JPH08322247A - スタンバイ動作するスイッチング電源 - Google Patents
スタンバイ動作するスイッチング電源Info
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- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04N—PICTORIAL COMMUNICATION, e.g. TELEVISION
- H04N5/00—Details of television systems
- H04N5/63—Generation or supply of power specially adapted for television receivers
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of DC power input into DC power output
- H02M3/22—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC
- H02M3/24—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters
- H02M3/28—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC
- H02M3/325—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M3/335—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
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- H02M3/33523—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of the output voltage or current, e.g. flyback converters with galvanic isolation between input and output of both the power stage and the feedback loop
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- H04N3/00—Scanning details of television systems; Combination thereof with generation of supply voltages
- H04N3/10—Scanning details of television systems; Combination thereof with generation of supply voltages by means not exclusively optical-mechanical
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- H04N3/18—Generation of supply voltages, in combination with electron beam deflecting
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- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M1/00—Details of apparatus for conversion
- H02M1/0003—Details of control, feedback or regulation circuits
- H02M1/0032—Control circuits allowing low power mode operation, e.g. in standby mode
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- Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
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- Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 スイッチング電源に対するバーストモードを
実現するための回路を提供することであり、この回路は
いずれの形式のスイッチング回路に対しても適用するこ
とのできるようにする。 【解決手段】 トランス（Ｔｒ）の巻線（Ｗ３）が２つ
の整流回路（Ｄ１，Ｄ２）の入力側に異なる極性で接続
されており、当該整流回路（Ｄ１，Ｄ２）の出力電圧は
和がスイッチング回路（７）の制御端子に印加される。
実現するための回路を提供することであり、この回路は
いずれの形式のスイッチング回路に対しても適用するこ
とのできるようにする。 【解決手段】 トランス（Ｔｒ）の巻線（Ｗ３）が２つ
の整流回路（Ｄ１，Ｄ２）の入力側に異なる極性で接続
されており、当該整流回路（Ｄ１，Ｄ２）の出力電圧は
和がスイッチング回路（７）の制御端子に印加される。
Description
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、バーストモードに
よりスタンバイ動作するスイッチング電源であって、１
次巻線を備えたトランスと、該１次巻線に直列に接続さ
れたスイッチングトランジスタと、該スイッチングトラ
ンジスタを制御する集積スイッチング回路と、トランス
巻線により制御され、制御電圧を形成する整流器とを有
する形式のスイッチング電源に関する。
よりスタンバイ動作するスイッチング電源であって、１
次巻線を備えたトランスと、該１次巻線に直列に接続さ
れたスイッチングトランジスタと、該スイッチングトラ
ンジスタを制御する集積スイッチング回路と、トランス
巻線により制御され、制御電圧を形成する整流器とを有
する形式のスイッチング電源に関する。
【０００２】
【従来の技術】例えばテレビジョン受信機またはビデオ
レコーダ用のこの種のスイッチング電源は、例えば通常
動作時に８０から１２０Ｗのオーダーの電力を伝送し、
約４０から１００ｋＨｚのスイッチング周波数で動作す
る。スタンバイ動作には、このスイッチング電源により
０．５から５Ｗのオーダーの非常に低い電力が伝送され
る。この種の小電力の際に安定した動作を保証するため
に、動作周波数、すなわちスイッチングトランジスタが
オン・オフする周波数は６ｋＨｚのオーダーの値に低減
される。しかしこのような低い動作周波数は可聴領域内
にあり、したがって耳に聞こえるノイズ信号を引き起こ
す。
レコーダ用のこの種のスイッチング電源は、例えば通常
動作時に８０から１２０Ｗのオーダーの電力を伝送し、
約４０から１００ｋＨｚのスイッチング周波数で動作す
る。スタンバイ動作には、このスイッチング電源により
０．５から５Ｗのオーダーの非常に低い電力が伝送され
る。この種の小電力の際に安定した動作を保証するため
に、動作周波数、すなわちスイッチングトランジスタが
オン・オフする周波数は６ｋＨｚのオーダーの値に低減
される。しかしこのような低い動作周波数は可聴領域内
にあり、したがって耳に聞こえるノイズ信号を引き起こ
す。
【０００３】スタンバイ動作にあるスイッチング電源部
をいわゆるバーストモードで駆動することが公知であ
る。このバーストモードでは例えば、５０から１００Ｈ
ｚの周期の間にスイッチングトランジスタが４０から１
００ｋＨｚでスイッチングされ、残りの大部分の期間の
間はオフ状態となる。スイッチング電源から伝送される
電力は、エネルギー伝送がほとんどの時間で中断される
ことによって格段に低減される。
をいわゆるバーストモードで駆動することが公知であ
る。このバーストモードでは例えば、５０から１００Ｈ
ｚの周期の間にスイッチングトランジスタが４０から１
００ｋＨｚでスイッチングされ、残りの大部分の期間の
間はオフ状態となる。スイッチング電源から伝送される
電力は、エネルギー伝送がほとんどの時間で中断される
ことによって格段に低減される。
【０００４】したがってこの種のバーストモードは、ス
イッチングトランジスタの制御に特別の回路手段を必要
とする。一方、スイッチングトランジスタを直接、集積
回路を用いて制御すること公知である。この集積回路は
出力側にスイッチングトランジスタに対するスイッチン
グ電圧を送出する。この種の公知で安価な回路はそのま
までは前記のバーストモードで動作することはできな
い。バーストモードのためには付加的な回路が必要であ
る。
イッチングトランジスタの制御に特別の回路手段を必要
とする。一方、スイッチングトランジスタを直接、集積
回路を用いて制御すること公知である。この集積回路は
出力側にスイッチングトランジスタに対するスイッチン
グ電圧を送出する。この種の公知で安価な回路はそのま
までは前記のバーストモードで動作することはできな
い。バーストモードのためには付加的な回路が必要であ
る。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】本発明の課題は、スイ
ッチング電源に対するバーストモードを実現するための
回路を提供することであり、この回路はいずれの形式の
スイッチング回路に対しても適用することのできるよう
にするものである。
ッチング電源に対するバーストモードを実現するための
回路を提供することであり、この回路はいずれの形式の
スイッチング回路に対しても適用することのできるよう
にするものである。
【０００６】
【課題を解決するための手段】上記課題は本発明によ
り、トランスの巻線が２つの整流回路の入力側に異なる
極性で接続され、この整流回路の出力電圧の和がスイッ
チング回路の制御端子に印加されるように構成して解決
される。
り、トランスの巻線が２つの整流回路の入力側に異なる
極性で接続され、この整流回路の出力電圧の和がスイッ
チング回路の制御端子に印加されるように構成して解決
される。
【０００７】
【発明の実施の形態】本発明では、２つの整流回路は有
利には異なる時定数を有する。
利には異なる時定数を有する。
【０００８】本発明の回路では、トランスにおける形状
の大きく異なるパルスが通常動作とスタンバイ動作とで
有利には、バーストモードに対する制御電圧の形成に利
用される。本発明はいくつかの利点を有する。
の大きく異なるパルスが通常動作とスタンバイ動作とで
有利には、バーストモードに対する制御電圧の形成に利
用される。本発明はいくつかの利点を有する。
【０００９】本発明の回路は高出力電力領域に対して適
用することができる。なぜなら、本発明の回路は自動的
にトランスにおけるそれぞれのパルス形状およびパルス
振幅に適合するからである。回路の高い安定性が達成さ
れ、その際に可聴領域での信号の形成が回避される。本
発明の回路は実質的に、すべての形式の集積スイッチン
グ回路に対して、スイッチング回路を変形することなく
適用することができる。回路技術的コストは小さく、実
施例では抵抗、コンデンサおよびダイオードの形の５つ
の付加的構成部材が必要なだけである。本発明の回路は
シビアな調整を必要としない。
用することができる。なぜなら、本発明の回路は自動的
にトランスにおけるそれぞれのパルス形状およびパルス
振幅に適合するからである。回路の高い安定性が達成さ
れ、その際に可聴領域での信号の形成が回避される。本
発明の回路は実質的に、すべての形式の集積スイッチン
グ回路に対して、スイッチング回路を変形することなく
適用することができる。回路技術的コストは小さく、実
施例では抵抗、コンデンサおよびダイオードの形の５つ
の付加的構成部材が必要なだけである。本発明の回路は
シビアな調整を必要としない。
【００１０】有利には２つの整流回路の出力側は抵抗を
介して相互に接続されており、出力側の一方はダイオー
ドを介してスイッチング回路の制御入力側と接続されて
いる。整流回路の１つとして有利には、すでに備わって
いる整流回路を、形成される動作電圧の安定化のための
制御電圧形成に使用する。この解決手段により、わずか
な付加的構成部材しか必要としない。
介して相互に接続されており、出力側の一方はダイオー
ドを介してスイッチング回路の制御入力側と接続されて
いる。整流回路の１つとして有利には、すでに備わって
いる整流回路を、形成される動作電圧の安定化のための
制御電圧形成に使用する。この解決手段により、わずか
な付加的構成部材しか必要としない。
【００１１】有利には２つの整流回路の出力電圧の和
と、出力電圧の安定化のための制御電圧はスイッチング
回路の同じ制御入力側に印加される。負電圧に対する整
流回路の時定数は有利には、正電圧に対する整流回路の
時定数よりもはるかに小さい。
と、出力電圧の安定化のための制御電圧はスイッチング
回路の同じ制御入力側に印加される。負電圧に対する整
流回路の時定数は有利には、正電圧に対する整流回路の
時定数よりもはるかに小さい。
【００１２】本発明の改善実施例によれば、バーストモ
ードでスイッチングトランジスタの最大スイッチオン時
間を制限する回路が設けられている。ここで有利には、
２つの整流回路の出力電圧の和がトランジスタのベース
に印加され、このトランジスタのエミッタは第１のコン
デンサを介してアースされ、第２のコンデンサを介して
スイッチング回路の別の制御端子と接続される。スイッ
チング回路のこの別の制御端子は有利には別の抵抗を介
して電源整流器の出力側と接続される。
ードでスイッチングトランジスタの最大スイッチオン時
間を制限する回路が設けられている。ここで有利には、
２つの整流回路の出力電圧の和がトランジスタのベース
に印加され、このトランジスタのエミッタは第１のコン
デンサを介してアースされ、第２のコンデンサを介して
スイッチング回路の別の制御端子と接続される。スイッ
チング回路のこの別の制御端子は有利には別の抵抗を介
して電源整流器の出力側と接続される。
【００１３】
【実施例】本発明を以下図面に基づき説明する。
【００１４】小文字の参照符号ａ〜ｃは図１のどの接続
点に図２、図３の電圧Ｕａ，Ｕｂ，Ｕｃが発生するかを
示す。
点に図２、図３の電圧Ｕａ，Ｕｂ，Ｕｃが発生するかを
示す。
【００１５】図１には、電源電圧ＵＮ、電源整流器Ｇ
１，充電コンデンサ３、１次巻線Ｗ１と２次巻線Ｗ２を
有する分離トランスＴｒ、動作電圧Ｕ２を形成するため
の整流器Ｇ２、スイッチングトランジスタＴ１およびス
イッチングトランジスタＴ１に対してスイッチング電圧
６を送出する集積スイッチング回路７が示されている。
巻線Ｗ３はダイオードＤ１およびコンデンサＣ１を有す
る整流回路の入力側に接続されている。この整流回路は
出力側ａに電圧を送出する。この電圧は接続点ｃにおけ
るパルスの正成分によって定められ、Ｒ１×Ｃ１の時定
数が十分に高いのでほぼ一定である。接続点ａの電圧は
制御回路８を介してスイッチング回路７の制御入力側１
に供給され、形成される動作電圧Ｕ２の安定化に作用す
る。この整流回路の時定数は約１０ｍｓである。別のピ
ン２は回路７の別の制御入力側であり、抵抗６を介して
電源整流器Ｇ１の出力側と接続され、さらにコンデンサ
Ｃ４を介してアースに接続されている。ここまで説明し
た回路は公知である。
１，充電コンデンサ３、１次巻線Ｗ１と２次巻線Ｗ２を
有する分離トランスＴｒ、動作電圧Ｕ２を形成するため
の整流器Ｇ２、スイッチングトランジスタＴ１およびス
イッチングトランジスタＴ１に対してスイッチング電圧
６を送出する集積スイッチング回路７が示されている。
巻線Ｗ３はダイオードＤ１およびコンデンサＣ１を有す
る整流回路の入力側に接続されている。この整流回路は
出力側ａに電圧を送出する。この電圧は接続点ｃにおけ
るパルスの正成分によって定められ、Ｒ１×Ｃ１の時定
数が十分に高いのでほぼ一定である。接続点ａの電圧は
制御回路８を介してスイッチング回路７の制御入力側１
に供給され、形成される動作電圧Ｕ２の安定化に作用す
る。この整流回路の時定数は約１０ｍｓである。別のピ
ン２は回路７の別の制御入力側であり、抵抗６を介して
電源整流器Ｇ１の出力側と接続され、さらにコンデンサ
Ｃ４を介してアースに接続されている。ここまで説明し
た回路は公知である。
【００１６】接続点Ｃは付加的に、ダイオードＤ２およ
びコンデンサＣ２を有する第２の整流回路に接続され
る。この整流回路は接続点ｂに負の直流電圧を形成す
る。この負の直流電圧の値は接続点ｃにおけるパルスの
負の成分の振幅に比例する。整流回路の２つの出力側ａ
とｂを相互に接続する抵抗Ｒ３は、接続点ｂにおいて２
つの整流回路の出力電圧の和が得られるようにする。こ
の出力側はダイオードＤ３を介して同じようにスイッチ
ング回路７の制御入力側１と接続されている。この第２
の整流回路の時定数は約１ｍｓまたはそれ以下である。
びコンデンサＣ２を有する第２の整流回路に接続され
る。この整流回路は接続点ｂに負の直流電圧を形成す
る。この負の直流電圧の値は接続点ｃにおけるパルスの
負の成分の振幅に比例する。整流回路の２つの出力側ａ
とｂを相互に接続する抵抗Ｒ３は、接続点ｂにおいて２
つの整流回路の出力電圧の和が得られるようにする。こ
の出力側はダイオードＤ３を介して同じようにスイッチ
ング回路７の制御入力側１と接続されている。この第２
の整流回路の時定数は約１ｍｓまたはそれ以下である。
【００１７】図２は、通常動作に対する接続点ａ，ｂ，
ｃでの電圧Ｕａ，Ｕｂ，Ｕｃを示す。ここで電圧は異な
るゼロラインおよび縮尺で示されている。電圧のゼロラ
インはそれぞれ括弧で示してある。接続点ａにはほぼ一
定の直流電圧Ｕａが発生する。この電圧には、Ｄ２によ
り形成された負の電圧が重畳される。これにより接続点
ｂには約−１４Ｖの電圧Ｕｂが発生する。この負の電圧
によってダイオードＤ３は阻止状態に留まる。接続点ｂ
の電圧はスイッチング回路７の制御入力側１には何の影
響も及ぼさない。入力側１は安定化のための制御電圧Ｕ
ｒを受け取るだけである。
ｃでの電圧Ｕａ，Ｕｂ，Ｕｃを示す。ここで電圧は異な
るゼロラインおよび縮尺で示されている。電圧のゼロラ
インはそれぞれ括弧で示してある。接続点ａにはほぼ一
定の直流電圧Ｕａが発生する。この電圧には、Ｄ２によ
り形成された負の電圧が重畳される。これにより接続点
ｂには約−１４Ｖの電圧Ｕｂが発生する。この負の電圧
によってダイオードＤ３は阻止状態に留まる。接続点ｂ
の電圧はスイッチング回路７の制御入力側１には何の影
響も及ぼさない。入力側１は安定化のための制御電圧Ｕ
ｒを受け取るだけである。
【００１８】図３も図２と同じ電圧を示す。しかしここ
ではスタンバイ動作に対する電圧を示している。スタン
バイ動作では、スイッチング電源から伝送される電力が
大きく低減される。すなわち、接続点ｃに負の電圧が発
生する間の時間、すなわちＴ１の導通時間の間、格段に
低減される。このことによってＤ２により形成される負
の電圧も格段に小さくなる。接続点ａにおいてＤ１によ
り形成される正の電圧はこのような変化はしない。２つ
の電圧ＵａとＵｂの加算によって接続点ｂにはもはや図
２のような負電圧は発生せず、正の電圧が発生する。こ
の正の電圧ＵｂはダイオードＤ３を導通制御し、スイッ
チング回路７の制御入力側１に達する。その結果、スイ
ッチング回路７は過励振されて遮断され、トランジスタ
Ｔ１に対するスイッチング電圧６をもはや送出しなくな
る。スイッチング動作は中断され、その結果接続点ｃに
はパルス電圧がもはや発生しなくなる。これは図３の時
点ｔ２からｔ３の状態である。接続点ｃからダイオード
Ｄ２へは信号が導通せず、時定数Ｒ１×Ｃ１は比較的大
きいから、制御入力側１が大きく過励振されるようなヒ
ステリシスが発生する。
ではスタンバイ動作に対する電圧を示している。スタン
バイ動作では、スイッチング電源から伝送される電力が
大きく低減される。すなわち、接続点ｃに負の電圧が発
生する間の時間、すなわちＴ１の導通時間の間、格段に
低減される。このことによってＤ２により形成される負
の電圧も格段に小さくなる。接続点ａにおいてＤ１によ
り形成される正の電圧はこのような変化はしない。２つ
の電圧ＵａとＵｂの加算によって接続点ｂにはもはや図
２のような負電圧は発生せず、正の電圧が発生する。こ
の正の電圧ＵｂはダイオードＤ３を導通制御し、スイッ
チング回路７の制御入力側１に達する。その結果、スイ
ッチング回路７は過励振されて遮断され、トランジスタ
Ｔ１に対するスイッチング電圧６をもはや送出しなくな
る。スイッチング動作は中断され、その結果接続点ｃに
はパルス電圧がもはや発生しなくなる。これは図３の時
点ｔ２からｔ３の状態である。接続点ｃからダイオード
Ｄ２へは信号が導通せず、時定数Ｒ１×Ｃ１は比較的大
きいから、制御入力側１が大きく過励振されるようなヒ
ステリシスが発生する。
【００１９】接続点ｃにはパルス電圧がもはや発生しな
いから、コンデンサＣ１２は放電し、電圧Ｕａが降下す
る。この正の電圧Ｕａが所定の値を下回るときダイオー
ドＤ３は再び遮断する。次にスイッチング回路７は再び
動作を開始し、再びスイッチング電圧６を形成する。ス
イッチング電圧６が存在し、スイッチング動作が行われ
る時間は図３にｔ１からｔ２により示されている。接続
点ｃにパルス電圧Ｕｃが再び存在するから、コンデンサ
Ｃ１は、時点ｔ２で電圧Ｕｂが再び大きくなってダイオ
ードＤ３が再び導通し、スイッチング回路７とスイッチ
ング電圧６を遮断するまで再び充電される。
いから、コンデンサＣ１２は放電し、電圧Ｕａが降下す
る。この正の電圧Ｕａが所定の値を下回るときダイオー
ドＤ３は再び遮断する。次にスイッチング回路７は再び
動作を開始し、再びスイッチング電圧６を形成する。ス
イッチング電圧６が存在し、スイッチング動作が行われ
る時間は図３にｔ１からｔ２により示されている。接続
点ｃにパルス電圧Ｕｃが再び存在するから、コンデンサ
Ｃ１は、時点ｔ２で電圧Ｕｂが再び大きくなってダイオ
ードＤ３が再び導通し、スイッチング回路７とスイッチ
ング電圧６を遮断するまで再び充電される。
【００２０】言い替えれば、スイッチングトランジスタ
の通常スイッチング動作の間、トランスのパルス電圧か
ら２つの整流回路によって電圧が形成され、この電圧が
所定の時間の後、すなわちバーストモードのオン時間の
終了時にスイッチング回路ひいてはスイッチングトラン
ジスタに対するスイッチング電圧を遮断する。スイッチ
ング回路の遮断とスイッチング電圧６の停止を以てバー
ストモードのオフ時間が開始する。このオフ時間の間、
２つの整流回路には電圧が供給されない。２つの整流回
路の充電コンデンサの放電によって、これら整流回路の
和電圧が次のように変化する。すなわち、スイッチング
回路がオフ時間の終了時に再びスイッチオンされ、スイ
ッチングトランジスタのスイッチング動作が再び開始す
るように変化する。
の通常スイッチング動作の間、トランスのパルス電圧か
ら２つの整流回路によって電圧が形成され、この電圧が
所定の時間の後、すなわちバーストモードのオン時間の
終了時にスイッチング回路ひいてはスイッチングトラン
ジスタに対するスイッチング電圧を遮断する。スイッチ
ング回路の遮断とスイッチング電圧６の停止を以てバー
ストモードのオフ時間が開始する。このオフ時間の間、
２つの整流回路には電圧が供給されない。２つの整流回
路の充電コンデンサの放電によって、これら整流回路の
和電圧が次のように変化する。すなわち、スイッチング
回路がオフ時間の終了時に再びスイッチオンされ、スイ
ッチングトランジスタのスイッチング動作が再び開始す
るように変化する。
【００２１】スイッチング電圧６の周波数は約４５ｋＨ
ｚであり、したがって可聴領域より上にある。バースト
周波数はしたがって期間ｔ１〜ｔ３に相当する。このバ
ースト周波数は実質的にコンデンサＣ１により定めら
れ、約５０Ｈｚである。
ｚであり、したがって可聴領域より上にある。バースト
周波数はしたがって期間ｔ１〜ｔ３に相当する。このバ
ースト周波数は実質的にコンデンサＣ１により定めら
れ、約５０Ｈｚである。
【００２２】電圧Ｕｂはさらに分圧器Ｒ４／Ｒ５に接続
される。この分圧器の中点ｄはトランジスタＴ２のベー
スに接続されている。このトランジスタのエミッタはコ
ンデンサＣ３を介してアースされ、コンデンサＣ４を介
してスイッチング回路７の制御端子２、並びに抵抗Ｒ６
を介して電源整流器Ｇ１の出力側と接続されている。こ
の付加的回路は、スイッチングトランジスタＴ１の最大
スイッチオン時間をバーストモードのオン時間の間、制
限するための用いられ、次のように動作する。
される。この分圧器の中点ｄはトランジスタＴ２のベー
スに接続されている。このトランジスタのエミッタはコ
ンデンサＣ３を介してアースされ、コンデンサＣ４を介
してスイッチング回路７の制御端子２、並びに抵抗Ｒ６
を介して電源整流器Ｇ１の出力側と接続されている。こ
の付加的回路は、スイッチングトランジスタＴ１の最大
スイッチオン時間をバーストモードのオン時間の間、制
限するための用いられ、次のように動作する。
【００２３】コンデンサＣ１の電圧がそれぞれバースト
の開始時に、すなわちバーストモードのオン時間の開始
時に小さくなり、スイッチング回路７が最大スイッチオ
ン時間に移行するように動作する。この最大スイッチオ
ン時間は抵抗Ｒ６とコンデンサＣ４との時定数によって
定められる。ここでスイッチングトランジスタＴ１を流
れる大きな電流は４Ａまで上昇することができ、再び５
０Ｈｚの可聴障害の問題を引き起こす。この欠点を除去
するために、図示の回路Ｒ４，Ｒ５，Ｔ２，Ｃ３，Ｃ
４，Ｒ６が用いられる。通常動作の間、トランジスタＴ
２は導通する。すなわち飽和状態にある。なぜならベー
スがコンデンサＣ２からの電圧Ｕｂにより負にバイアス
されているからである。したがってコンデンサＣ４がア
ースと接続され、その値はドレイン区間に対する電流シ
ミュレーションの時定数を定める。スタンバイ動作では
トランジスタＴ２のベースは抵抗Ｒ５を介して正の安定
化直流電圧に接続されている。したがってトランジスタ
Ｔ２は遮断される。スイッチング回路７のピン２に接続
されたキャパシタンスはコンデンサＣ４とＣ３の直列回
路により定められる。これらのコンデンサは約０．８９
ｎＦである。この時定数は通常動作の間よりも格段に小
さく、その結果スイッチングトランジスタＴ１の最大ス
イッチオン時間は所望のようにわずか約３μｓとなり、
このトランジスタの最大コレクタ電流は約１．８Ａであ
る。
の開始時に、すなわちバーストモードのオン時間の開始
時に小さくなり、スイッチング回路７が最大スイッチオ
ン時間に移行するように動作する。この最大スイッチオ
ン時間は抵抗Ｒ６とコンデンサＣ４との時定数によって
定められる。ここでスイッチングトランジスタＴ１を流
れる大きな電流は４Ａまで上昇することができ、再び５
０Ｈｚの可聴障害の問題を引き起こす。この欠点を除去
するために、図示の回路Ｒ４，Ｒ５，Ｔ２，Ｃ３，Ｃ
４，Ｒ６が用いられる。通常動作の間、トランジスタＴ
２は導通する。すなわち飽和状態にある。なぜならベー
スがコンデンサＣ２からの電圧Ｕｂにより負にバイアス
されているからである。したがってコンデンサＣ４がア
ースと接続され、その値はドレイン区間に対する電流シ
ミュレーションの時定数を定める。スタンバイ動作では
トランジスタＴ２のベースは抵抗Ｒ５を介して正の安定
化直流電圧に接続されている。したがってトランジスタ
Ｔ２は遮断される。スイッチング回路７のピン２に接続
されたキャパシタンスはコンデンサＣ４とＣ３の直列回
路により定められる。これらのコンデンサは約０．８９
ｎＦである。この時定数は通常動作の間よりも格段に小
さく、その結果スイッチングトランジスタＴ１の最大ス
イッチオン時間は所望のようにわずか約３μｓとなり、
このトランジスタの最大コレクタ電流は約１．８Ａであ
る。
【００２４】スイッチング回路７に対する前記の周辺回
路はスイッチング回路７に集積することができる。図１
で使用されるスイッチング回路が形式ＴＤＡ４６０５の
場合、集積スイッチング回路のすでに存在する入力側、
例えばピン８＝ゼロクロスディテクタをこのために使用
することができる。
路はスイッチング回路７に集積することができる。図１
で使用されるスイッチング回路が形式ＴＤＡ４６０５の
場合、集積スイッチング回路のすでに存在する入力側、
例えばピン８＝ゼロクロスディテクタをこのために使用
することができる。
【図１】本発明の回路を有するスイッチング電源部の回
路図である。
路図である。
【図２】通常動作に対する電圧経過を示す線図である。
【図３】スタンバイ動作に対する電圧経過を示す線図で
ある。
ある。
ＵＮ 電源電圧 Ｇ１ 電源整流器 ３ 充電コンデンサ Ｔ１ スイッチングトランジスタ ７ スイッチング回路
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 ヴォルフガング ヘルマン ドイツ連邦共和国 テネンブロン ベルネ ック 97 (72)発明者 ジャン−ポール ルヴェル ドイツ連邦共和国 フィリンゲン−シュヴ ェニンゲン ロッゲンバッハシュトラーセ ５
Claims (11)
- 【請求項１】 バーストモードによりスタンバイ動作す
るスイッチング電源であって、１次巻線を備えたトラン
ス（Ｔｒ）と、該１次巻線に直列に接続されたスイッチ
ングトランジスタ（Ｔ１）と、該スイッチングトランジ
スタを制御する集積スイッチング回路（７）と、トラン
ス巻線（Ｗ３）により制御され、制御電圧（Ｕｒ）を形
成する整流器（Ｄ１）とを有する形式のスイッチング電
源において、 トランス（Ｔｒ）の巻線（Ｗ３）が２つの整流回路（Ｄ
１，Ｄ２）の入力側に異なる極性で接続されており、 当該整流回路(Ｄ１，Ｄ２)の出力電圧は和がスイッチン
グ回路（７）の制御端子に印加される、ことを特徴とす
る、スタンバイ動作するスイッチング電源。 - 【請求項２】 ２つの整流回路は異なる大きさの時定数
を有する、請求項１記載のスイッチング電源。 - 【請求項３】 ２つの整流回路の出力側は抵抗（Ｒ３）
を介して相互に接続されており、 一方の出力側（ｂ）はダイオード（Ｄ３）を介してスイ
ッチング回路（７）の制御入力側と接続されている、請
求項１記載のスイッチング電源部。 - 【請求項４】 整流回路の１つとして、すでに備わって
いる整流回路（Ｄ１）が、形成される動作電圧（Ｕ２）
の安定化のための制御電圧（Ｕｒ）を形成するために使
用される、請求項１記載のスイッチング電源部。 - 【請求項５】 出力電圧の和および制御電圧（Ｕｒ）は
スイッチング回路（７）の同じ制御入力側に印加され
る、請求項４記載のスイッチング電源部。 - 【請求項６】 負電圧に対する整流回路（Ｄ２）の時定
数は、正電圧に対する整流回路（Ｄ１）の時定数よりも
小さい、請求項２記載のスイッチング電源部。 - 【請求項７】 ２つの時定数はそれぞれ約１ｍｓと約１
０ｍｓである、請求項６記載のスイッチング電源部。 - 【請求項８】 バーストモードでスイッチングトランジ
スタ（Ｔ１）の最大スイッチオン時間を制限する回路が
設けられている、請求項１記載のスイッチング電源部。 - 【請求項９】 出力電圧の和がトランジスタ（Ｔ２）の
ベースに印加され、 該トランジスタはエミッタは第１のコンデンサ（Ｃ３）
を介してアースされ、第２のコンデンサ（Ｃ４）を介し
てスイッチング回路（７）の別の制御端子（２）と接続
されている、請求項８記載のスイッチング電源部。 - 【請求項１０】 スイッチング回路（７）の第２の制御
端子（２）は抵抗（Ｒ６）を介して電源整流器（Ｇ１）
の出力側と接続されている、請求項９記載のスイッチン
グ電源。 - 【請求項１１】 前記回路は集積スイッチング回路
（７）に集積されている、請求項１記載のスイッチング
電源部。
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| DE19518863.2 | 1995-05-23 |
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|---|---|
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| US5995384A (en) * | 1997-07-31 | 1999-11-30 | Philips Electronics North America Corporation | Functional on/off switch for switched-mode power supply circuit with burst mode operation |
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| DE19742184A1 (de) * | 1997-09-24 | 1999-04-01 | Siemens Ag | Getaktetes Stromversorgungsgerät mit Anlaufschaltung |
| DE19826152A1 (de) * | 1998-06-12 | 1999-12-16 | Thomson Brandt Gmbh | Anordnung mit einem Schaltnetzteil und einem Mikroprozessor |
| US5999421A (en) * | 1999-03-31 | 1999-12-07 | Liu; Kwang H. | Dual-channel power system with an eight-pin PWM control chip |
| US6262565B1 (en) | 1999-05-07 | 2001-07-17 | Mytech Corporation | Electrical load switch |
| US6087782A (en) * | 1999-07-28 | 2000-07-11 | Philips Electronics North America Corporation | Resonant mode power supply having over-power and over-current protection |
| US6018467A (en) * | 1999-07-28 | 2000-01-25 | Philips Electronics North America Corporation | Resonant mode power supply having an efficient low power stand-by mode |
| US6262898B1 (en) * | 1999-09-27 | 2001-07-17 | Deutsche Thomson-Brandt Gmbh | Circuit for driving a switching transistor |
| JP3369134B2 (ja) * | 1999-11-16 | 2003-01-20 | サンケン電気株式会社 | Ｄｃ−ｄｃコンバータ |
| JP2001218461A (ja) * | 2000-01-31 | 2001-08-10 | Sony Corp | スイッチング電源装置 |
| EP1209793A1 (en) * | 2000-11-23 | 2002-05-29 | Semiconductor Components Industries LLC | Apparatus and method for controlling a power supply |
| JP2002247847A (ja) * | 2001-02-20 | 2002-08-30 | Internatl Business Mach Corp <Ibm> | Ａｃアダプタ、電源供給装置、電気機器、および電源供給装置の制御方法 |
| JP2002304196A (ja) * | 2001-04-03 | 2002-10-18 | Sony Corp | オーディオ信号記録制御方法、プログラムおよび記録媒体、オーディオ信号再生制御方法、プログラムおよび記録媒体、オーディオ信号入力制御方法、プログラムおよび記録媒体 |
| CN1452308A (zh) * | 2002-04-18 | 2003-10-29 | 姜涛 | 绿色开关电源 |
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| EP1684404A1 (fr) * | 2005-01-24 | 2006-07-26 | Haute Ecole Arc | Circuit convertisseur |
| US20070085574A1 (en) * | 2005-10-11 | 2007-04-19 | Atron Lo | Audio signal detection utilizing low power standby power supply |
| DE502006003628D1 (de) * | 2006-10-31 | 2009-06-10 | Infineon Technologies Austria | Ansteuerschaltung für einen Schalter in einem Schaltwandler mit Burst-Betriebsmodus |
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| US8369111B2 (en) * | 2010-08-02 | 2013-02-05 | Power Integrations, Inc. | Ultra low standby consumption in a high power power converter |
| KR20130090122A (ko) * | 2012-02-03 | 2013-08-13 | 삼성전자주식회사 | 가전기기의 전원 장치 |
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1995
- 1995-05-23 DE DE19518863A patent/DE19518863A1/de not_active Withdrawn
-
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- 1996-05-03 US US08/647,846 patent/US5703764A/en not_active Expired - Lifetime
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- 1996-05-21 JP JP12609496A patent/JP3623046B2/ja not_active Expired - Fee Related
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