含まれる位相基準信号を
１周期分保持するシフトレジスタと、前記シフトレジス
タと組み合わせて前記位相基準信号を累積加算する加算
器と、前記シフトレジスタの出力からサンプリング単位
で前記位相基準信号のゼロクロス点の位相を検出するゼ
ロクロス検出回路と、前記シフトレジスタの出力及び前
記ゼロクロス検出回路の出力からサンプリング間隔以下
の精度でゼロクロス点の位相を算出する演算回路と、前
記ゼロクロス検出回路の出力及び前記演算回路の出力か
ら所望の位相を有する正弦波を発生する正弦波発生回路
とを具備することを特徴とする副搬送波再生回路。 - 【請求項３】現行のテレビジョン方式の伝送帯域内で広
帯域な画像を伝送する高精細テレビジョン方式に準拠し
たテレビジョン信号の処理装置において、高精細情報を
復調する際に必要な副搬送波を再生する回路であって、
前記高精細テレビジョン信号に含まれる位相基準信号を
１周期分保持するシフトレジスタと、前記シフトレジス
タと組み合わせて巡回型のＩＩＲフィルタを形成する係
数器及び加算器と、前記シフトレジスタの出力からサン
プリング単位で前記位相基準信号のゼロクロス点の位相
を検出するゼロクロス検出回路と、前記シフトレジスタ
の出力及び前記ゼロクロス検出回路の出力からサンプリ
ング間隔以下の精度でゼロクロス点の位相を算出する演
算回路と、前記ゼロクロス検出回路の出力及び前記演算
回路の出力から所望の位相を有する正弦波を発生する正
弦波発生回路とを具備することを特徴とする副搬送波再
生回路。 - 【請求項４】現行のテレビジョン方式の伝送帯域内で広
帯域な画像を伝送する高精細テレビジョン方式に準拠し
たテレビジョン信号の処理装置において、高精細情報を
復調する際に必要な副搬送波を再生する回路であって、
前記高精細テレビジョン信号に含まれる位相基準信号を
１周期分保持するシフトレジスタと、前記シフトレジス
タの出力からサンプリング単位で前記位相基準信号のゼ
ロクロス点の位相を検出するゼロクロス検出回路と、前
記シフトレジスタの出力及び前記ゼロクロス検出回路の
出力からサンプリング間隔以下の精度でゼロクロス点の
位相を算出する演算回路と、前記ゼロクロス検出回路の
出力及び前記演算回路の出力をまとめて一つのデータと
し、その変化分がしきい値以下の場合には前のデータを
保持するコアリング回路と、コアリング回路の出力から
所望の位相を有する正弦波を発生する正弦波発生回路と
を具備することを特徴とする副搬送波再生回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP7040864A JP2674549B2 (ja) | 1995-02-28 | 1995-02-28 | 副搬送波再生回路およびワイドテレビジョン信号受信装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP7040864A JP2674549B2 (ja) | 1995-02-28 | 1995-02-28 | 副搬送波再生回路およびワイドテレビジョン信号受信装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH08237614A true JPH08237614A (ja) | 1996-09-13 |
| JP2674549B2 JP2674549B2 (ja) | 1997-11-12 |
Family
ID=12592400
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP7040864A Expired - Fee Related JP2674549B2 (ja) | 1995-02-28 | 1995-02-28 | 副搬送波再生回路およびワイドテレビジョン信号受信装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2674549B2 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US9414110B2 (en) | 2007-10-15 | 2016-08-09 | Thomson Licensing | Preamble for a digital television system |
-
1995
- 1995-02-28 JP JP7040864A patent/JP2674549B2/ja not_active Expired - Fee Related
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US9414110B2 (en) | 2007-10-15 | 2016-08-09 | Thomson Licensing | Preamble for a digital television system |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP2674549B2 (ja) | 1997-11-12 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| JP2674549B2 (ja) | 副搬送波再生回路およびワイドテレビジョン信号受信装置 | |
| JP2898084B2 (ja) | 画像圧縮処理装置 | |
| JP3063480B2 (ja) | ディジタル色信号処理方法 | |
| JP2934587B2 (ja) | 多重伝送信号の受信再生装置 | |
| JP2554633B2 (ja) | デジタルデータ変換方法 | |
| JP2956812B2 (ja) | テレビジョン信号の伝送方法 | |
| JPH09205656A (ja) | 映像信号サンプリングレート変換装置 | |
| JPH09121367A (ja) | テレビジョン信号位相補正変換装置 | |
| JPH0460393B2 (ja) | ||
| JPS62189894A (ja) | 搬送波信号の多重，再生回路 | |
| JP2834124B2 (ja) | 多重伝送方法およびその信号発生装置 | |
| JP2503684B2 (ja) | 映像縮小回路 | |
| JP2654044B2 (ja) | キャリア再生回路 | |
| JPH082103B2 (ja) | 高精細テレビジョン | |
| JP2506956B2 (ja) | 色復調装置 | |
| JPH1098696A (ja) | 基準位相検出装置 | |
| JPH05276463A (ja) | 伝送信号再生装置 | |
| JPH0884273A (ja) | クランプ制御回路 | |
| JPS6097795A (ja) | 情報信号処理回路 | |
| JPH02116289A (ja) | 時間軸補正装置 | |
| JPH07177534A (ja) | ディジタルタイムベースコレクタ | |
| JPH10191270A (ja) | テレビジョン受信機 | |
| JPH04172774A (ja) | 波形等化装置 | |
| JPH04158689A (ja) | 映像信号処理装置 | |
| KR20000022866A (ko) | 신호 처리회로 |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 19970617 |
|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |