JPH088863A - Ｆｍ受信機 - Google Patents
Ｆｍ受信機Info
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- JPH088863A JPH088863A JP16292294A JP16292294A JPH088863A JP H088863 A JPH088863 A JP H088863A JP 16292294 A JP16292294 A JP 16292294A JP 16292294 A JP16292294 A JP 16292294A JP H088863 A JPH088863 A JP H088863A
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- switching
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- 230000000694 effects Effects 0.000 description 2
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Landscapes
- Stereo-Broadcasting Methods (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【目的】 ＦＭステレオ受信機において、ステレオ再生
時のＳ／Ｎを改善し、ＦＭのステレオ受信エリアを拡大
することである。 【構成】 ＦＭＩＦ信号を分配器３でＬ，Ｒｃｈに分離
し、夫々スイッチング回路５，５’で副搬送波に同期し
てスイッチングし、巡回フィルタ１６，１６’を介して
ＦＭ復調器９，９’でＦＭ復調し、その復調出力より雑
音除去回路１１，１１’によってインパルスノイズを除
去する。回路１１，１１’の出力はディエンファシス回
路１４，１４’及びＬＰＦ１５，１５’を介してＬ，Ｒ
信号として取り出されると共に可変遅延線７，７’の制
御信号となって、巡回フィルタ１６，１６’の中心周波
数を制御する。
時のＳ／Ｎを改善し、ＦＭのステレオ受信エリアを拡大
することである。 【構成】 ＦＭＩＦ信号を分配器３でＬ，Ｒｃｈに分離
し、夫々スイッチング回路５，５’で副搬送波に同期し
てスイッチングし、巡回フィルタ１６，１６’を介して
ＦＭ復調器９，９’でＦＭ復調し、その復調出力より雑
音除去回路１１，１１’によってインパルスノイズを除
去する。回路１１，１１’の出力はディエンファシス回
路１４，１４’及びＬＰＦ１５，１５’を介してＬ，Ｒ
信号として取り出されると共に可変遅延線７，７’の制
御信号となって、巡回フィルタ１６，１６’の中心周波
数を制御する。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明はＦＭ受信機のステレオ復
調時のＳ／Ｎを改善するための改良に関する。
調時のＳ／Ｎを改善するための改良に関する。
【０００２】
【従来の技術】図２は従来のＦＭステレオ受信機のステ
レオ再生回路の例を示す。同図において、１は入力端
子、２はＩＦ段のバンドパスフィルタ（ＢＰＦ）、９は
ＦＭ復調器、１４，１４’はディエンファシス回路、１
７はステレオ復調器である。図２において、入力端子１
からＦＭのＩＦ信号を入力し、ＩＦ段のＢＰＦ（バンド
パスフィルタ）２で帯域制限を行い、ＦＭ復調器９によ
りコンポジット信号を得る。ＦＭ復調後、ステレオ復調
器１７によりコンポジット信号からステレオ左右信号を
分離し、ディエンファシス回路１４を通し左右のオーデ
ィオ信号Ｌ，Ｒを得る。ステレオ復調器１７としてはマ
トリクス方式とスイッチング方式の回路がある。
レオ再生回路の例を示す。同図において、１は入力端
子、２はＩＦ段のバンドパスフィルタ（ＢＰＦ）、９は
ＦＭ復調器、１４，１４’はディエンファシス回路、１
７はステレオ復調器である。図２において、入力端子１
からＦＭのＩＦ信号を入力し、ＩＦ段のＢＰＦ（バンド
パスフィルタ）２で帯域制限を行い、ＦＭ復調器９によ
りコンポジット信号を得る。ＦＭ復調後、ステレオ復調
器１７によりコンポジット信号からステレオ左右信号を
分離し、ディエンファシス回路１４を通し左右のオーデ
ィオ信号Ｌ，Ｒを得る。ステレオ復調器１７としてはマ
トリクス方式とスイッチング方式の回路がある。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】さて、ＦＭのコンポジ
ット信号は次式（１）で表わされ、そのスペクトラムは
図３のようになる。
ット信号は次式（１）で表わされ、そのスペクトラムは
図３のようになる。
【数１】 Ｓ＝（Ｌ＋Ｒ）＋（Ｌ−Ｒ）cosωｓｔ＋Ｐcos（ωｓ／２）ｔ （１） （ωｓ：副搬送波の角速度） コンポジット信号の帯域は５３ＫＨｚまでである。従っ
てステレオ再生を行う場合、ＦＭ復調は５３ＫＨｚまで
必要となる。ところでモノラル再生を行う場合は、メイ
ン信号（Ｌ＋Ｒ）まで、すなわち、１５ＫＨｚまでです
む。ＦＭ復調ノイズのスペクトラムは図４に示すように
三角ノイズとなるため、ステレオ再生出力はモノラル再
生出力に比べてＳ／Ｎの劣化が大きく、再生出力のディ
エンファシスを行うことを考慮した場合で理論上、２
１．７ｄＢの劣化となる。特にこの影響は弱電界で顕著
となる。
てステレオ再生を行う場合、ＦＭ復調は５３ＫＨｚまで
必要となる。ところでモノラル再生を行う場合は、メイ
ン信号（Ｌ＋Ｒ）まで、すなわち、１５ＫＨｚまでです
む。ＦＭ復調ノイズのスペクトラムは図４に示すように
三角ノイズとなるため、ステレオ再生出力はモノラル再
生出力に比べてＳ／Ｎの劣化が大きく、再生出力のディ
エンファシスを行うことを考慮した場合で理論上、２
１．７ｄＢの劣化となる。特にこの影響は弱電界で顕著
となる。
【０００４】本発明の目的は、ステレオ再生時のＳ／Ｎ
を改善し、ＦＭのステレオ受信エリアを拡大することを
目的とする。
を改善し、ＦＭのステレオ受信エリアを拡大することを
目的とする。
【０００５】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するた
め、本発明のＦＭ受信機は、ＦＭ受信信号のＩＦ信号
を、副搬送波に同期してスイッチングしてＦＭステレオ
Ｌ，Ｒ信号を分離するステレオ分離手段と、分離された
上記ＦＭステレオＬ，Ｒ信号を巡回フィルタを介してＦ
Ｍ復調するＦＭ復調手段と、ＦＭ復調出力から雑音を除
去する雑音除去手段と、上記雑音除去手段の出力に応じ
て上記巡回フィルタの中心周波数を制御する制御手段
と、を備えたことを要旨とする。
め、本発明のＦＭ受信機は、ＦＭ受信信号のＩＦ信号
を、副搬送波に同期してスイッチングしてＦＭステレオ
Ｌ，Ｒ信号を分離するステレオ分離手段と、分離された
上記ＦＭステレオＬ，Ｒ信号を巡回フィルタを介してＦ
Ｍ復調するＦＭ復調手段と、ＦＭ復調出力から雑音を除
去する雑音除去手段と、上記雑音除去手段の出力に応じ
て上記巡回フィルタの中心周波数を制御する制御手段
と、を備えたことを要旨とする。
【０００６】本発明において、前記雑音除去手段は、前
記副搬送波に応答して雑音除去動作が制御されるように
構成してもよい。
記副搬送波に応答して雑音除去動作が制御されるように
構成してもよい。
【０００７】また、前記巡回フィルタは、加算器、可変
遅延線及びゲインコントロール回路から成り、かつ前記
制御手段はループフィルタ及び可変遅延線制御アンプか
ら構成してもよい。
遅延線及びゲインコントロール回路から成り、かつ前記
制御手段はループフィルタ及び可変遅延線制御アンプか
ら構成してもよい。
【０００８】
【作用】本発明のＦＭ受信機では、ＩＦ段でステレオ
Ｌ，Ｒ信号が分離されるので、ＦＭ復調はオーディオ周
波数の帯域までで行われることになり、ステレオ復調時
のＳ／Ｎが改善される。この場合ＩＦスイッチングに伴
うＳ／Ｎの劣化は巡回フィルタを用いることにより抑制
でき、モノラル受信に近い高いＳ／Ｎが得られる。
Ｌ，Ｒ信号が分離されるので、ＦＭ復調はオーディオ周
波数の帯域までで行われることになり、ステレオ復調時
のＳ／Ｎが改善される。この場合ＩＦスイッチングに伴
うＳ／Ｎの劣化は巡回フィルタを用いることにより抑制
でき、モノラル受信に近い高いＳ／Ｎが得られる。
【０００９】
【実施例】以下図面に示す本発明の実施例を説明する。
図１は本発明によるＦＭ受信機の一実施例である。同図
において、１は入力端子、２はＩＦ段のＢＰＦ、３は分
配器、４は副搬送波同期信号発生器、５，５’はスイッ
チング回路、６，６’は加算器、７，７’は可変遅延
線、８，８’はゲインコントロール回路、９，９’はＦ
Ｍ復調器、１０，１０’はインパルスノイズ除去用パル
ス信号発生器、１１，１１’はインパルスノイズ除去回
路、１２，１２’はループフィルタ（ＬＰＦ）、１３，
１３’は可変遅延線制御アンプ、１４，１４’はディエ
ンファシス回路、１５，１５’はオーディオ用ローパス
フィルタ（ＬＰＦ）、１６，１６’は巡回フィルタであ
る。
図１は本発明によるＦＭ受信機の一実施例である。同図
において、１は入力端子、２はＩＦ段のＢＰＦ、３は分
配器、４は副搬送波同期信号発生器、５，５’はスイッ
チング回路、６，６’は加算器、７，７’は可変遅延
線、８，８’はゲインコントロール回路、９，９’はＦ
Ｍ復調器、１０，１０’はインパルスノイズ除去用パル
ス信号発生器、１１，１１’はインパルスノイズ除去回
路、１２，１２’はループフィルタ（ＬＰＦ）、１３，
１３’は可変遅延線制御アンプ、１４，１４’はディエ
ンファシス回路、１５，１５’はオーディオ用ローパス
フィルタ（ＬＰＦ）、１６，１６’は巡回フィルタであ
る。
【００１０】図１において、入力端子１より入力したＦ
ＭのＩＦ信号をＩＦ段のＢＰＦ２に通し分配器３でＬ，
Ｒの２系統に分配する。それぞれのＩＦ信号をスイッチ
ング回路５，５’でスイッチングする。スイッチングの
動作はスイッチング回路５と５’は反対で、すなわちス
イッチング回路５でＩＦ信号がＯＮのときスイッチング
回路５’はＯＦＦとなり、スイッチング回路５がＯＦＦ
のときにはスイッチング回路５’はＯＮとなるように動
作する。このスイッチングを副搬送波同期信号発生器４
より出力される３８ＫＨｚの方形波パルスのタイミング
で行うことによりＩＦ信号を左右ＩＦ信号ＩＦLとＩＦR
に分離できる。これ以降Ｌｃｈを例にとり説明する。図
５にＬｃｈの各部の波形を示す。（ａ）はスイッチング
前のＦＭ信号のデビエーションである。（ｂ）にスイッ
チングパルスを示す。この場合方形波パルスのＨｉの区
間でスイッチＯＮとなり、Ｌｏｗの区間でスイッチＯＦ
Ｆとなる。その結果（ｃ）に示すようにＬ側のデビエー
ションを取り出すことができる。スイッチングしたＩＦ
信号の時間波形は（ｂ）に示すようにバースト状の波形
となる。このバースト状のＩＦ信号を巡回フィルタ１
６’に通すことにより、無信号区間が補間された波形
（Ｅ）を得る。巡回フィルタ１６’は加算器６、可変遅
延線７、ゲインコントロール回路８より構成される。
ＭのＩＦ信号をＩＦ段のＢＰＦ２に通し分配器３でＬ，
Ｒの２系統に分配する。それぞれのＩＦ信号をスイッチ
ング回路５，５’でスイッチングする。スイッチングの
動作はスイッチング回路５と５’は反対で、すなわちス
イッチング回路５でＩＦ信号がＯＮのときスイッチング
回路５’はＯＦＦとなり、スイッチング回路５がＯＦＦ
のときにはスイッチング回路５’はＯＮとなるように動
作する。このスイッチングを副搬送波同期信号発生器４
より出力される３８ＫＨｚの方形波パルスのタイミング
で行うことによりＩＦ信号を左右ＩＦ信号ＩＦLとＩＦR
に分離できる。これ以降Ｌｃｈを例にとり説明する。図
５にＬｃｈの各部の波形を示す。（ａ）はスイッチング
前のＦＭ信号のデビエーションである。（ｂ）にスイッ
チングパルスを示す。この場合方形波パルスのＨｉの区
間でスイッチＯＮとなり、Ｌｏｗの区間でスイッチＯＦ
Ｆとなる。その結果（ｃ）に示すようにＬ側のデビエー
ションを取り出すことができる。スイッチングしたＩＦ
信号の時間波形は（ｂ）に示すようにバースト状の波形
となる。このバースト状のＩＦ信号を巡回フィルタ１
６’に通すことにより、無信号区間が補間された波形
（Ｅ）を得る。巡回フィルタ１６’は加算器６、可変遅
延線７、ゲインコントロール回路８より構成される。
【００１１】巡回フィルタ１６’を通したＩＦ信号をＦ
Ｍ復調器９によりＦＭ復調することによりステレオ左右
信号が分離されたオーディオ信号を得ることができる。
しかしスイッチングでＩＦ信号がＯＮになるポイントで
ＦＭ復調波形にインパルスノイズが発生する。これは巡
回フィルタ１６’を用いたことによるものである。すな
わち巡回フィルタ１６’により補間されたＩＦ信号と入
力信号との位相のずれから生じるものである。ＦＭ復調
信号をこのままオーディオ用ＬＰＦに通した場合歪みと
なってしまう。そこでインパルスノイズ除去回路１１’
でインパルスノイズを除去した上でディエンファシス回
路１４’を通した後オーディオ用ＬＰＦ１５’に通しＬ
信号出力を得る。
Ｍ復調器９によりＦＭ復調することによりステレオ左右
信号が分離されたオーディオ信号を得ることができる。
しかしスイッチングでＩＦ信号がＯＮになるポイントで
ＦＭ復調波形にインパルスノイズが発生する。これは巡
回フィルタ１６’を用いたことによるものである。すな
わち巡回フィルタ１６’により補間されたＩＦ信号と入
力信号との位相のずれから生じるものである。ＦＭ復調
信号をこのままオーディオ用ＬＰＦに通した場合歪みと
なってしまう。そこでインパルスノイズ除去回路１１’
でインパルスノイズを除去した上でディエンファシス回
路１４’を通した後オーディオ用ＬＰＦ１５’に通しＬ
信号出力を得る。
【００１２】インパルスノイズ除去の様子を図６に示
す。（ａ）はスイッチングパルスであるが、（ｇ）のよ
うにスイッチングＯＮになるポイントでインパルス雑音
が発生する。これを除去するためにインパルスノイズ除
去用パルス信号発生器１０’により、スイッチングパル
スの立上りに同期したパルス信号（ｆ）を得る。インパ
ルス雑音の幅は約５μｓであるため、（ｆ）のパルス幅
（Ｈの区間）はそれ以上とする。このパルス信号（ｆ）
でインパルス雑音除去回路１１’の動作を制御する。Ｈ
ｉの区間で入力信号をホールドすることで、インパルス
雑音を除去した波形（ｈ）が得られる。図７にインパル
スノイズ除去回路の一例を示す。これはサンプルホール
ド回路の一例で、２０，２１は差動増幅器、２２はサン
プリング用ＦＥＴ、Ｄ1，Ｄ2はダイオード、Ｃ1，Ｃ2は
コンデンサ、Ｒ1〜Ｒ4は抵抗である。入力端子（Ａ）よ
り信号Ｓ1を入力し、端子（Ｃ）に入力するタイミング
パルスで出力端子（Ｂ）よりサンプルホールドされた出
力が得られる。なお、この回路ではサンプルホールドの
タイミングパルスのＨｉとＬｏｗを逆転させ、直流分を
カットしグランド中心となるようにシフトさせた信号Ｓ
2によりサンプルホールドを行う。この場合電圧がプラ
スのときサンプル動作となり、マイナスのときホールド
動作となる。
す。（ａ）はスイッチングパルスであるが、（ｇ）のよ
うにスイッチングＯＮになるポイントでインパルス雑音
が発生する。これを除去するためにインパルスノイズ除
去用パルス信号発生器１０’により、スイッチングパル
スの立上りに同期したパルス信号（ｆ）を得る。インパ
ルス雑音の幅は約５μｓであるため、（ｆ）のパルス幅
（Ｈの区間）はそれ以上とする。このパルス信号（ｆ）
でインパルス雑音除去回路１１’の動作を制御する。Ｈ
ｉの区間で入力信号をホールドすることで、インパルス
雑音を除去した波形（ｈ）が得られる。図７にインパル
スノイズ除去回路の一例を示す。これはサンプルホール
ド回路の一例で、２０，２１は差動増幅器、２２はサン
プリング用ＦＥＴ、Ｄ1，Ｄ2はダイオード、Ｃ1，Ｃ2は
コンデンサ、Ｒ1〜Ｒ4は抵抗である。入力端子（Ａ）よ
り信号Ｓ1を入力し、端子（Ｃ）に入力するタイミング
パルスで出力端子（Ｂ）よりサンプルホールドされた出
力が得られる。なお、この回路ではサンプルホールドの
タイミングパルスのＨｉとＬｏｗを逆転させ、直流分を
カットしグランド中心となるようにシフトさせた信号Ｓ
2によりサンプルホールドを行う。この場合電圧がプラ
スのときサンプル動作となり、マイナスのときホールド
動作となる。
【００１３】次に巡回フィルタ１６’の制御について説
明する。本システムにおいてＩＦスイッチングによるＳ
／Ｎ劣化をカバーするためには、巡回フィルタ１６’の
ループゲインを０．９９程度必要とし、そのときの３ｄ
Ｂ帯域は約３４ＫＨｚとなる。当然ＦＭ信号を通すには
巡回フィルタ１６’の中心周波数をデビエーションにあ
わせて追従させる必要がある。本方式ではＩＦスイッチ
ング後のすでにＬ，Ｒ分離された信号に対し巡回フィル
タ１６’を用いるため、３８ＫＨｚ成分を追従する必要
はなく、Ｌｃｈ成分（図５（ｃ）の点線のＬｃｈ成分）
を追従すればよい。巡回フィルタ１６’の中心周波数の
制御は可変遅延線７’の遅延時間を制御することで行
う。制御信号にはインパルスノイズ除去回路１１’の出
力を用いる。回路１１’の出力をループフィルタ（ＬＰ
Ｆ）１２’に通し、可変遅延線駆動アンプ１３’に入力
し、その出力電圧で可変遅延線７’の遅延時間を制御す
る。図８に可変遅延線の制御電圧と遅延時間の関係を示
す。なお、可変遅延線７’の可変範囲はＦＭの瞬時周波
数（１０．６２５〜１０．７７５ＭＨｚ）の逆数をカバ
ーできる範囲とする。
明する。本システムにおいてＩＦスイッチングによるＳ
／Ｎ劣化をカバーするためには、巡回フィルタ１６’の
ループゲインを０．９９程度必要とし、そのときの３ｄ
Ｂ帯域は約３４ＫＨｚとなる。当然ＦＭ信号を通すには
巡回フィルタ１６’の中心周波数をデビエーションにあ
わせて追従させる必要がある。本方式ではＩＦスイッチ
ング後のすでにＬ，Ｒ分離された信号に対し巡回フィル
タ１６’を用いるため、３８ＫＨｚ成分を追従する必要
はなく、Ｌｃｈ成分（図５（ｃ）の点線のＬｃｈ成分）
を追従すればよい。巡回フィルタ１６’の中心周波数の
制御は可変遅延線７’の遅延時間を制御することで行
う。制御信号にはインパルスノイズ除去回路１１’の出
力を用いる。回路１１’の出力をループフィルタ（ＬＰ
Ｆ）１２’に通し、可変遅延線駆動アンプ１３’に入力
し、その出力電圧で可変遅延線７’の遅延時間を制御す
る。図８に可変遅延線の制御電圧と遅延時間の関係を示
す。なお、可変遅延線７’の可変範囲はＦＭの瞬時周波
数（１０．６２５〜１０．７７５ＭＨｚ）の逆数をカバ
ーできる範囲とする。
【００１４】以上Ｌｃｈを例に本システムの動作説明を
行ったが、Ｒｃｈの場合も同様である。ただＲｃｈの場
合、ＩＦのスイッチングをＬｃｈの場合と逆にする。ま
たインパルスノイズが図６（ｂ）の方形波パルスの立下
りの部分で発生するため、インパルスノイズ除去パルス
信号発生器１０により方形波パルスの立下りに同期した
パルスを出力しインパルスノイズの除去を行う。すなわ
ちインパルスノイズ除去のタイミングをＬｃｈの場合に
対し１３μsec（３８ＫＨｚの半周期分）ずらせばよい
ことになる。
行ったが、Ｒｃｈの場合も同様である。ただＲｃｈの場
合、ＩＦのスイッチングをＬｃｈの場合と逆にする。ま
たインパルスノイズが図６（ｂ）の方形波パルスの立下
りの部分で発生するため、インパルスノイズ除去パルス
信号発生器１０により方形波パルスの立下りに同期した
パルスを出力しインパルスノイズの除去を行う。すなわ
ちインパルスノイズ除去のタイミングをＬｃｈの場合に
対し１３μsec（３８ＫＨｚの半周期分）ずらせばよい
ことになる。
【００１５】
【発明の効果】以上説明したように本発明によれば、Ｉ
Ｆスイッチングと巡回フィルタを組み合わせることによ
り、ＩＦスイッチングによるＦＭ復調後のＳ／Ｎ劣化が
抑えられる。そのため、ＩＦ段でステレオ左右信号を分
離しＦＭ復調をオーディオの帯域までとすることで、ス
テレオ再生時のＳ／Ｎを改善することができる。また、
巡回フィルタによる狭帯域化の効果によりスレショール
ドレベルも改善できステレオ受信の感度が向上する。
Ｆスイッチングと巡回フィルタを組み合わせることによ
り、ＩＦスイッチングによるＦＭ復調後のＳ／Ｎ劣化が
抑えられる。そのため、ＩＦ段でステレオ左右信号を分
離しＦＭ復調をオーディオの帯域までとすることで、ス
テレオ再生時のＳ／Ｎを改善することができる。また、
巡回フィルタによる狭帯域化の効果によりスレショール
ドレベルも改善できステレオ受信の感度が向上する。
【図１】本発明の一実施例を示すブロック図である。
【図２】従来のステレオ復調回路を示すブロック図であ
る。
る。
【図３】ＦＭコンポジット信号のスペクトラム図であ
る。
る。
【図４】ＦＭ復調ノイズのスペクトラム図である。
【図５】上記実施例のＩＦスイッチング時の各部の波形
図である。
図である。
【図６】インパルス雑音発生とその除去の様子を示す波
形図である。
形図である。
【図７】インパルス雑音除去回路の一例を示す回路図で
ある。
ある。
【図８】可変遅延線の制御電圧と遅延時間の関係を示す
図である。
図である。
１ 入力端子 ２ ＩＦ段のＢＰＦ ３ 分配器 ４ 副搬送波同期信号発生器 ５，５’ スイッチング回路 ６，６’ 加算器 ７，７’ 可変遅延線 ８，８’ ゲインコントロール回路 ９，９’ ＦＭ復調器 １０，１０’ インパルスノイズ除去用パルス信号発生
器 １１，１１’ インパルスノイズ除去回路 １２，１２’ ループフィルタ（ＬＰＦ） １３，１３’ 可変遅延線制御アンプ １４，１４’ ディエンファシス回路 １５，１５’ オーディオ用ＬＰＦ １６，１６’ 巡回フィルタ １７ ステレオ復調器
器 １１，１１’ インパルスノイズ除去回路 １２，１２’ ループフィルタ（ＬＰＦ） １３，１３’ 可変遅延線制御アンプ １４，１４’ ディエンファシス回路 １５，１５’ オーディオ用ＬＰＦ １６，１６’ 巡回フィルタ １７ ステレオ復調器
Claims (3)
- 【請求項１】 ＦＭ受信信号のＩＦ信号を、副搬送波に
同期してスイッチングしてＦＭステレオＬ，Ｒ信号を分
離するステレオ分離手段と、分離された上記ＦＭステレ
オＬ，Ｒ信号を巡回フィルタを介してＦＭ復調するＦＭ
復調手段と、ＦＭ復調出力から雑音を除去する雑音除去
手段と、上記雑音除去手段の出力に応じて上記巡回フィ
ルタの中心周波数を制御する制御手段と、を備えたこと
を特徴とするＦＭ受信機。 - 【請求項２】 前記雑音除去手段は、前記副搬送波に応
答して雑音除去動作が制御されるように構成されたこと
を特徴とする請求項１に記載のＦＭ受信機。 - 【請求項３】 前記巡回フィルタは、加算器、可変遅延
線及びゲインコントロール回路から成り、かつ前記制御
手段はループフィルタ及び可変遅延線制御アンプから成
ることを特徴とする請求項１に記載のＦＭ受信機。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP16292294A JPH088863A (ja) | 1994-06-22 | 1994-06-22 | Ｆｍ受信機 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP16292294A JPH088863A (ja) | 1994-06-22 | 1994-06-22 | Ｆｍ受信機 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH088863A true JPH088863A (ja) | 1996-01-12 |
Family
ID=15763792
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP16292294A Pending JPH088863A (ja) | 1994-06-22 | 1994-06-22 | Ｆｍ受信機 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH088863A (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6521304B1 (en) | 1996-12-20 | 2003-02-18 | Kikkoman Corporation | Luminescent tool, its auxiliary member and method of preserving bioluminescent composition used in the tool and the auxiliary member |
| CN105548711A (zh) * | 2015-12-08 | 2016-05-04 | 北京航空航天大学 | 一种多频信息滤波递推解调方法 |
-
1994
- 1994-06-22 JP JP16292294A patent/JPH088863A/ja active Pending
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6521304B1 (en) | 1996-12-20 | 2003-02-18 | Kikkoman Corporation | Luminescent tool, its auxiliary member and method of preserving bioluminescent composition used in the tool and the auxiliary member |
| CN105548711A (zh) * | 2015-12-08 | 2016-05-04 | 北京航空航天大学 | 一种多频信息滤波递推解调方法 |
| CN105548711B (zh) * | 2015-12-08 | 2018-06-12 | 北京航空航天大学 | 一种多频信息滤波递推解调方法 |
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