JPH08257027A - 超音波診断装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【目的】受波信号の複素振幅をデジタル処理で得ること
により、温度変化、経時変化に強い開口合成処理が可能
な超音波診断装置を提供する。 【構成】振動素子３─１〜３─７からの超音波受波信号
が、波形記憶手段１５に格納される。波面軌跡ルックア
ップテーブル１６は互いに位相差を有する一組の読み出
し制御信号を波形記憶手段１５に発生して、受波信号の
複素振幅を出力させる。受波信号の複素振幅は、加算回
路１８─１、１８─２にて成分毎に加算され、２乗回路
１９─１、１９─２および２入力加算回路２０で２乗振
幅に変換される。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、超音波を送受波して生
体の超音波断層像を得るための電子走査型超音波診断装
置に関する。

【０００２】

【従来の技術】アレイ状の超音波振動子を用い、各々の
振動素子を電子的に切り換えたり所望の遅延駆動を行う
ことにより、生体内部を超音波ビームで走査して断層像
を得る電子走査形超音波診断装置は、その操作の簡便性
の故広く普及している。

【０００３】しかし、受波信号を遅延加算する際に用い
られる遅延線には、極めて広帯域でありかつ大きな遅延
量を有するものが必要とされるため、高価格化は免れな
い。また、このような遅延線を利用した電子走査形超音
波診断装置は、同時駆動する超音波振動子の数や焦点位
置が設計段階で決められており、操作者は臨床現場で開
口数や焦点位置を自由に設定することはできなかった。

【０００４】このような従来形の電子走査形超音波診断
装置の問題を解決するために、開口合成法を用いた超音
波診断装置が本出願人により提案されており、その技術
的内容が例えば特開平５─１１５４７７号公報に示され
ている。

【０００５】その動作原理は、アレイ状の超音波振動子
の中から順に超音波ビームを放射し、生体中からの反射
信号をこの超音波振動子で受波信号に変換し、波形メモ
リへ各振動素子に対応させて受波信号を格納した後、所
定の位置で焦点を結ぶように遅延時間を与えてこの波形
メモリから各受波信号を読み出して合成するものであ
る。

【０００６】そして、この超音波診断装置によれば空間
分解能の高い超音波断層像を得ることができる。

【０００７】開口合成法による波面の合成を行うには、
各振動素子からの受波信号の複素振幅、即ち振幅と位相
あるいは適当な参照波に対する同相成分と直交成分等の
複素平面上で直交する２軸への受波信号振幅の射影成分
が必要となる。受波信号から波形の同相成分と直交成分
を分離する代表的な方法に直交検波法がある。上述の公
開公報に記載された超音波診断装置においても直交検波
法が採用されているので、以下図９を参照しながら受波
信号に対する直交検波法を説明する。

【０００８】入力端子２９はアレイ超音波振動子の選択
された一つの振動素子からの受波信号が入力される端
子、参照波発生器３０は受波信号の中心周波数ｆ₀ と同
一周波数の連続波である参照波を発生する発振器であ
る。また、移相器３１は参照波発生器３０の発生する参
照波の位相をπ／２だけ位相シフトするものである。乗
算器３２ａは入力端子２９から入力された受波信号に参
照波発生器３０の発生する参照波を乗じ、乗算器３２ｂ
は受波信号に移相器３１によりπ／２の位相シフトされ
た参照波を乗ずるために設けられている。

【０００９】低域通過フィルタ３３ａと３３ｂは、共に
カットオフ周波数をｆ_c に設定しておく。また、ＡＤコ
ンバータ３４ａ、３４ｂは受波信号をデジタル信号に変
換して、図示しない波形メモリに格納可能にする。

【００１０】次に、直交検波法の動作を説明する。い
ま、参照波発生器３０が発生する参照波の角周波数をω
₀ とすると、その波形は連続波であることから

【００１１】

【数１】 と書ける。また、移相器３１の出力波形は、

【００１２】

【数２】 となる。

【００１３】一方、入力端子２９に入力される受波信号
が、

【００１４】

【数３】 で与えられるとする。ここで、ａ（ｔ）は受波信号の振
幅、ω₀ は受波信号の中心角周波数、φは超音波ビーム
の送信から受信に至る経路での時間遅れに伴う移相ずれ
で定数である。

【００１５】乗算器３２ａの出力は、式（１）と式
（３）を乗じて、三角関数の加法定理を用いることによ
り、

【００１６】

【数４】 となる。同様にして、乗算器３２ｂの出力は

【００１７】

【数５】 となる。

【００１８】式（４）および（５）をみると明らかなよ
うに、分解された同相成分も直交成分も直流成分（各式
の括弧内第１項）と中心周波数ω₀ の２倍の周波数で振
動する交流成分（各式の括弧内第２項）に別れる。この
交流成分は低域通過フィルタ３３ａ、３３ｂにより除か
れるので、結局ＡＤコンバータ３４ａ、３４ｂからは受
波信号の包絡線の同相成分と直交成分である、

【００１９】

【数６】 をデジタル化した信号が現れる。したがって、図示しな
い波形メモリには受波信号の複素振幅が格納され、上述
の開口合成法を適用することが可能になる。

【００２０】

【発明が解決しようとする課題】受波信号を直交検波し
た後、波形メモリにその複素振幅を格納して、この複素
振幅に対して開口合成法を適用する超音波診断装置で
は、既に説明したとおりアナログ信号間の乗算をするア
ナログ乗算器、低域通過フィルタおよび移相器が必要と
なる。これらアナログ回路素子は温度変化に対して安定
性を保つのが難しく、また経時的な変化も無視できな
い。また、超音波診断装置には診断の目的によって周波
数の異なる超音波振動子が用いられるのが常であるが、
このとき参照波発生器３０の発生する参照波の周波数を
変えなければならない。さらに、各周波数について移相
器３１の移相量を常にπ／２に保つのが困難であるため
に、多くの周波数に対応するためには多数の移相器を設
けなければならず回路構成が複雑になるという問題も生
ずる。

【００２１】

【課題を解決するための手段】本発明の電子走査形超音
波診断装置は、アレイ状に配列された複数の超音波振動
素子からなる振動素子群と、この振動素子群から超音波
の送受波に係わる前記超音波振動素子を選択する選択手
段と、前記選択された超音波振動素子からの受波信号の
波形情報を各超音波振動素子に対応させて格納する波形
記憶手段と、位相差を有する一組の読出し制御信号系列
を前記波形記憶手段に出力して前記波形記憶手段から前
記受波信号の複素振幅を出力させる読み出し制御手段と
を有することを特徴とする。

【００２２】

【作用】本発明の構成では、選択手段により超音波振動
素子を順次切り換えながら、超音波の送受波を繰り返
し、各超音波振動素子から得られた受波信号を波形記憶
手段に格納し、この格納された受波信号を位相の異なる
一組の読み出し制御信号系列に同期して読出すことによ
り、各超音波振動素子からの受波信号の複素振幅を得る
ことができる。したがって、上記直交検波法による場合
に比べデジタル信号の処理のみで受波信号の複素振幅が
得られ、温度変化等に強くまた色々な周波数の超音波振
動子に容易に対応できる電子走査形超音波診断装置が実
現される。

【００２３】

【実施例】実施例の説明に先立ち、本発明の特徴である
波形記憶手段に記憶された受波信号から、受波信号の複
素振幅を読出す原理を述べておく。

【００２４】アレイ状に配列された超音波振動素子のｉ
番目（ｉ＝１，２，．．．，ｎ）の素子からの受波信号
をｆ_i （ｔ）、そのスペクトルをＦ_i （ω）と書くこと
にする。図１にこれらの概略形状を示す。ここで、ｆ_i
（ｔ）の包絡線はガウス関数とした。Ｆ_i （ω）は、周
波数ω₀ を中心として±ω_c の帯域幅を持つガウス関数
となる。また、ｆ_i （ｔ）は実関数であるから、そのス
ペクトルは周波数の正負両側に対称に現れる。このとき
比帯域幅βは

【００２５】

【数７】 である。

【００２６】受波信号ｆ_i （ｔ）を波形記憶手段に記憶
するために、標本化間隔ｔ_s にてサンプリングし、波形
記憶手段に順次格納する。標本化間隔ｔ_s は少なくとも
ナイキストの基準である

【００２７】

【数８】 を満たすと共に、中心周波数ω₀ に対応する周期の１／
４毎にサンプリングするものとする。この条件は、Ｎを
自然数とするとき、

【００２８】

【数９】 と書くことができる。このようにしてサンプリングされ
記憶された受波信号は、

【００２９】

【数１０】 で与えられる数列として波形記憶手段に格納される。

【００３０】格納された受波信号（１０）は位相差を有
する一組の読出しパルス系列にて読み出される。説明を
簡単にするために、この位相差をπ／２と仮定し、各パ
ルス系列の読出し周期ｔ_r は、ナイキストの基準を満た
す範囲で標本化間隔ｔ_s の整数倍Ｍｔ_s に等しいとす
る。このパルス系列に属する一つのパルスを、

【００３１】

【数１１】 とするとき、読み出されるデジタル化信号ｇ_i （ｔ）
は、

【００３２】

【数１２】 で与えられる。ここで、ξ_i （ｔ）、η_i （ｔ）はそれ
ぞれ互いにπ／２だけ位相差をもつパルス系列による読
出し出力を表している。各々の概略波形を図２に示す。

【００３３】読出し出力ξ_i （ｔ）、η_i （ｔ）はとも
にｆ_i （ｔ）を一定周期ｔ_r で標本化したものとなるか
ら、それぞれのスペクトルΞ_i （ω）、Η_i （ω）は読
出し周期ｔ_r の逆数に比例する読出し周波数ω_r ＝２π
／ｔ_r 間隔でもとの受波信号スペクトルＦ_i （ω）をな
らべたものになる。畳み込み定理と推移律に注意して、
式（１２）をフーリエ変換すると、ｇ_i （ｔ）のスペク
トルＧ_i （ω）が次式のように得られる。

【００３４】

【数１３】 ここでΡ（ω）はρ（ｔ）のフーリエ変換である。

【００３５】さて、Ｆ_i （ω）は図１（ｂ）に示されて
いるように周波数軸の正負両側に対称な分布を示すの
で、各々のスペクトルが式（１３）に従って周波数軸上
に等間隔に並ぶことになる。Ｆ_i （ω）の正周波数側の
スペクトルＦ_i+（ω）に対応する読出し出力のスペクト
ルをΞ_i+（ω）、Η_i+（ω）とし、負周波数側のスペク
トルＦ_i-（ω）に対応する読出し出力のスペクトルをΞ
_i-（ω）、Η_i-（ω）と書くことにする。このうち、Ξ
_i+（ω）、Ξ_i-（ω）の概略形状を図３に示す。ｔ_r が
ナイキストの基準を満たすことから、Ξ_i+（ω）、Ξ_i-
（ω）のそれぞれの範囲では、周波数２π／ｔ_r 毎に分
布するスペクトル要素が互いに重なり合うことはない。
しかし、読出し周期ｔ_r の取り方によっては、Ξ
_i+（ω）、Ξ_i-（ω）相互間で部分的な重なりが生じ、
Ξ_i （ω）から原受波信号を復元できないこととなる。

【００３６】このような現象が起こることを避けるに
は、スペクトルΞ_i+（ω）、Ξ_i-（ω）が完全に重なり
合うように読出し周期ｔ_r を選べばよい。そして、その
条件は次式にて与えられる。

【００３７】

【数１４】 ここで、Ｌは自然数である。式（１４）とナイキストの
基準である式（８）を同時に満たす最大のｔ_r は、Ｌを

【００３８】

【数１５】 としたときのものである。ここで〔Ｒ〕は実数Ｒを越え
ない最大の整数を示す。

【００３９】たとえば、比帯域幅β＝１．０の受波信号
に対してＬ＝２であり、この値を式（１４）に代入する
ことにより、読出し周期ｔ_r の最大値は、受波信号の中
心周波数に相当する周期に等しくなることがわかる。こ
の場合の、受波信号の原スペクトルＦ_i （ω）及び読出
し信号スペクトルΞ_i+（ω）、Ξ_i-（ω）を図４
（ａ）、（ｂ）、（ｃ）に示す。

【００４０】開口合成処理において必要になるのは受波
信号の複素振幅であるから、読出し信号スペクトルにつ
いて周波数＝０の周りに分布するスペクトル要素を考え
れば十分である。図４（ｂ）、（ｃ）からわかるよう
に、このスペクトル要素は式（１３）において、ｌ＝±
１の項に対応している。また、図４の場合ｔ_r ＝２π／
ω₀ なので、式（１３）の第２項の位相因子はπ／２・
ｌとなる。よって、この時式（１３）は、

【００４１】

【数１６】 と書き換えられる。ここで、Ｐ’₁ （ω）、Ｐ’
₂（ω）は帯域制限したことによりＰ₁ （ω）、Ｐ
₂（ω）が変化することを考慮したものである。Ｐ’₁
（ω）、Ｐ’ ₂（ω）は、式（１６）のスペクトルＧ_i
（ω）が受波信号の原スペクトルを＋ω₀ だけシフトし
たものと等しくなるように決められる。すなわち、

【００４２】

【数１７】 を満たすことが必要である。したがって、Ｐ’
₁ （ω）、Ｐ’ ₂（ω）は区間−ω₀ ≦ω≦＋ω₀ での
み有限の値をもち、

【００４３】

【数１８】 である。この時、標本化関数ρ’₁ （ｔ）、ρ’
₂ （ｔ）は式（１８）を逆フーリエ変換した、

【００４４】

【数１９】 で与えられる。そして、元の受波信号ｆ_i （ｔ）からキ
ャリアを除いた複素振幅ｆ’_i （ｔ）は式（１７）、
（１８）および（１９）を考慮すると式（１２）から、

【００４５】

【数２０】 となり、分離されて読み出される第１項の同相成分と第
２項の直交成分により、完全に復元されることがわかっ
た。以下、このような標本化および読出しを直交サンプ
リング法と呼ぶことにする。

【００４６】さて、上述した直交サンプリング法は受波
信号の複素振幅を求めるに際し、その同相成分と直交成
分を分離して読出す方法である。このために、読出しパ
ルスの位相は、中心周波数に対応する周期の１／４だけ
ずれている必要がある。そして、このような読出しを可
能にするために、受波信号の標本化間隔は受波信号の中
心周波数に対応する周期の１／４の整数分の１であるこ
とを要する。一般的に受波信号の標本化間隔は装置によ
り固定されてしまうので、上の条件は使用可能な超音波
振動素子の周波数を限定してしまうことになる。たとえ
ば、標本化間隔を１６．７ｎｓｅｃ（すなわち標本化周
波数６０ＭＨｚ）に設定すると、周波数１５ＭＨｚ、
７．５ＭＨｚ、５ＭＨｚ、．．．等の超音波振動素子し
か使用できないことになる。

【００４７】一方、複素平面上の独立した２軸について
の振幅が得られていれば、この２つの振幅をそれぞれ複
素平面上で一次変換することにより、同相成分と直交成
分を算出することが可能である。

【００４８】この場合独立した２軸のなす角度はπ／２
に限定されないから、標本化間隔を固定しても、使用可
能な超音波振動素子の周波数が制限されることがなくな
る。以下、このような標本化および読出しを斜交サンプ
リング法と呼ぶこととし、その際の演算法について述べ
る。

【００４９】斜交サンプリング法において、波形記憶手
段から読み出しパルス列は時間τ_rだけ互いにシフトし
た２系統のパルス列からなるものとする。そして、標本
化間隔はこの読出しパルス列にて読み出される全ての受
波信号振幅を標本化できるように設定されているものと
する。受波信号の中心周波数ω₀ に対して、上記読み出
しパルス列の時間差τ_r は位相差にしてθ_r ＝ω₀ τ_r
を与える。したがって、波形記憶手段から読み出される
デジタル化信号ｇ_i （ｔ）、およびそのスペクトルＧ_i
（ω）は、式（１２）および（１３）において、π／２
をθ_r に置き換えたものになる。すなわち、

【００５０】

【数２１】 および

【００５１】

【数２２】 である。式（２２）を見ると明らかなように、スペクト
ルＧ_i （ω）は、直交サンプリング法の場合と同様に、
間隔２π／ｔ_r 毎に同一形状のものが並ぶことになる。
そして、周波数＝０の周りに分布するものだけを抜き出
すためには、式（２２）において、ｌ＝±１とすればよ
いことも同じである。このとき、式（２２）は、

【００５２】

【数２３】 となる。そして、直交サンプリングの式（１８）、（１
９）に対応して、

【００５３】

【数２４】 が得られ、さらに、これらの式に基づいて斜交サンプリ
ング法によって得られるキャリアを除いた複素振幅ｆ’
_i （ｔ）は、

【００５４】

【数２５】 となる。式（２０）と比較すると分かるように、式（２
６）の第１項（以下ｚ_{1 i} （ｔ））、すなわち第１の読
み出しパルス列にて読み出された信号は同相成分と直交
成分の混在したものになっており、また第２の読み出し
パルス列にて読み出された信号（以下ｚ_{2 i} （ｔ））は
両読み出しパルス列の位相差の正弦の逆数の因子が加わ
っている。

【００５５】これらの読み出し信号から、直交サンプリ
ング法と同様の同相成分ｉ_i （ｔ）および、直交成分ｑ
_i （ｔ）を得ることを考える。ｚ_{1 i} （ｔ）の第１因子
と第３因子は実数であるから、第３因子の正負を除けば
ｚ_{1 i} （ｔ）の位相は第２因子の偏角で決まり、それは

【００５６】

【数２６】 である。またｚ_{2 i} （ｔ）は純虚数であるから、同相成
分ｉ_i （ｔ）に寄与するのはｚ_{1 i} （ｔ）の実成分のみ
である。よって、

【００５７】

【数２７】 である。そして、直交成分ｑ_i （ｔ）は、ｚ_{1 i} （ｔ）
の虚数成分およびｚ_{2 i} （ｔ）の和である。よって、

【００５８】

【数２８】 となる。つまり、読み出し信号ｚ_{1 i} （ｔ）およびｚ
_{2 i} （ｔ）に式（２８）、（２９）で与えられる一次変
換を行えば、同相成分ｉ_i （ｔ）、直交成分ｑ_i （ｔ）
が得られることがわかった。ここで、θ_r は使用する超
音波振動素子の中心周波数ω₀ と、読み出しパルス列の
時間差τ_r の積であるから容易に算出可能であり、また
θ_r に対する三角関数表を用意しておけば上記の一次変
換も極めて高速に実行することができる。したがって、
上述の斜交サンプリング法は簡単な構成により、超音波
振動子の周波数の制限を除去することが可能であること
を示している。

【００５９】以上、本発明の基礎となる直交サンプリン
グ法および斜交サンプリング法について説明したので、
次に図面を参照しながら本発明の実施例について述べ
る。

【００６０】図５ないし図７に直交サンプリング法に基
づく本発明の第１実施例を示す。図５は電子走査形超音
波診断装置の構成を示すブロック図、図６は直交サンプ
リング法において波形記憶手段の読み出しアドレスを示
す説明図、図７は直交サンプリング法における標本化パ
ルス列と読み出しパルスの関係を示す説明図である。

【００６１】図５において、タイミングコントロール回
路は本実施例の電子走査形超音波診断装置全体のタイミ
ングを制御するために種々の制御信号を発生する回路で
ある。

【００６２】超音波プローブ２はアレイ状に配列された
複数の超音波振動素子３─１ないし３─ｎからなる振動
素子群を有する。なお、説明を簡明にするため以下ｎ＝
７とする。

【００６３】たとえば超音波振動素子３─４からは、超
音波ビーム４が回折効果により発散的な波面を形成しな
がら放射される。そして、生体内からの反射波はこの超
音波振動素子３─４により受信され、中心周波数ω₀ 、
帯域幅±ω_c のスペクトルを有する受波信号に変換され
る。

【００６４】マルチプレクサ５は、タイミングコントロ
ール回路１の制御を受けて各超音波振動素子３─ｉ（ｉ
＝１，２，．．．，７）を順次選択する選択手段であ
る。

【００６５】送信パルサ６は、タイミングコントロール
回路１からのトリガ信号を受けて各超音波振動素子３─
ｉを励振するための高電圧かつ広帯域のパルスを発生す
る。

【００６６】受信増幅器７は、各超音波振動素子３─ｉ
からの受波信号についての増幅器であり、制御入力端子
に印加する電圧によりその利得を変化させることができ
るＶＣＡ（Ｖｏｌｔａｇｅ Ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｄ Ａ
ｍｐｌｉｆｉｅｒ）からなる。

【００６７】ＳＴＣコントロール回路８は、超音波の生
体内での減衰を補正するために設けられており、一定周
期で送信された超音波ビームに対する受波信号につき、
送信周期において時間の経過とともに受信増幅器７の利
得を上昇させるような制御電圧信号を、受信増幅器７の
制御入力端子に供給する。

【００６８】帯域通過フィルタ９は、中心周波数ω₀ 、
帯域幅±ω_c のスペクトラムを有する上記受波信号を通
過させるような周波数特性を有し、受波信号の帯域制限
をするために設けられている。

【００６９】サンプルアンドホールド回路１０は、高周
波である受波信号を所定の標本化間隔で標本化してデジ
タル信号への変換時間を確保するために設けられてい
る。ＡＤコンバータ１１は標本化された受波信号をデジ
タル信号に変換する。

【００７０】サンプリングパルス発生回路１３は、タイ
ミングコントロール回路１の制御を受けて、前記サンプ
ルアンドホールド回路１０およびＡＤコンバータ１１に
それぞれ標本化パルス列および変換開始指令パルスを出
力するものである。本実施例においては、変換開始指令
パルスは標本化パルスと同一周期を有するパルス列であ
って、サンプルアンドホールド回路１０のアクイジショ
ン時間分だけ遅延したものとしている。

【００７１】また、標本化パルスおよび変換開始指令パ
ルスの周期ｔ_s の逆数の２π倍で与えられる繰り返し周
波数ω_s は、少なくとも使用する超音波振動素子３─ｉ
の共振周波数すなわち受波信号の中心周波数ω₀ の４倍
の整数倍になるように決定される。

【００７２】より具体的には、ω₀ ／２π＝５ＭＨｚの
超音波プローブに対しては、ω_s ／２π＝２０ＭＨｚの
整数倍となり、ω₀ ／２π＝７．５ＭＨｚの超音波プロ
ーブに対しては、ω_s ／２π＝３０ＭＨｚの整数倍とす
ればよい。したがって、標本化パルス発生回路１２から
繰り返し周波数６０ＭＨｚで標本化パルスおよび変換開
始指令パルスを出力することにより、これら２種類の超
音波プローブが使用可能となる。

【００７３】標本化パルス発生回路１２は、制御入力に
加える制御電圧によりその発振周波数を変化させるいわ
ゆるＶＣＯ（Ｖｏｌｔａｇｅ Ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｄ
Ｏｓｃｉｌｌａｔｏｒ）からなり、その制御入力には本
装置の操作卓（図示せず）に設けられた可変電圧発生器
１３の出力が接続されている。そして、可変電圧発生器
１３を調整することにより標本化パルスおよび変換開始
指令パルスの周波数を±５％程度変化させることができ
るようになっている。

【００７４】メモリ切り換え回路１４は、タイミングコ
ントロール回路１の制御のもとに、マルチプレクサ５に
よって選択された超音波振動素子３─ｉからの標本化受
波信号ｆ_i （ｋｔ_s ）を、対応する波形記憶手段に選択
的に送るために設けられている。

【００７５】波形記憶手段１５は、上記標本化受波信号
ｆ_i （ｋｔ_s ）を格納するためのメモリであり、少なく
とも同時に開口合成処理される超音波振動素子の数の波
形記憶単位１５─１ないし１５─ｎからなる。図５では
ｎ＝７としている。また、各波形記憶単位１５─ｉ（ｉ
＝１，２，．．．，７）は、各標本化タイミングでの標
本化受波信号｛ｆ_i （ｋｔ_s ）；ｋは整数｝を順次格納
するために、例えば１バイトを単位とする複数のメモリ
単位を含むとともに、後述する２系統の読み出しアドレ
スにて指定された読み出し信号の同相成分と直交成分
を、読み出しクロックパルスに同期して保持出力する出
力部からなる。

【００７６】波面軌跡ルックアップテーブル１６は、上
記波形記憶手段１５に対して開口合成処理するために必
要な読み出しアドレスである波面軌跡と読み出しクロッ
クパルスを発生するために設けられている。図６を参照
しながら、波面軌跡ルックアップテーブル１６の発生す
るアドレスについて述べる。

【００７７】図６は、点反射体からの受波信号を、各波
形記憶単位１５─ｉが格納している様子を示している。
すなわち、各波形記憶単位１５−ｉには、対応する超音
波振動素子３−ｉと上記点反射体との距離に応じて時間
的に遅延した受波信号が格納されている。この遅延時間
は、合成しようとする焦点の位置に応じて変化する双曲
線状の軌跡を描く。そこで各波形記憶手段１５─ｉに対
して双曲線状の読み出しアドレスを発生して、その読み
出し出力を合成することにより上記点反射体で焦点を結
ぶ超音波反射像が再構築される。以下、このような読み
出しアドレスの形状を波面軌跡と呼ぶことにする。

【００７８】このとき前述の直交サンプリング法に基づ
き、波面軌跡ルックアップテーブル１６は、図中●で示
す同相サンプリングのための読み出しアドレスと、図中
★で示すπ／２だけ位相がずれた直交サンプリングのた
めの読み出しアドレスを出力するとともに、該読み出し
アドレスがセットされた後読み出しクロックパルスが出
力される。

【００７９】そして読み出しクロックパルスが発生する
度に、波形記憶手段１５の各出力端には順次受波信号の
同相成分と直交成分が保持更新されて現れることにな
る。

【００８０】図５に戻り、本実施例の構成の説明を続け
る。プローブ周波数切り換えスイッチ１７は、超音波プ
ローブ２の周波数によって、波面軌跡を変化させるため
に設けられたものである。図７を参照しながら、超音波
プローブ２の周波数と波面軌跡の関係について述べる。

【００８１】図７（ａ）、（ｄ）はそれぞれ周波数７．
５ＭＨｚ、５ＭＨｚの受波信号を示し、同（ｂ）、
（ｅ）は周波数６０ＭＨｚの標本化パルス列を示し、同
（ｃ）、（ｆ）は各受波信号に対して読出すべき同相成
分Ｉと直交成分Ｑの波形記憶単位１５─ｉでの位置を示
している。

【００８２】受波信号の周波数が７．５ＭＨｚのとき、
π／２の位相ずれは標本化間隔の２倍に当たるので、同
相サンプリングのための波面軌跡と直交サンプリングの
ための波面軌跡は、波形記憶手段１５−ｉのメモリ単位
を一つおきに組にして読出すようなアドレス形状となる
（図７（ｂ）、（ｃ）参照）。

【００８３】一方、受波信号の周波数が５ＭＨｚのと
き、π／２の位相ずれは標本化間隔の３倍に当たるの
で、波形記憶手段１５─ｉのメモリ単位を二つおきに組
にして読出すようなアドレス形状が波面軌跡となる（図
７（ｅ）、（ｆ）参照）。

【００８４】そして、プローブ周波数切り換えスイッチ
１７により上述のごとく波面軌跡を選択することによ
り、７．５ＭＨｚと５ＭＨｚの２種類の超音波プローブ
が使用可能となる。

【００８５】再び図５に戻る。多入力加算回路１８─１
および１８─２はそれぞれ、波形記憶手段１５の各波形
記憶単位１５─ｉで保持出力される同相成分Ｉｉ（ｉ＝
１，２，．．．，７）および直交成分Ｑｉ（ｉ＝１，
２，．．．，７）を受けて、それぞれの和をとるために
設けられたデジタル加算器である。

【００８６】また、２乗回路１９─１および１９─２は
デジタル乗算器で構成され、上記の多入力加算回路１８
─１、１８─２の出力を２乗するものである。２入力加
算回路２０は、２乗回路１９─１、１９─２の出力を加
算するためのデジタル加算器である。

【００８７】以上のように構成された本実施例の作用を
述べる。本実施例では、まず、タイミングコントロール
回路１の制御のもとにマルチプレクサ５により超音波振
動素子３─１が選択され、送信パルサ６の出力パルスに
より該超音波振動素子が励振され、生体中に超音波パル
スが送波される。超音波パルスは生体内の組織により反
射され、再び同じ超音波振動素子３─１にて受信され
る。ここで、電気信号に変換され受波信号となった反射
波はマルチプレクサ５を経由して受信増幅器７により適
正な振幅に増幅される。このとき、生体内の音波吸収の
ため反射体までの超音波パルスの伝播距離が大きくなる
ほど受波信号の振幅が小さくなる。これを補償するため
に、ＳＴＣコントロール回路８の制御により反射波の到
達時刻とともに受信増幅器７の利得を増大させるように
する。

【００８８】受信増幅器７の出力信号は、帯域通過フィ
ルタ９により雑音低減され、かつ帯域制限された信号と
なり、サンプルアンドホールド回路１０により例えば繰
り返し周波数６０ＭＨｚにて標本化され、ＡＤコンバー
タ１１によりデジタル信号に変換される。変換されたデ
ジタル信号は、メモリ切り換え回路を経て波形記憶手段
１５の波形記憶単位１５─１に記憶される。

【００８９】マルチプレクサ５により順次超音波振動素
子を切り換えて、以上のステップを繰り返すことによ
り、波形記憶単位１５─１から１５─７には超音波振動
素子３─１から３─７の受波信号が格納されることにな
る。

【００９０】次に、波面軌跡ルックアップテーブル１６
からは、同相サンプリングに対応する読み出しアドレス
と直交サンプリングに対応する読み出しアドレスが波形
記憶手段１５に出力され、読み出しクロックパルスに同
期して同相成分と直交成分が保持出力される。各出力を
Ｉ₁ ，Ｉ₂ ，．．．，Ｉ₇ およびＱ₁ ，Ｑ₂ ，．．．，
Ｑ₇ とすると、多入力加算回路１８─１、１８─２、２
乗回路１９─１、１９─２および２入力加算回路２０に
より、最終的に合成焦点での反射強度Ｐが次式のように
得られる。

【００９１】

【数２９】

【００９２】以上の処理を、タイミングコントロール回
路１の制御のもとに行い、所定の空間にわたり合成処理
を実行することによりＢモード信号を得る。そして、こ
のＢモード信号をもとに、図示しないデジタルスキャン
コンバータと表示器を用いて超音波断層像を表示する。

【００９３】ところで、所定の焦点に対応する波形記憶
手段１５の読み出しアドレスである波面軌跡をつくる際
には、生体の基準音速をたとえば１５３０ｍ／ｓとして
焦点と各超音波振動素子３─ｉとの距離を計算して、超
音波の伝播時間を割り出し、最終的に波形記憶手段１５
の読み出しアドレスを求めている。

【００９４】しかし、生体の音速が上記基準音速と異な
る場合、合成時に各波形記憶単位の保持出力が微妙に位
相ずれを起こし、球面収差が発生する。このとき、可変
電圧発生器１３を調整して標本化パルスの周波数を変化
させることにより、球面収差を除去することができる。
いま、標本化パルスの周波数を６０ＭＨｚ、基準音速を
１５３０ｍ／ｓとすると、標本化間隔ｔ_s に対応する距
離（以下、標本化距離）は０．０２５５ｍｍとなり、実
際の音速が１５７０ｍ／ｓであったとすると標本化距離
は０．０２６１ｍｍであるから、これらの標本化距離の
差異が球面収差の原因となる。そこで、実際の音速が１
５７０ｍ／ｓの場合でも、標本化距離が０．０２５５ｍ
ｍになるように、標本化パルスの周波数ω_s を次式のよ
うに変化させる。

【００９５】

【数３０】 このように、標本化パルスの周波数を変えるだけで、実
際の生体の音速に合わせた正確な開口合成処理が可能に
なる。この際、本実施例では可変電圧発生器１３を超音
波診断装置の操作卓に設けたので、超音波断層像を視認
しながらピント合わせをすることができる。

【００９６】標本化パルスの周波数を変化させる構成
は、上述のものに限らず、水晶発振器とＰＬＬ回路を組
み合わせたもの等でも実現することができる。

【００９７】以上では、超音波プローブ２が７個の超音
波振動素子３─ｉからなるものとして説明したが、実際
にはたとえば６４素子や１２８素子から構成される。

【００９８】本実施例によれば、標本化パルスの周波数
が使用される複数の超音波プローブの中心周波数の４倍
の公倍数に設定されているので、各プローブによる受波
信号を開口合成処理するに際して、同相サンプリングと
直交サンプリングに対応する波面軌跡を、所定標本化パ
ルス数分だけ離間したメモリ単位を組にして読出す読み
出しアドレスとすればよい。したがって、使用する超音
波プローブの周波数に合わせて標本化パルスの周波数を
変化させる必要がなくなる。また、生体音速に対応して
標本化パルスの周波数を微小に変化させる手段を有して
いるので、生体の音速差に伴う超音波断層像の球面収差
を簡単に除去することができる。

【００９９】次に、図８を参照しながら前述の斜交サン
プリング法に基づく本発明の第２実施例を説明する。な
お、第１実施例と同一構成要素については同一符号を付
して説明を省略する。

【０１００】各超音波振動素子３─ｉからの受波信号が
標本化されて波形記憶手段１５に格納されるまでの構成
は第１実施例と同様であり、多入力加算手段回路１８─
１および１８─２の出力を１次変換する一次変換手段２
２が付加されている点で第１実施例と異なる。また、本
実施例における波面軌跡ルックアップテーブル２１は、
固定された時間τ_r に相当する標本化パルス数分だけ離
間したメモリ単位をアクセスするように、２系統の読み
出しアドレスを出力するものである。このとき、波面軌
跡ルックアップテーブル２１からの波面軌跡は必ずしも
複素平面上で直交する２軸に対応するものではなくなる
から、波形記憶手段１５の出力は式（２６）で表される
ｚ_{1 i} （ｔ）、ｚ_{2 i} （ｔ）となる。さらに、波面軌跡
ルックアップテーブル２１は上記の時間τ_r をデジタル
信号として一次変換手段２２に出力する。

【０１０１】一次変換手段２２は、次に述べる要素から
なる。プローブ周波数入力手段２３は、たとえば操作卓
に設けられたキーボードであり、これを介して現在装置
に接続されている超音波プローブ２の周波数ω₀ を入力
するために設けられている。

【０１０２】位相差演算器２４はデジタル乗算器であ
り、波面軌跡ルックアップテーブル２１から出力される
波面軌跡の時間差τ_r とプローブ周波数入力手段２３か
ら入力されたプローブ周波数ω₀ との積をとることによ
り、該周波数での波面軌跡間の位相差θ_r を出力する。

【０１０３】三角関数格納手段２５は、プログラマブル
なＲＯＭによって構成され各アドレスを角度とみなし
て、当該アドレスに対応する正弦関数と余弦関数がデー
タとして格納されている。アドレス線には上記の位相差
演算器２４の出力が接続される。

【０１０４】第１係数乗算器２６はデジタル乗算器であ
り、その一方の入力端子には多入力加算回路１８─１の
出力Σｚ_{1 i} が接続され、他の入力端子には三角関数格
納手段２５の正弦出力ｓｉｎθ_r が接続されている。そ
して、この第１係数乗算器２６は式（２８）に従って受
波信号の同相成分Ｉを出力する。

【０１０５】第２係数乗算器２７もデジタル乗算器であ
り、その一方の入力端子には第１係数乗算器２６と同様
に多入力加算回路１８─１の出力Σｚ_{1 i} が接続され、
他の入力端子には三角関数格納手段２５の余弦出力ｃｏ
ｓθ_r が接続されている。２相加算回路２８は、デジタ
ル加算器であり、その一方の入力端子には第２係数乗算
器２７の出力が接続され、他の一方の入力端子には多入
力加算回路１８─２の出力Σｚ_{2 i} が接続されている。
そして、第２係数乗算器２７と２相加算回路２８は式
（２９）に従って受波信号の直交成分Ｑを出力する。

【０１０６】２乗回路１９─１、１９─２および２入力
加算回路２０は第１実施例と同じものである。

【０１０７】以上のように構成された第２実施例の作用
を述べる。波形記憶手段１５の各波形記憶単位１５─ｉ
に格納された受波信号｛ｆ_i （ｋｔ_s ）｝は、波面軌跡
ルックアップテーブル２１が発生する固定された時間差
τ_r だけずれた２つの読み出しアドレスである波面軌跡
により、式（２６）の第１項であるｚ_{1 i} （ｔ）と第２
項であるｚ_{2 i} （ｔ）として読み出しクロックパルスの
発生ごとに更新して読み出される。そして多入力加算回
路１８─１および１８─２により加算され、和信号Σｚ
_{1 i} （ｔ）とΣｚ_{2 i} （ｔ）がそれぞれ第１係数乗算器
２６、第２係数乗算器２７および２相加算回路２８に出
力される。

【０１０８】一方、波面軌跡ルックアップテーブル２１
から出力された波面軌跡の時間差τ _r は、プローブ周波
数入力手段２３から入力されたプローブ周波数ω₀ と位
相差演算器２４により積をとられ、当該周波数における
位相差θ_r に変換される。たとえば、７．５ＭＨｚと５
ＭＨｚの２種類の超音波プローブについて、標本化周波
数を３０ＭＨｚに設定し、波面軌跡を３３ｎｓ（＝１／
３０ＭＨｚ）に相当するアドレス分だけ互いに離間した
ものとする。このとき、７．５ＭＨｚの受波信号につい
ては波面軌跡の位相差θ_r がπ／２となり、５ＭＨｚの
受波信号については波面軌跡の位相差θ_r がπ／３とな
る。この位相差θ_r は三角関数格納手段２５により、両
波面軌跡の位相差の正弦と余弦に変換されそれぞれ第１
係数乗算器２６および第２係数乗算器２７に出力され
る。

【０１０９】複素平面上で必ずしも直交しない２軸への
受波信号の射影であるΣｚ_{1 i} （ｔ）とΣｚ_{2 i} （ｔ）
は、第１係数乗算器２６、第２係数乗算器２７および２
相加算回路２８により式（２８）および式（２９）の一
次変換がなされ、複素平面上で直交する２軸への射影で
ある同相成分Ｉ（ｔ）と直交成分Ｑ（ｔ）に変換され
る。

【０１１０】同相成分Ｉ（ｔ）と直交成分Ｑ（ｔ）は、
第１実施例と同様にして２乗回路１９─１、１９─２お
よび２入力加算回路２０の処理を受けて、２乗振幅が計
算されＢモード信号として出力される。

【０１１１】本実施例によれば、波面軌跡ルックアップ
テーブルが発生する固定された時間差を有する２系統の
波面軌跡により読み出された受波信号を、受波信号の中
心周波数により決定される係数を乗じて一次変換して同
相成分および直交成分を得ることができる。このため、
標本化間隔および波面軌跡の位相差が固定されていて
も、波面軌跡の位相差がπの整数倍にならない限り、任
意の中心周波数の受波信号に対して開口合成処理が可能
であり、使用する超音波プローブに対する周波数の制限
を除くことができる。また標本化周波数は、受波信号の
中心周波数の４倍に設定する必要がないので、直交サン
プリング法に比べ低く設定することが可能である。

【０１１２】なお、本実施例において一次変換手段２２
は図８に示したものに限らず、複素平面上の独立した２
軸を直交する２軸に変換する任意の構成のものが使用可
能であることは明らかである。

【０１１３】以上述べた本発明の実施態様によれば、下
記のような構成が得られる。 （付記１）アレイ状に配列された複数の超音波振動素子
からなる振動素子群と、この振動素子群から超音波の送
受波に係わる前記超音波振動素子を選択する選択手段
と、前記選択された超音波振動素子からの受波信号の波
形情報を各超音波振動素子に対応させて格納する波形記
憶手段と、位相差を有する一組の読み出し制御信号系列
を前記波形記憶手段に出力して前記波形記憶手段から前
記受波信号の複素振幅を出力させる読み出し制御手段と
を有することを特徴とする超音波診断装置。付記１に記
載の構成によれば、開口合成処理に必要な受波信号の複
素振幅を、位相差を有する読み出し信号系列を用いるだ
けで、デジタル的に得ることができる。 （付記２）前記読み出し制御手段は、所定焦点を合成す
るために前記複数の超音波振動素子からの受波信号にそ
れぞれ与えるべき遅延量に対応する前記波形記憶手段に
ついての読み出しアドレスの集合である波面軌跡ルック
アップテーブルを格納しており、前記位相差を有する一
組の読み出し信号系列は所定の時間間隔に相当する量だ
け互いに推移した前記読み出しアドレスの一組である付
記１に記載の超音波診断装置。付記２に記載の構成によ
れば、所定焦点を合成するために遅延された受波信号の
複素振幅を得ることができる。 （付記３）付記２に記載の超音波診断装置において、受
波信号の波形情報を波形記憶手段に格納するために所定
の標本化周波数で前記受波信号を標本化する標本化手段
を有し、前記標本化周波数を前記受波信号の中心周波数
の４倍とし、前記読み出しアドレスの一組が互いに推移
している量に相当する時間間隔を前記受波信号の中心周
波数の４倍の逆数とすることにより、前記波形記憶手段
から受波信号の同相成分と直交成分からなる複素振幅を
出力させることを特徴とする超音波診断装置。付記３に
記載の構成には直交サンプリング法が適用されているの
で、波形記憶手段からは受波信号の同相成分と直交成分
が出力される。 （付記４）付記２に記載の超音波診断装置において、受
波信号の波形情報を波形記憶手段に格納するために所定
の標本化周波数で前記受波信号を標本化する標本化手段
を有し、前記標本化周波数を前記受波信号の中心周波数
の４倍の整数倍とし、前記読み出しアドレスの一組が互
いに推移している量に相当する時間間隔を前記受波信号
の中心周波数の４倍の逆数とすることにより、前記波形
記憶手段から受波信号の同相成分と直交成分からなる複
素振幅を出力させることを特徴とする超音波診断装置。 （付記５）付記４に記載の超音波診断装置において、送
受波する超音波の中心周波数が異なる複数の超音波振動
素子群に対して、前記標本化周波数は前記各超音波振動
素子群の中心周波数の４倍の最小公倍数であることを特
徴とする超音波診断装置。 （付記６）前記波面軌跡ルックアップテーブルが発生す
る前記読み出しアドレスの一組が互いに推移している量
を、受波信号の中心周波数の４倍の逆数の時間間隔に相
当するものとするように、使用されている前記超音波振
動素子群の周波数によって切り換える周波数選択手段を
有することを特徴とする付記５に記載の超音波診断装
置。付記４乃至付記６に記載の構成によれば、異なる中
心周波数を有する複数の超音波プローブに対して直交サ
ンプリング法を適用することができる。 （付記７）前記標本化手段の標本化周波数を変化させる
標本化周波数調整手段を有することを特徴とする付記３
または付記４に記載の超音波診断装置。 （付記８）前記標本化周波数調整手段は、前記超音波診
断装置の操作卓に設けられた調整量の入力手段を有する
ことを特徴とする付記７に記載の超音波診断装置。付記
７および付記８に記載の構成によれば、被検体の生体音
速の違いを補正してピントのあった開口合成画像を得る
ことができる。また、付記８では特に、画質を観察しな
がら画像のピント合わせをすることができる。 （付記９）付記３または４に記載の超音波診断装置にお
いて、前記波形記憶手段から出力される同相成分と直交
成分をそれぞれ対応する各超音波振動素子について加算
する第１および第２の加算手段と、該第１および第２の
加算手段の出力をそれぞれ２乗して加算する２乗振幅演
算手段とを備えることを特徴とする超音波診断装置。付
記９に記載の構成によれば、直交サンプリング法により
得られた受波信号の同相成分と直交成分から、いわゆる
Ｂモード像形成のための２乗振幅が得られる。 （付記１０）付記２に記載の超音波診断装置において、
前記波形記憶手段から出力される受波信号の複素振幅が
入力され、複素平面上で直交する２軸について前記複素
振幅の射影を求めるために一次変換を行う一次変換手段
を有することを特徴とする超音波診断装置。 （付記１１）前記一次変換手段は、前記超音波振動素子
群が送受波する超音波の中心周波数を入力する周波数入
力手段と、該周波数入力手段により入力された前記中心
周波数のデータに基づいて、前記一次変換に用いられる
係数を設定する係数設定手段とを更に有することを特徴
とする付記９に記載の超音波診断装置。 （付記１２）付記１０に記載の超音波診断装置におい
て、前記一次変換手段にて変換された前記複素平面上で
直交する２軸についての前記複素振幅の射影をそれぞれ
２乗して加算する２乗振幅演算手段とを備えることを特
徴とする超音波診断装置。付記１０乃至１２に記載の構
成によれば、斜交サンプリング法により受波信号の開口
合成処理を行うことができる。

【０１１４】以上説明したように、本発明によれば受波
信号を波形記憶手段に格納したのちに、位相差を有する
一組の読み出し制御信号系列で受波信号の複素振幅を読
出すようにしたので、従来の直交検波法に不可欠なアナ
ログ乗算器、低域通過フィルタおよび移相器等のアナロ
グ回路素子を省略することができる。このため、温度変
化、経時変化に対して安定な開口合成処理ができる超音
波診断装置が得られる。

【図面の簡単な説明】

【図１】 超音波振動素子の受波信号を示す図であり、
（ａ） は超音波振動素子の受波信号の波形を示し、
（ｂ） は超音波振動素子の受波信号のスペクトルを示
す。

【図２】 波形記憶手段からの読み出し出力を示す図で
あり、（ａ） は原受波信号波形を示し、（ｂ） は同
相読み出しパルスによる読み出し出力を示し、（ｃ）
は直交読み出しパルスによる読み出し出力を示す。

【図３】 波形記憶手段からの読み出し出力のスペクト
ルを示す図であり、（ａ） は受波信号の正周波数側ス
ペクトルに対応する読み出し信号のスペクトルを示し、
（ｂ） は受波信号の負周波数側スペクトルに対応する
読み出し信号のスペクトルを示す。

【図４】 適正な読み出し周期にて読み出された信号の
スペクトルを示す図であり、（ａ） は原受波信号のス
ペクトルを示し、（ｂ） は受波信号の正周波数側スペ
クトルに対応する読み出し信号のスペクトルを示し、
（ｃ） は受波信号の負周波数側スペクトルに対応する
読み出し信号のスペクトルを示す。

【図５】 本発明の第１実施例の構成を示すブロック図
である。

【図６】 直交サンプリング法において、波形記憶手段
の読み出しアドレスを示す図である。

【図７】 直交サンプリング法において、標本化パルス
列と読み出しアドレスの関係を示す図である。

【図８】 本発明の第２実施例の構成を示すブロック図
である。

【図９】 従来の直交検波法を示す説明図である。

【符号の説明】

３─１乃至３─７ 振動素子群 ５ マルチプレクサ（選択手段） １５ 波形記憶手段 １６ 波面軌跡ルックアップテーブル
（読み出し制御手段）

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】アレイ状に配列された複数の超音波振動素
   子からなる振動素子群と、この振動素子群から超音波の
   送受波に係わる前記超音波振動素子を選択する選択手段
   と、前記選択された超音波振動素子からの受波信号の波
   形情報を各超音波振動素子に対応させて格納する波形記
   憶手段と、位相差を有する一組の読み出し制御信号系列
   を前記波形記憶手段に出力して前記波形記憶手段から前
   記受波信号の複素振幅を出力させる読み出し制御手段と
   を有することを特徴とする超音波診断装置。