JPH0832182B2 - 電源装置 - Google Patents
電源装置Info
- Publication number
- JPH0832182B2 JPH0832182B2 JP2293540A JP29354090A JPH0832182B2 JP H0832182 B2 JPH0832182 B2 JP H0832182B2 JP 2293540 A JP2293540 A JP 2293540A JP 29354090 A JP29354090 A JP 29354090A JP H0832182 B2 JPH0832182 B2 JP H0832182B2
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- Japan
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- switching element
- chopper circuit
- waveform
- power supply
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- Control Of Voltage And Current In General (AREA)
- Control Of Electrical Variables (AREA)
- Dc-Dc Converters (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 《産業上の利用分野》 この発明は、交流電源から安定な直流電源をつくるス
イッチング方式の電源装置（AC/DCコンバータ）に関
し、特に、入力電圧と入力電流とがほぼ同じ波形でほぼ
同位相で変化するように動作させる力率改善方式の電源
装置に関する。
イッチング方式の電源装置（AC/DCコンバータ）に関
し、特に、入力電圧と入力電流とがほぼ同じ波形でほぼ
同位相で変化するように動作させる力率改善方式の電源
装置に関する。
《従来の技術》 力率改善方式の電源装置として第３図に示す構成が知
られている。これは、交流電源を全波整流する整流回路
10の出力を昇圧形チョッパ回路に加えて安定な直流出力
を得るものである。
られている。これは、交流電源を全波整流する整流回路
10の出力を昇圧形チョッパ回路に加えて安定な直流出力
を得るものである。
チョッパ回路はよく知られた構成で、以下のように交
流電源より充分に高い周波数でオン・オフ駆動されるス
イッチング素子Q1と、このスイッチング素子Q1とともに
整流回路10の出力間に直列接続されたインダクタL1と、
スイッチング素子Q1のオフ時にインダクタL1を通して電
流が流れるようにスイッチング素子Q1の両端に直列接続
されたダイオードD1とコンデンサC1とからなる。コンデ
ンサC1は相当大きな容量があり、これの両端から平滑化
され電圧安定化された直流出力が取り出される。なお、
入力側のコンデンサ18は高周波リップルを吸収するため
の小容量のコンデンサで、本装置に必須のものではな
い。
流電源より充分に高い周波数でオン・オフ駆動されるス
イッチング素子Q1と、このスイッチング素子Q1とともに
整流回路10の出力間に直列接続されたインダクタL1と、
スイッチング素子Q1のオフ時にインダクタL1を通して電
流が流れるようにスイッチング素子Q1の両端に直列接続
されたダイオードD1とコンデンサC1とからなる。コンデ
ンサC1は相当大きな容量があり、これの両端から平滑化
され電圧安定化された直流出力が取り出される。なお、
入力側のコンデンサ18は高周波リップルを吸収するため
の小容量のコンデンサで、本装置に必須のものではな
い。
チョッパ回路の出力電圧V2の基準電圧Vsに対する誤差
が誤差増幅器11で検出され、誤差信号ΔＶが乗算器12の
一方の入力となる。また乗算器12にはチョッパ回路の入
力電圧V1（交流入力の全波整流波形）が入力され、乗算
器12からはチョッパ回路の入力電圧V1と同位相の全波整
流波形で、かつチョッパ回路の出力電圧V2の誤差分ΔＶ
に対応した振幅のしきい値信号S0が出力される。
が誤差増幅器11で検出され、誤差信号ΔＶが乗算器12の
一方の入力となる。また乗算器12にはチョッパ回路の入
力電圧V1（交流入力の全波整流波形）が入力され、乗算
器12からはチョッパ回路の入力電圧V1と同位相の全波整
流波形で、かつチョッパ回路の出力電圧V2の誤差分ΔＶ
に対応した振幅のしきい値信号S0が出力される。
チョッパ回路のスイッチング素子Q1を流れる電流の瞬
時値はシャント抵抗R1でもって検出され、その電流検出
信号S1と前記しきい値信号S0とが比較器13でもって比較
される。スイッチング素子Q1がオンするとインダクタL1
を通してスイッチング素子Q1に流れる電流が徐々に増加
するが、電流検出信号S1がしきい値信号S0のレベルに達
したとき比較器13の出力がＨレベルに反転し、この信号
によってフリップフロップ14がリセットされる。
時値はシャント抵抗R1でもって検出され、その電流検出
信号S1と前記しきい値信号S0とが比較器13でもって比較
される。スイッチング素子Q1がオンするとインダクタL1
を通してスイッチング素子Q1に流れる電流が徐々に増加
するが、電流検出信号S1がしきい値信号S0のレベルに達
したとき比較器13の出力がＨレベルに反転し、この信号
によってフリップフロップ14がリセットされる。
フリップフロップ14のＱ出力がＨレベルになるとドラ
イバ15を介してスイッチング素子Q1がオン駆動されるよ
うになっている。したがってスイッチング素子Q1を流れ
る電流が前記しきい値信号S0のレベルに達したときフリ
ップフロップ14がリセットされ、その結果スイッチング
素子Q1がオフになる。
イバ15を介してスイッチング素子Q1がオン駆動されるよ
うになっている。したがってスイッチング素子Q1を流れ
る電流が前記しきい値信号S0のレベルに達したときフリ
ップフロップ14がリセットされ、その結果スイッチング
素子Q1がオフになる。
スイッチング素子Q1がオフになると、第４図に示すよ
うにインダクタL1からダイオードD1を通して出力側に流
れる電流が徐々に減少する。インダクタL1には図のよう
に電流検出用の二次巻線16が付設されており、インダク
タL1を流れる電流がゼロになったなら前記フリップフロ
ップ14をセットする構成になっている。
うにインダクタL1からダイオードD1を通して出力側に流
れる電流が徐々に減少する。インダクタL1には図のよう
に電流検出用の二次巻線16が付設されており、インダク
タL1を流れる電流がゼロになったなら前記フリップフロ
ップ14をセットする構成になっている。
つまりインダクタL1を流れる電流が減少してゼロにな
るとスイッチング素子Q1がオンになり、インダクタL1お
よびスイッチング素子Q1を流れる電流が徐々に増加し、
その電流がしきい値信号S0のレベルに達するとスイッチ
ング素子Q1がオフとなり、インダクタL1を流れる電流が
徐々に減少する。以上の動作を繰り返すことで第４図に
示すように、スイッチング素子Q1が交流電源より充分高
い周波数でオン・オフ駆動され、インダクタL1を流れる
電流の包絡線がしきい値信号S0（全波整流波形）に一致
するように制御がなされる。このため、チョッパ回路の
入力電流の波形がその入力電圧の波形に追従して変化す
る。
るとスイッチング素子Q1がオンになり、インダクタL1お
よびスイッチング素子Q1を流れる電流が徐々に増加し、
その電流がしきい値信号S0のレベルに達するとスイッチ
ング素子Q1がオフとなり、インダクタL1を流れる電流が
徐々に減少する。以上の動作を繰り返すことで第４図に
示すように、スイッチング素子Q1が交流電源より充分高
い周波数でオン・オフ駆動され、インダクタL1を流れる
電流の包絡線がしきい値信号S0（全波整流波形）に一致
するように制御がなされる。このため、チョッパ回路の
入力電流の波形がその入力電圧の波形に追従して変化す
る。
《発明が解決しようとする課題》 前記の説明で明らかなように、第３図の従来の電源装
置では、第４図のようにインダクタL1を流れる電流波形
は、その包絡線が全波整流波形になるものの、電流パル
スの個々の波形は三角波となる。したがって電流の実効
値に比してピーク値が相当大きくなる。したがって入力
ラインに接続されたコンデンサ（図示省略）やリップル
吸収用の小さなコンデンサ18に大きなリップル電流が流
れ、コンデンサが発熱したりライン反射ノズルが大きく
なったりする。また大きな出力電流を流す装置の場合、
三角波電流のピーク値が非常に大きくなり、スイッチン
グ素子Q1として定格電流値が大きな素子を使用しなけれ
ばならない。
置では、第４図のようにインダクタL1を流れる電流波形
は、その包絡線が全波整流波形になるものの、電流パル
スの個々の波形は三角波となる。したがって電流の実効
値に比してピーク値が相当大きくなる。したがって入力
ラインに接続されたコンデンサ（図示省略）やリップル
吸収用の小さなコンデンサ18に大きなリップル電流が流
れ、コンデンサが発熱したりライン反射ノズルが大きく
なったりする。また大きな出力電流を流す装置の場合、
三角波電流のピーク値が非常に大きくなり、スイッチン
グ素子Q1として定格電流値が大きな素子を使用しなけれ
ばならない。
また前記の従来装置では、インダクタL1に電流検出用
の二次巻線16を付設しなければならず、部品コストが高
くなっていた。
の二次巻線16を付設しなければならず、部品コストが高
くなっていた。
この発明は前述した従来の問題点に鑑みなされたもの
で、その目的は、前記のような力率改善方式の電源装置
において、インダクタを流れる電流のピーク値を低く抑
えるようにすることにある。
で、その目的は、前記のような力率改善方式の電源装置
において、インダクタを流れる電流のピーク値を低く抑
えるようにすることにある。
《課題を解決するための手段》 前記のしきい値信号の波形と前記スイッチング素子を
流れる電流の波形とを比較することにより前記チョッパ
回路の入力電流の波形を前記チョッパ回路の入力電圧の
波形に追従して変化させるにあたって、前記チョッパ回
路の前記スイッチング素子を流れる電流の値が前記しき
い値信号のレベルに達したとき前記スイッチング素子を
オフにし、かつ微小な一定時間後に前記スイッチング素
子を再びオンにするようにスイッチング制御手段を構成
した。
流れる電流の波形とを比較することにより前記チョッパ
回路の入力電流の波形を前記チョッパ回路の入力電圧の
波形に追従して変化させるにあたって、前記チョッパ回
路の前記スイッチング素子を流れる電流の値が前記しき
い値信号のレベルに達したとき前記スイッチング素子を
オフにし、かつ微小な一定時間後に前記スイッチング素
子を再びオンにするようにスイッチング制御手段を構成
した。
《作用》 前記スイッチング素子を流れる電流が前記しきい値信
号のレベルに達して前記スイッチング素子がオフになる
と、チョッパ回路におけるインダクタを流れる電流が徐
々に減少するが、本発明の装置では微小な一定時間後に
前記スイッチング素子が再びオンになり、前記インダク
タを流れる電流がゼロになる前に再びスイッチング素子
に電流が流れる。その結果、前記インダクタを流れる電
流は完全にゼロになることなく前記しきい値信号に追従
して変化する。
号のレベルに達して前記スイッチング素子がオフになる
と、チョッパ回路におけるインダクタを流れる電流が徐
々に減少するが、本発明の装置では微小な一定時間後に
前記スイッチング素子が再びオンになり、前記インダク
タを流れる電流がゼロになる前に再びスイッチング素子
に電流が流れる。その結果、前記インダクタを流れる電
流は完全にゼロになることなく前記しきい値信号に追従
して変化する。
《実施例》 第１図は本発明の一実施例による電源装置を示してお
り、第３図の従来装置と以下の点が異なる。
り、第３図の従来装置と以下の点が異なる。
インダクタL1には従来のような電流検出用の二次巻線
16は付設されていない。また従来のフリップフロップ19
に代って単安定マルチバイブレータ（以下モノマルチと
称す）20を設けている。
16は付設されていない。また従来のフリップフロップ19
に代って単安定マルチバイブレータ（以下モノマルチと
称す）20を設けている。
誤差増幅器11と乗算器12は従来と同様に、チョッパ回
路の入力電流V1と同位相の全波整流波形で、かつチョッ
パ回路の出力電圧V2の誤差分ΔＶに対応した振幅のしき
い値信号S0を生成する。
路の入力電流V1と同位相の全波整流波形で、かつチョッ
パ回路の出力電圧V2の誤差分ΔＶに対応した振幅のしき
い値信号S0を生成する。
スイッチング素子Q1を流れる電流はシャント抵抗R1を
介して検出され、電流検出信号S1がしきい値信号S0のレ
ベルに達したとき比較器13の出力が反転してモノマルチ
20をトリガする。
介して検出され、電流検出信号S1がしきい値信号S0のレ
ベルに達したとき比較器13の出力が反転してモノマルチ
20をトリガする。
モノマルチ20はトリガから微小な一定時間Δｔだけ出
力をＬレベルにし、その後再び出力をＨレベルにする。
スイッチング素子Q1はドライバ15を介して、モノマルチ
20の出力がＨレベルのときオン、Ｌレベルのときオフと
なるように制御される。
力をＬレベルにし、その後再び出力をＨレベルにする。
スイッチング素子Q1はドライバ15を介して、モノマルチ
20の出力がＨレベルのときオン、Ｌレベルのときオフと
なるように制御される。
モノマルチ20によるスイッチングQ1のオフ時間Δｔは
充分に小さく設定され、第２図に示すように、インダク
タL1を流れる電流がしきい値信号S0のレベルからある程
度減少した時点でスイッチング素子Q1が再びオンになる
ように設定されており、インダクタL1を流れる電流の瞬
時値の谷間でもゼロにはならないように設定している。
充分に小さく設定され、第２図に示すように、インダク
タL1を流れる電流がしきい値信号S0のレベルからある程
度減少した時点でスイッチング素子Q1が再びオンになる
ように設定されており、インダクタL1を流れる電流の瞬
時値の谷間でもゼロにはならないように設定している。
《発明の効果》 以上詳細に説明したように、この発明によれば、チョ
ッパ回路におけるスイッチング素子（インダクタ）を流
れる電流が前述のしきい値信号のレベルに達したときに
スイッチング素子をオフにし、その後微小な一定時間を
おいて再びスイッチング素子をオンにする構成としたの
で、インダクタを流れる電流がある程度減少した時点で
（ゼロになる前の時点で）再びインダクタの電流が増加
することになり、入力電流瞬時値の凹凸の幅が従来より
大幅に小さくなる。またインダクタには従来のような電
流検出用の二次巻線を付設する必要がなく、装置構成も
簡単になる。
ッパ回路におけるスイッチング素子（インダクタ）を流
れる電流が前述のしきい値信号のレベルに達したときに
スイッチング素子をオフにし、その後微小な一定時間を
おいて再びスイッチング素子をオンにする構成としたの
で、インダクタを流れる電流がある程度減少した時点で
（ゼロになる前の時点で）再びインダクタの電流が増加
することになり、入力電流瞬時値の凹凸の幅が従来より
大幅に小さくなる。またインダクタには従来のような電
流検出用の二次巻線を付設する必要がなく、装置構成も
簡単になる。
特にこの発明においては、スイッチング素子のオフ時
間は一定であり、スイッチング素子のオン時間は入力電
圧の変化に応じて変動するものの、その変動幅は非常に
小さい。したがって、チョッパ回路のスイッチング周波
数の変動は小さくて比較的安定しており、特に、負荷の
大きさによってスイッチング周波数が大きく変動するこ
とはない。スイッチング周波数の変動幅が小さいので、
特に高度な回路方式を採用したり高級な回路素子を使用
して制御の安定化を図る必要がなく、入力電流のリップ
ルが小さくてスイッチング損失やノイズの小さい高性能
な電源装置を安価に製作することができる。
間は一定であり、スイッチング素子のオン時間は入力電
圧の変化に応じて変動するものの、その変動幅は非常に
小さい。したがって、チョッパ回路のスイッチング周波
数の変動は小さくて比較的安定しており、特に、負荷の
大きさによってスイッチング周波数が大きく変動するこ
とはない。スイッチング周波数の変動幅が小さいので、
特に高度な回路方式を採用したり高級な回路素子を使用
して制御の安定化を図る必要がなく、入力電流のリップ
ルが小さくてスイッチング損失やノイズの小さい高性能
な電源装置を安価に製作することができる。
第１図は本発明の一実施例による電源装置の回路図、第
２図は第１図の装置における要部の動作波形を示す図、
第３図は従来の電源装置の回路図、第４図は第３図の装
置の要部の動作波形を示す図である。 10……整流回路 11……誤差増幅器 12……乗算器 13……比較器 14……フリップフロップ 15……ドライバ 20……単安定マルチバイブレータ
２図は第１図の装置における要部の動作波形を示す図、
第３図は従来の電源装置の回路図、第４図は第３図の装
置の要部の動作波形を示す図である。 10……整流回路 11……誤差増幅器 12……乗算器 13……比較器 14……フリップフロップ 15……ドライバ 20……単安定マルチバイブレータ
Claims (1)
- 【請求項１】交流電源を全波整流して脈波出力を得る整
流回路と、 前記交流電源より充分に高い周波数でオン・オフ駆動さ
れるスイッチング素子と、このスイッチング素子ととも
に前記整流回路の出力間に直列接続されたインダクタ
と、このインダクタを介して供給される電流を平滑して
安定な直流出力を得るコンデンサとを有するチョッパ回
路と、 前記チョッパ回路の入力電圧と同位相の全波整流形で、
かつ前記チョッパ回路の出力電圧の基準電圧に対する誤
差分に対応した振幅のしきい値信号を生成する手段と、 前記しきい値信号の波形と前記スイッチング素子を流れ
る電流の波形とを比較することにより前記チョッパ回路
の入力電流の波形を前記チョッパ回路の入力電圧の波形
に追従して変化させるにあたって、前記チョッパ回路の
前記スイッチング素子を流れる電流の値が前記しきい値
信号のレベルに達したとき前記スイッチング素子をオフ
にし、かつ微小な一定時間後に前記スイッチング素子を
再びオンにするスイッチング制御手段と、 を備えたことを特徴とする電源装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2293540A JPH0832182B2 (ja) | 1990-11-01 | 1990-11-01 | 電源装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2293540A JPH0832182B2 (ja) | 1990-11-01 | 1990-11-01 | 電源装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH04168975A JPH04168975A (ja) | 1992-06-17 |
| JPH0832182B2 true JPH0832182B2 (ja) | 1996-03-27 |
Family
ID=17796071
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2293540A Expired - Fee Related JPH0832182B2 (ja) | 1990-11-01 | 1990-11-01 | 電源装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0832182B2 (ja) |
Families Citing this family (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2818641B2 (ja) * | 1995-01-26 | 1998-10-30 | 富士電気化学株式会社 | スイッチング電源 |
| US7936152B2 (en) | 2007-07-09 | 2011-05-03 | Fuji Electric Systems Co., Ltd. | Switching power source |
| JP5446137B2 (ja) | 2008-06-09 | 2014-03-19 | 富士電機株式会社 | スイッチング電源 |
| JP5282660B2 (ja) | 2008-11-04 | 2013-09-04 | 富士電機株式会社 | スイッチング電源 |
| CN103430440B (zh) * | 2011-03-09 | 2017-06-30 | 飞利浦照明控股有限公司 | 可调反激或者降压‑升压转换器 |
Family Cites Families (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0284069A (ja) * | 1988-09-19 | 1990-03-26 | Origin Electric Co Ltd | 直流電源装置 |
-
1990
- 1990-11-01 JP JP2293540A patent/JPH0832182B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH04168975A (ja) | 1992-06-17 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
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