JPH08275523A - リンギングチョークコンバータ - Google Patents
リンギングチョークコンバータInfo
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- JPH08275523A JPH08275523A JP7107752A JP10775295A JPH08275523A JP H08275523 A JPH08275523 A JP H08275523A JP 7107752 A JP7107752 A JP 7107752A JP 10775295 A JP10775295 A JP 10775295A JP H08275523 A JPH08275523 A JP H08275523A
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- 239000003990 capacitor Substances 0.000 claims abstract description 27
- 238000004804 winding Methods 0.000 claims abstract description 22
- 238000001514 detection method Methods 0.000 claims 2
- 230000007423 decrease Effects 0.000 abstract description 10
- 230000003247 decreasing effect Effects 0.000 abstract 1
- 239000006185 dispersion Substances 0.000 abstract 1
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 9
- 230000000630 rising effect Effects 0.000 description 2
- 238000007796 conventional method Methods 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of DC power input into DC power output
- H02M3/22—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC
- H02M3/24—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters
- H02M3/28—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC
- H02M3/325—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M3/335—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
- H02M3/33507—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of the output voltage or current, e.g. flyback converters
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- Power Engineering (AREA)
- Dc-Dc Converters (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【目的】 リンギングチョークコンバータの出力電流の
制限値を入力電圧の変動に対して一定に保つ。 【構成】 制御トランジスタ１６のベースを抵抗１７を
介して正帰還巻線１１ｃの一方の端子に接続し、制御ト
ランジスタ１６のベースとエミッタ間にコンデンサ１８
と抵抗１９からなる直列回路を接続する。
制限値を入力電圧の変動に対して一定に保つ。 【構成】 制御トランジスタ１６のベースを抵抗１７を
介して正帰還巻線１１ｃの一方の端子に接続し、制御ト
ランジスタ１６のベースとエミッタ間にコンデンサ１８
と抵抗１９からなる直列回路を接続する。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明はスイッチング電源装置に
関し、より具体的には、リンギングチョークコンバータ
の出力電圧制御及び出力電流制限の手段に関する。
関し、より具体的には、リンギングチョークコンバータ
の出力電圧制御及び出力電流制限の手段に関する。
【０００２】
【従来の技術】従来、リンギングチョークコンバータの
出力電圧制御及び出力電流制限の手段として図５に示し
た回路がある。（特公平４−９０３４）
出力電圧制御及び出力電流制限の手段として図５に示し
た回路がある。（特公平４−９０３４）
【０００３】図５において、スイッチングトランジスタ
１２がオン期間に正帰還巻線１１ｃに生ずる電圧をＶ１
ボルトとし、ツェナーダイオード３１のツェナー電圧を
Ｖ２ボルトとし、また抵抗１７の抵抗値をＲオームとす
ると、コンデンサ１８に流れる順方向電流はおよそ（Ｖ
１−Ｖ２）／Ｒアンペアと表すことができる。
１２がオン期間に正帰還巻線１１ｃに生ずる電圧をＶ１
ボルトとし、ツェナーダイオード３１のツェナー電圧を
Ｖ２ボルトとし、また抵抗１７の抵抗値をＲオームとす
ると、コンデンサ１８に流れる順方向電流はおよそ（Ｖ
１−Ｖ２）／Ｒアンペアと表すことができる。
【０００４】Ｖ２がＶ１に対して十分小さければ、この
順方向電流はほぼＶ１に比例して大きくなり、コンデン
サ１８の電圧上昇も比例して速くなる。コンデンサ１８
の電圧が制御トランジスタ１６のベース・エミッタ順方
向電圧をオーバーすると制御トランジスタ１６がオン状
態になってスイッチングトランジスタ１２はターン・オ
フする。スイッチングトランジスタ１２のオン期間はコ
ンデンサ１８の電圧上昇速度に反比例して小さくなるの
で、オン期間はＶ１に比例して小さくなる。すなわちオ
ン期間は入力電圧に反比例する。
順方向電流はほぼＶ１に比例して大きくなり、コンデン
サ１８の電圧上昇も比例して速くなる。コンデンサ１８
の電圧が制御トランジスタ１６のベース・エミッタ順方
向電圧をオーバーすると制御トランジスタ１６がオン状
態になってスイッチングトランジスタ１２はターン・オ
フする。スイッチングトランジスタ１２のオン期間はコ
ンデンサ１８の電圧上昇速度に反比例して小さくなるの
で、オン期間はＶ１に比例して小さくなる。すなわちオ
ン期間は入力電圧に反比例する。
【０００５】しかし、入力電圧の変動に対して出力電流
制限の値を一定に保つためには、オン期間が入力電圧に
対して反比例よりもっと大きな割合で小さくならなけれ
ばならない。
制限の値を一定に保つためには、オン期間が入力電圧に
対して反比例よりもっと大きな割合で小さくならなけれ
ばならない。
【０００６】そこで、前述の式におけるＶ２の値がある
大きさであれば、Ｖ１の変化の割合に対して（Ｖ１−Ｖ
２）の変化の割合がより大きくなることを利用して出力
電流制限の値が入力電圧が変動しても一定とすることが
可能となる。例えば、Ｖ１が５ボルトから１０ボルトに
変化したとき、Ｖ２が十分小さければ（Ｖ１−Ｖ２）の
変化の割合も２倍であるが、Ｖ２として２．５ボルトを
選べば、（Ｖ１−Ｖ２）は２．５ボルトから７．５ボル
トに変化し、変化の割合は３倍となる。
大きさであれば、Ｖ１の変化の割合に対して（Ｖ１−Ｖ
２）の変化の割合がより大きくなることを利用して出力
電流制限の値が入力電圧が変動しても一定とすることが
可能となる。例えば、Ｖ１が５ボルトから１０ボルトに
変化したとき、Ｖ２が十分小さければ（Ｖ１−Ｖ２）の
変化の割合も２倍であるが、Ｖ２として２．５ボルトを
選べば、（Ｖ１−Ｖ２）は２．５ボルトから７．５ボル
トに変化し、変化の割合は３倍となる。
【０００７】図５においては、出力電圧はフォトカプラ
ー受光部２１ａによってツェナーダイオード３１を経由
する電流とは別の経路でコンデンサ１８の充電々流が加
減されて一定に保たれている。
ー受光部２１ａによってツェナーダイオード３１を経由
する電流とは別の経路でコンデンサ１８の充電々流が加
減されて一定に保たれている。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】図５に示した従来の方
式において、ツェナーダイオード３１は、正帰還巻線１
１ｃに生ずる電圧との関係から、２．０〜３．３ボルト
のツェナー電圧を持つものが選ばれている。そのため負
の温度特性を有し、温度変化に対する出力電流制限の値
のバラツキが大きくなるという欠点がある。一方、ツェ
ナーダイオード３１に温度補償タイプが用いられれば温
度特性は改善されるが、コストがアップするという別な
問題が生ずる。
式において、ツェナーダイオード３１は、正帰還巻線１
１ｃに生ずる電圧との関係から、２．０〜３．３ボルト
のツェナー電圧を持つものが選ばれている。そのため負
の温度特性を有し、温度変化に対する出力電流制限の値
のバラツキが大きくなるという欠点がある。一方、ツェ
ナーダイオード３１に温度補償タイプが用いられれば温
度特性は改善されるが、コストがアップするという別な
問題が生ずる。
【０００９】そこで、本発明は入力電圧の変動に対して
も、また、温度変化に対しても、出力電流制限の値のバ
ラツキが小さくて清む安価なリンギングチョークコンバ
ータを提供するものである。
も、また、温度変化に対しても、出力電流制限の値のバ
ラツキが小さくて清む安価なリンギングチョークコンバ
ータを提供するものである。
【００１０】
【課題を解決するための手段】請求項１記載の発明にお
いては図１に示すように、制御トランジスタ１６のベー
ス・エミッタ間にコンデンサ１８と抵抗１９からなる直
列回路を接続し、ベース・エミッタ間にコンデンサ１８
の充電々圧と抵抗１９を流れる電流によるドロップ電圧
の和の電圧が加わるようにし、これによって出力電流を
制限している。
いては図１に示すように、制御トランジスタ１６のベー
ス・エミッタ間にコンデンサ１８と抵抗１９からなる直
列回路を接続し、ベース・エミッタ間にコンデンサ１８
の充電々圧と抵抗１９を流れる電流によるドロップ電圧
の和の電圧が加わるようにし、これによって出力電流を
制限している。
【００１１】更に、フォトカプラー受光部２１ａを流れ
る電流を抵抗１９に流し、この電流による抵抗１９両端
のドロップ電圧を変化させることによって出力電圧を制
御している。
る電流を抵抗１９に流し、この電流による抵抗１９両端
のドロップ電圧を変化させることによって出力電圧を制
御している。
【００１２】請求項２記載の発明においては図３に示す
ように、フォトカプラー受光部２１ａを流れる電流をコ
ンデンサ１８及び抵抗１９に流し、制御トランジスタ１
６のベース・エミッタ間電圧の上昇速度を変えることに
よって出力電圧を制御している。
ように、フォトカプラー受光部２１ａを流れる電流をコ
ンデンサ１８及び抵抗１９に流し、制御トランジスタ１
６のベース・エミッタ間電圧の上昇速度を変えることに
よって出力電圧を制御している。
【００１３】
【作用】図１の回路において、スイッチングトランジス
タ１２のオン期間をＴＯＮ秒とし、オン期間に正帰還巻
線１１ｂに生ずる電圧をＶ１ボルトとし、抵抗１７と抵
抗１９を各々Ｒ１オームとＲ２オームとし、コンデンサ
１８をＣファラッドとすると、オン期間のコンデンサ１
８の電圧上昇値はＲ１がＲ２に比べて十分大きいとする
とＶ１・ＴＯＮ／（Ｃ・Ｒ１）と表すことができる。ま
たスイッチングトランジスタ１２のオフ期間に正帰還巻
線１１ｂに生する電圧をＶ２ボルトとすると、抵抗１９
のドロップ電圧のオン期間とオフ期間の差は（Ｖ１−Ｖ
２）・Ｒ２／Ｒ１と表すことができる。制御トランジス
タ１６のベース電圧は正方向にベース・エミッタ順方向
電圧に相当する電圧の振れを示し、また負方向にはオン
期間の長さに応じた電圧の振れを示す。今、正負両方向
合わせた振れが最大で１．２ボルトと仮定すると、Ｖ１
・ＴＯＮ／（Ｃ・Ｒ１）＋（Ｖ１−Ｖ２）Ｒ２／Ｒ１＝
１．２を満足するＴＯＮが最大値となる。
タ１２のオン期間をＴＯＮ秒とし、オン期間に正帰還巻
線１１ｂに生ずる電圧をＶ１ボルトとし、抵抗１７と抵
抗１９を各々Ｒ１オームとＲ２オームとし、コンデンサ
１８をＣファラッドとすると、オン期間のコンデンサ１
８の電圧上昇値はＲ１がＲ２に比べて十分大きいとする
とＶ１・ＴＯＮ／（Ｃ・Ｒ１）と表すことができる。ま
たスイッチングトランジスタ１２のオフ期間に正帰還巻
線１１ｂに生する電圧をＶ２ボルトとすると、抵抗１９
のドロップ電圧のオン期間とオフ期間の差は（Ｖ１−Ｖ
２）・Ｒ２／Ｒ１と表すことができる。制御トランジス
タ１６のベース電圧は正方向にベース・エミッタ順方向
電圧に相当する電圧の振れを示し、また負方向にはオン
期間の長さに応じた電圧の振れを示す。今、正負両方向
合わせた振れが最大で１．２ボルトと仮定すると、Ｖ１
・ＴＯＮ／（Ｃ・Ｒ１）＋（Ｖ１−Ｖ２）Ｒ２／Ｒ１＝
１．２を満足するＴＯＮが最大値となる。
【００１４】上の式を簡単にするために、Ｒ１とＲ２に
各々２２００オームと７５オームをＣに０．０２２マイ
クロファラッドを、またＶ２は出力電圧に比例する−５
ボルトを代入すると、０．０２１・Ｖ１・（ＴＯＮ＋
１．６）＝１．０が得られる。この式からＴＯＮは、Ｖ
１が５ボルトのとき７．９マイクロ秒となり、Ｖ１が１
０ボルトのとき３．２マイクロ秒となり、Ｖ１の値の反
比例より大きい割合で小さくなることがわかる。
各々２２００オームと７５オームをＣに０．０２２マイ
クロファラッドを、またＶ２は出力電圧に比例する−５
ボルトを代入すると、０．０２１・Ｖ１・（ＴＯＮ＋
１．６）＝１．０が得られる。この式からＴＯＮは、Ｖ
１が５ボルトのとき７．９マイクロ秒となり、Ｖ１が１
０ボルトのとき３．２マイクロ秒となり、Ｖ１の値の反
比例より大きい割合で小さくなることがわかる。
【００１５】上の計算例で示されたように、抵抗１９の
存在によって、オン期間は入力電圧の上昇に伴って、反
比例より大きな割合で小さくなる。そこでこの抵抗の値
を適当に選ぶことにより、出力電流制限の値を入力電圧
の変動に対して一定となるように調整することが可能と
なる。
存在によって、オン期間は入力電圧の上昇に伴って、反
比例より大きな割合で小さくなる。そこでこの抵抗の値
を適当に選ぶことにより、出力電流制限の値を入力電圧
の変動に対して一定となるように調整することが可能と
なる。
【００１６】フォトカプラー発光部２１ｂは出力電圧が
ツェナーダイオード２１ｃのツェナー電圧と発光部２１
ｂ自身の順方向電圧の和によって決まる電圧を上まわる
と発光し、フォトカプラー受光部２１ａを流れる電流が
増える。
ツェナーダイオード２１ｃのツェナー電圧と発光部２１
ｂ自身の順方向電圧の和によって決まる電圧を上まわる
と発光し、フォトカプラー受光部２１ａを流れる電流が
増える。
【００１７】請求項１記載の発明においては図１に示す
ように、フォトカプラー受光部２１ａの電流が抵抗１９
を流れて制御トランジスタ１６のベース・エミッタ電圧
を押し上げ、結果としてオン期間を短縮して出力電圧を
下げる。すなわち出力電圧が上昇しようとするとそれを
抑える制御が働く。
ように、フォトカプラー受光部２１ａの電流が抵抗１９
を流れて制御トランジスタ１６のベース・エミッタ電圧
を押し上げ、結果としてオン期間を短縮して出力電圧を
下げる。すなわち出力電圧が上昇しようとするとそれを
抑える制御が働く。
【００１８】請求項２記載の発明においては図３に示す
ように、フォトカプラー受光部２１ａの電流がコンデン
サ１８と抵抗１９を流れて、制御トランジスタ１６のベ
ース・エミッタ間の電圧上昇速度を速め、結果として、
オン期間を短縮して出力電圧を下げる。すなわち出力電
圧が上昇しようとするとそれを抑える制御が働く。
ように、フォトカプラー受光部２１ａの電流がコンデン
サ１８と抵抗１９を流れて、制御トランジスタ１６のベ
ース・エミッタ間の電圧上昇速度を速め、結果として、
オン期間を短縮して出力電圧を下げる。すなわち出力電
圧が上昇しようとするとそれを抑える制御が働く。
【００１９】
【実施例】図１は請求項１記載の発明の実施例を示す回
路図である。
路図である。
【００２０】図１において、出力電圧が変化すればフォ
トカプラーの発光部２１ｂの輝度の変化から受光部２２
ｂでの電流の変化として伝達され抵抗１９両端の電圧が
変えられる。抵抗１９両端の電圧の変化はスイッチング
トランジスタ１２のオン期間の変化となりその結果は再
び出力電圧の変化として現われ、最初の変化が差し引き
ゼロとなる。このようにして、出力電流が制限電流の値
以下で動作している場合はフォトカプラー受光部２１ａ
を流れる電流によって出力電圧が制御されている。
トカプラーの発光部２１ｂの輝度の変化から受光部２２
ｂでの電流の変化として伝達され抵抗１９両端の電圧が
変えられる。抵抗１９両端の電圧の変化はスイッチング
トランジスタ１２のオン期間の変化となりその結果は再
び出力電圧の変化として現われ、最初の変化が差し引き
ゼロとなる。このようにして、出力電流が制限電流の値
以下で動作している場合はフォトカプラー受光部２１ａ
を流れる電流によって出力電圧が制御されている。
【００２１】出力電流が制限電流の値を越えて出力電圧
が少し下がり始めるとフォトカプラー受光部２１ａはオ
フ状態となる。制限電流の値は
が少し下がり始めるとフォトカプラー受光部２１ａはオ
フ状態となる。制限電流の値は
【課題を解決するための手段】で述べたように抵抗１７
と抵抗１９とコンデンサ１８の各値の選び方によって決
まるが、出力電圧が下がり始めると正帰還巻線１１ｃに
発生する逆方向電圧も比例して下がり、そのためコンデ
ンサ１８と抵抗１９の各々の両端の電圧の和が制御トラ
ンジスタ１６のベース・エミッタ順方向電圧に達するま
での時間が短くなり、その結果、スイッチングトランジ
スタ１２のオン期間が短くなり出力電流は出力電流が下
がった分だけ小さくなる。すなわち電流がフォールドバ
ックされる。
と抵抗１９とコンデンサ１８の各値の選び方によって決
まるが、出力電圧が下がり始めると正帰還巻線１１ｃに
発生する逆方向電圧も比例して下がり、そのためコンデ
ンサ１８と抵抗１９の各々の両端の電圧の和が制御トラ
ンジスタ１６のベース・エミッタ順方向電圧に達するま
での時間が短くなり、その結果、スイッチングトランジ
スタ１２のオン期間が短くなり出力電流は出力電流が下
がった分だけ小さくなる。すなわち電流がフォールドバ
ックされる。
【００２２】図４は図１に示した回路の制御トランジス
タ１６のベース・エミッタ間の電圧とスイッチングトラ
ンジスタ１２のコレクタ・エミッタ間の電圧を各々時間
軸を合わせて測定した波形の例を示す図である。
タ１６のベース・エミッタ間の電圧とスイッチングトラ
ンジスタ１２のコレクタ・エミッタ間の電圧を各々時間
軸を合わせて測定した波形の例を示す図である。
【００２３】制御トランジスタ１６のベース・エミッタ
間電圧波形においてターン・オンと同時に立上がる電圧
は抵抗１９に流れる電流により、ターン・オン後ゆっく
り立上がる電圧はコンデンサ１８の充電によるものであ
る。ターン・オフと同時に下がる電圧は抵抗１９を逆に
流れる電流によるものであり、ゆっくり下がる電圧はコ
ンデンサ１８の逆充電によるものである。
間電圧波形においてターン・オンと同時に立上がる電圧
は抵抗１９に流れる電流により、ターン・オン後ゆっく
り立上がる電圧はコンデンサ１８の充電によるものであ
る。ターン・オフと同時に下がる電圧は抵抗１９を逆に
流れる電流によるものであり、ゆっくり下がる電圧はコ
ンデンサ１８の逆充電によるものである。
【００２４】図１の回路においてコンデンサ１８に並列
に接続されているダイオード２０はコンデンサ１８が逆
充電されてその負電圧が大きくなると電圧制御が働きに
くくなるので、負電圧をクランプするために付けられて
いる。
に接続されているダイオード２０はコンデンサ１８が逆
充電されてその負電圧が大きくなると電圧制御が働きに
くくなるので、負電圧をクランプするために付けられて
いる。
【００２５】図３は請求項２記載の発明の実施例を示す
回路図である。
回路図である。
【００２６】図３において、出力電圧の変化はフォトカ
プラー発光部２１ｂの輝度の変化からフォトカプラー受
光部２２ａでの電流の変化として伝達されコンデンサ１
８と抵抗１９の直列回路両端の電圧変化の速さが変えら
れる。以降の動作と出力電流制限の動作は図１の回路と
同じである。
プラー発光部２１ｂの輝度の変化からフォトカプラー受
光部２２ａでの電流の変化として伝達されコンデンサ１
８と抵抗１９の直列回路両端の電圧変化の速さが変えら
れる。以降の動作と出力電流制限の動作は図１の回路と
同じである。
【００２７】また、図３に示した回路の制御トランジス
タ１６のベース・エミッタ間の電圧波形とスイッチング
トランジスタ１２のコレクタ・エミッタ間の電圧波形も
図１の回路の各々の波形例を示した図４と同じである。
タ１６のベース・エミッタ間の電圧波形とスイッチング
トランジスタ１２のコレクタ・エミッタ間の電圧波形も
図１の回路の各々の波形例を示した図４と同じである。
【００２８】図２は請求項１記載の発明の別の実施例を
示す回路図である。図２において、基準電圧源２１ｇと
オペアンプ２１ｈによって出力電圧の変動を検出増幅
し、抵抗１９に流れる電流を制御している。
示す回路図である。図２において、基準電圧源２１ｇと
オペアンプ２１ｈによって出力電圧の変動を検出増幅
し、抵抗１９に流れる電流を制御している。
【００２９】
【発明の効果】以上のようにこの発明によって、出力電
圧制御と出力電流制限が一般的に入手が容易な部品で構
成された回路によって実現され、出力電流制限の値が入
力電圧の変動に対して一定に保たれ、かつ温度に対する
バラツキが従来の方式に比べ改善された。回路が簡素で
ローコストである点から応用範囲が広い。
圧制御と出力電流制限が一般的に入手が容易な部品で構
成された回路によって実現され、出力電流制限の値が入
力電圧の変動に対して一定に保たれ、かつ温度に対する
バラツキが従来の方式に比べ改善された。回路が簡素で
ローコストである点から応用範囲が広い。
【図１】請求項１記載の発明の実施例を示す回路図であ
る。
る。
【図２】請求項１記載の発明の別の実施例を示す回路図
である。
である。
【図３】請求項２記載の発明の実施例を示す回路図であ
る。
る。
【図４】図１における制御トランジスタのベース・エミ
ッタ間電圧とスイッチングトランジスタのコレクタ・エ
ミッタ間電圧を各々時間軸を合わせて測定した波形の例
を示す図である。
ッタ間電圧とスイッチングトランジスタのコレクタ・エ
ミッタ間電圧を各々時間軸を合わせて測定した波形の例
を示す図である。
【図５】従来のリンギングチョークコンバータの一例を
示す回路図である。
示す回路図である。
１ 直流電源 ２ 負荷 １１ トランス １２ スイッチングトランジスタ １３ ダイオード １４ 起動抵抗 １５ 正帰還回路 １６ 制御トランジスタ １７ 抵抗 １８ コンデンサ １９ 抵抗 ２０ ダイオード ２１ 帰還制御回路 ２２ コンデンサ １５ａ 抵抗 １５ｂ コンデンサ １５ｃ ダイオード ２１ａ フォトカプラー受光部 ２１ｂ フォトカプラー発光部 ２１ｃ ツェナーダイオード ２１ｄ 抵抗 ２１ｅ ダイオード ２１ｆ コンデンサ ２１ｇ 基準電圧源 ２１ｈ オペアンプ ２１ｋ 抵抗 ２１ｍ 抵抗
Claims (2)
- 【請求項１】 １次巻線と２次巻線と正帰還巻線を有す
るトランスと、前記１次巻線に直列に接続された制御電
極を有するスイッチング素子と、前記２次巻線に接続さ
れたダイオードと、前記正帰還巻線と前記スイッチング
素子の制御電極を結ぶ正帰還回路を備えたリンギングチ
ョークコンバータにおいて、前記スイッチング素子の制
御電極に加わる信号の強さを制御する目的の制御トラン
ジスタを、そのコレクタを前記スイッチング素子の制御
電極に、そのベースを抵抗を介して前記正帰還巻線の一
方の端子に、そのエミッタを前記正帰還巻線の他方の端
子に各々接続し、前記制御トランジスタのベース・エミ
ッタ間にコンデンサと抵抗からなる直列回路を接続し、
かつ前記コンデンサと抵抗からなる直列回路の抵抗に出
力電圧検出値に応じた可変電流を流す帰還制御回路を接
続したことを特徴とするリンギングチョークコンバー
タ。 - 【請求項２】 １次巻線と２次巻線と正帰還巻線を有す
るトランスと、前記１次巻線に直列に接続された制御電
極を有するスイッチング素子と、前記２次巻線に接続さ
れたダイオードと、前記正帰還巻線と前記スイッチング
素子の制御電極を結ぶ正帰還回路を備えたリンギングチ
ョークコンバータにおいて、前記スイッチング素子の制
御電極に加わる信号の強さを制御する目的の制御トラン
ジスタを、そのコレクタを前記スイッチング素子の制御
電極に、そのベースを抵抗を介して前記正帰還巻線の一
方の端子に、そのエミッタを前記正帰還巻線の他方の端
子に各々接続し、前記制御トランジスタのベース・エミ
ッタ間にコンデンサと抵抗からなる直列回路を接続し、
かつ前記制御トランジスタのベースに出力電圧検出値に
応じた可変電流を流す帰還制御回路を接続したことを特
徴とするリンギングチョークコンバータ。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP7107752A JPH08275523A (ja) | 1995-03-27 | 1995-03-27 | リンギングチョークコンバータ |
| KR1019960002636A KR100226878B1 (ko) | 1995-03-27 | 1996-02-03 | 링잉 쵸크 컨버터 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP7107752A JPH08275523A (ja) | 1995-03-27 | 1995-03-27 | リンギングチョークコンバータ |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH08275523A true JPH08275523A (ja) | 1996-10-18 |
Family
ID=14467082
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP7107752A Pending JPH08275523A (ja) | 1995-03-27 | 1995-03-27 | リンギングチョークコンバータ |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH08275523A (ja) |
| KR (1) | KR100226878B1 (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP1557934A3 (en) * | 2004-01-26 | 2006-05-17 | Mitsumi Electric Co., Ltd. | DC/DC converter including a zener diode having a substantially zero temperature coefficient |
| CN107888063A (zh) * | 2018-02-11 | 2018-04-06 | 漳州科华技术有限责任公司 | 一种提高逆变器的输出电流峰值系数方法及装置 |
-
1995
- 1995-03-27 JP JP7107752A patent/JPH08275523A/ja active Pending
-
1996
- 1996-02-03 KR KR1019960002636A patent/KR100226878B1/ko not_active Expired - Fee Related
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP1557934A3 (en) * | 2004-01-26 | 2006-05-17 | Mitsumi Electric Co., Ltd. | DC/DC converter including a zener diode having a substantially zero temperature coefficient |
| US7123488B2 (en) | 2004-01-26 | 2006-10-17 | Mitsumi Electric Co., Ltd. | DC/DC converter including a Zener diode having a substantially zero temperature coefficient |
| CN107888063A (zh) * | 2018-02-11 | 2018-04-06 | 漳州科华技术有限责任公司 | 一种提高逆变器的输出电流峰值系数方法及装置 |
| CN107888063B (zh) * | 2018-02-11 | 2019-10-01 | 漳州科华技术有限责任公司 | 一种提高逆变器的输出电流峰值系数方法及装置 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| KR100226878B1 (ko) | 1999-10-15 |
| KR960036263A (ko) | 1996-10-28 |
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