JPH09117127A

JPH09117127A - 自己消弧素子のゲート駆動装置及び電力変換器のゲート駆動装置

Info

Publication number: JPH09117127A
Application number: JP27280095A
Authority: JP
Inventors: Shigetoshi Okamatsu; 茂俊岡松; Arata Kimura; 新木村; Makoto Tachikawa; 真立川
Original assignee: Hitachi Ltd
Current assignee: Hitachi Ltd
Priority date: 1995-10-20
Filing date: 1995-10-20
Publication date: 1997-05-02

Abstract

(57)【要約】【課題】コンデンサＣ４充電のための専用直流電源を
使わない安価なゲート駆動装置を提供する。【解決手段】ターンオン時にもターンオフ時にも作用
するオンオフ用コンデンサＣ４を使用する。自己消弧素
子ＧＴＯのゲート接合（Ｇ・Ｋ）と前記オンオフ用コン
デンサＣ４とオン用直流電源ＶＯＮＨと限流用インピー
ダンスＩＭＰとターンオン時に閉じるオン用スイッチＴ
ｒ３とを含む順電流供給閉回路を形成する。この閉回路
でゲート接合（Ｇ・Ｋ）に順方向電流を供給し、かつオ
ンオフ用コンデンサＣ４を充電する。ゲート接合（Ｂ・
Ｋ）とオンオフ用コンデンサＣ４とターンオフ時に閉じ
るオフ用スイッチＴｒ４とを含む逆電流供給閉回路を備
える。この閉回路を通してオンオフ用コンデンサＣ４の
電荷を放電し、かつゲート接合（Ｇ・Ｋ）に逆方向電流
を供給する。オンオフ用コンデンサＣ４を充電するため
の電源は順電流供給閉回路にもともと必要なオン用直流
電源ＶＯＮＨである。充電専用の電源ではない。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、ゲートターンオフ
（ＧＴＯ）サイリスタやパワートランジスタ（ＰＴｒ）
等の自己消弧素子のゲート駆動装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】自己消弧素子は、交流から直流あるいは
直流から交流等に電力変換するコンバータやインバータ
等の電力変換器、特に十数ｋＷ以上の大容量電力変換器
に多用されている。自己消弧素子にオンゲート信号・オ
フゲート信号を適宜に出力するゲート駆動装置も数多く
提案されている。オフゲート信号としての好ましい条件
は、自己消弧素子のターンオフ時間を短縮しスイッチン
グロスを低減するための電流上昇率（ｄｉ／ｄｔ）が高
くて幅が数〜十数μＳの高ｄｉ／ｄｔ電流を包含するこ
と、所要のターンオフゲート電荷量を供給すること、自
己消弧素子を非導通状態に維持するゲート逆電圧を与え
ること等々である。

【０００３】そのような条件を満足するものとして、例
えば特開昭６２−９２７６５号公報記載のゲート駆動装
置がある。これは直流電源でオフ専用コンデンサを予め
高い電圧に充電しておき、ターンオフ時に閉じるオフ用
スイッチを介してその電荷を放電し、オフゲート信号電
流（自己消弧素子のゲート接合に対する逆方向電流）を
形成する方式である。

【０００４】

【発明が解決しようとする課題】オフ専用コンデンサを
予め充電する上記従来の方式はそれを充電するための専
用の直流電源を必要とする。このため構造が複雑とな
る。一方、最近のゲートターンオフサイリスタのように
遮断電流が大きくなってくると、ターンオフ時間を従来
並に短縮するために、オフ専用コンデンサの初期充電電
圧を高く設定する必要がある。その結果、オフゲート信
号の電流ピーク値も過大となり、オフ専用コンデンサの
放電を制御するオフ用スイッチの大容量化を招く。尚、
本件の先願には同一出願人による特願平６−３１６２６
１号がある。この先願は、本件発明と同様の技術思想か
ら成る。

【０００５】本発明の目的は、コンデンサ充電のための
専用直流電源を使わない安価なゲート駆動装置を提供す
ることである。更に本発明の目的は効果的に充電電圧を
高め、オフゲート信号の電流上昇率（ｄｉ／ｄｔ）を高
めることである。更に本発明の目的はオフゲート信号の
電流ピーク値を低減し、オフ用スイッチの耐量を緩和す
ることである。更に本発明の目的はオフゲート信号電流
の上昇率を高める別の手段を提供することである。

【０００６】

【課題を解決するための手段】本発明は、ターンオン時
にもターンオフ時にも作用するオンオフ用コンデンサを
使用する。具体的には自己消弧素子のゲート接合と前記
オンオフ用コンデンサとオン用直流電源と限流用インピ
ーダンスとターンオン時に閉じるオン用スイッチとを含
む順電流供給閉回路を形成する。この閉回路にてゲート
接合に対して順方向電流を供給し、かつオンオフ用コン
デンサを充電する。更に本発明はゲート接合とオンオフ
用コンデンサとターンオフ時に閉じるオフ用スイッチと
を含む逆電流供給閉回路を備える。この閉回路を通して
オンオフ用コンデンサの電荷を放電し、かつゲート接合
に逆方向電流を供給する。オンオフ用コンデンサを充電
するための電源は順電流供給閉回路にもともと必要なオ
ン用直流電源である。このため、充電専用の電源は不要
となる。

【０００７】本発明においては、前記限流用インピーダ
ンスを抵抗とインダクタンスの並列回路とする。オン用
スイッチを閉じた時にインダクタンス・オンオフ用コン
デンサを主役とする過渡現象を生じ、オンオフ用コンデ
ンサを過充電（充電電圧＞オン用直流電源電圧）する。
このため、逆電流供給閉回路において利用可能な充電電
圧のレベルが高まり、ゲート接合に供給する逆方向電流
（オフゲート信号電流）の電流上昇率が高くなる。イン
ダクタンスは順電流供給閉回路における電流上昇率を低
めるように作用する。インダクタンスと並列の抵抗はこ
の弊害を緩和するように作用する。

【０００８】更に本発明は、前記順電流供給閉回路を備
え、前記逆電流供給閉回路を備える。さらに、順電流供
給閉回路におけるゲート接合とオン用スイッチを含み、
順電流供給閉回路におけるオン用直流電源より低電圧の
第２オン用直流電源と限流用抵抗を含む第２順電流供給
閉回路を備える。オンゲート信号電流は順電流供給閉回
路・第２順電流供給閉回路の各電流の合成値となる。

【０００９】更に本発明は、さらにゲート接合と前記オ
フ用スイッチとオフ用直流電源を含む第２逆電流供給閉
回路を備える。オフゲート信号電流は逆電流供給閉回路
・第２逆電流供給閉回路の各電流の合成値となる。逆電
流供給閉回路の主たる役割は電流上昇率（ｄｉ／ｄｔ）
を高めることである。第２逆電流供給閉回路の主たる役
割は所要のターンオフゲート電荷量を供給し、かつ自己
消弧素子を非導通状態に維持するためのゲート逆電圧を
与えることである。逆電流供給閉回路におけるオンオフ
用コンデンサの充電電圧を高く設定すれば逆電流の電流
上昇率は高まる。半面、オンオフ用コンデンサは所要の
ターンオフゲート電荷量を供給する役割分担を負わない
ので、コンデンサ容量を適度に小さく設定し得る。この
ため、放電電流は急速に立ち上がるが、途中で電荷が不
足し中高の電流ピーク値にとどまる動作態様とすること
が可能になる。

【００１０】更に本発明を実施する際に各閉回路相互間
の干渉の問題が生ずる。一方から他方へ電流が回り込む
現象である。この難点は干渉防止用ダイオードを適宜に
配置する慣用技術を使って解消することができる。

【００１１】更に本発明は前記逆電流供給閉回路と前記
第２逆電流供給閉回路を統合したものである。統合後の
共用逆電流供給閉回路はゲート接合とオフ用スイッチと
オフ用直流電源を含み、さらにオンオフ用コンデンサを
含む。共用逆電流供給閉回路の動作は、オンオフ用コン
デンサの電荷をオフ用直流電源で加速して放電する態様
となる。これはオンオフ用コンデンサの初期充電電圧を
オフ用直流電源電圧に相当する分だけ高く設定するのと
同効であり、その分だけ放電直後の電流上昇率（ｄｉ／
ｄｔ）が高くなる。この場合のオンオフ用コンデンサに
対しては、並列に該オンオフ用コンデンサの逆充電を阻
止する逆充電防止用ダイオードを接続する。逆充電防止
用ダイオードがないと、オンオフ用コンデンサの容量を
高めオンオフ用コンデンサを介して所要のターンオフゲ
ート電荷量を供与する必要が生じ、放電時の電流ピーク
値を制限できなくなる。

【００１２】

【発明の実施の形態】本発明の実施の形態を図１〜図３
を使って説明する。本実施の形態は自己消弧素子ＧＴＯ
をゲートターンオフサイリスタとするものである。本実
施の形態に係るゲート駆動装置は自己消弧素子ＧＴＯの
ゲート接合（Ｇ・Ｋ）とオンオフ用コンデンサＣ４とオ
ン用直流電源ＶＯＮＨと限流用インピーダンスＩＭＰと
自己消弧素子ＧＴＯのターンオン時に閉じるオン用スイ
ッチＴｒ３とを含み、ゲート接合（Ｇ・Ｋ）に順方向電
流を供給しかつオンオフ用コンデンサＣ４を充電する順
電流供給閉回路を備える。さらに、ゲート接合（Ｇ・
Ｋ）とオンオフ用（オンオフハイパルス用）コンデンサ
Ｃ４と自己消弧素子ＧＴＯのターンオフ時に閉じるオフ
用スイッチＴｒ３とを含み、オンオフ用コンデンサＣ４
の電荷を放電してゲート接合（Ｇ・Ｋ）に対する逆方向
電流を形成する逆電流供給閉回路を備える。

【００１３】さらに、ゲート接合（Ｇ・Ｋ）とオン用ス
イッチＴｒ３を含み、オン用直流電源ＶＯＮＨより低電
圧の第２オン用直流電源ＶＯＮＬと限流用抵抗Ｒ１を含
み、ゲート接合（Ｇ・Ｋ）に順方向電流を供給する第２
順電流供給閉回路を備える。さらに、ゲート接合（Ｇ・
Ｋ）とオフ用スイッチＴｒ３とオフ用直流電源ＶＯＦＦ
を含み、ゲート接合（Ｇ・Ｋ）に逆方向電流を供給する
第２逆電流供給閉回路を備える。本実施の形態における
限流用インピーダンスＩＭＰは抵抗Ｒ４とインダクタン
スＬ１の並列回路である。

【００１４】以下、もう少し細かく説明する。図１の商
用周波数交流電源Ｅを整流器ＲＥＣ１にて整流し、平滑
コンデンサＣ１に供給する。平滑コンデンサＣ１の正極
を変圧器Ｔのセンタータップ（１０）付一次巻線のセン
タータップ１０に接続する。センタータップ付一次巻線
の両端１１・１２に各トランジスタＴｒ１・Ｔｒ２の正
極を接続す。トランジスタＴｒ１・Ｔｒ２の負極と平滑
コンデンサＣ１の負極を接続する。以上の部分は定電圧
形インバータの主要部となる。トランジスタＴｒ１・Ｔ
ｒ２は定電圧制御回路ＡＶＲによって電圧目標値ＶＲと
電圧フィードバック値ＶＦがほぼ一致するように高周波
数でオンオフ制御される。電圧フィードバック値ＶＦは
変圧器Ｔの電圧検出用巻線４１〜４２（端子ないしはタ
ップ４１から４２までの範囲の巻線。以下、同じ要領で
表示する）から整流器ＲＥＣ２を介して得られる。

【００１５】変圧器Ｔのセンタータップ（２０）付出力
巻線２１〜２４は、２１〜２２・２２〜２０・２０〜２
３・２３〜２４の順で同極性かつ直列に接続されてお
り、巻線２１〜２０・２０〜２４はオン用直流電源ＶＯ
ＮＨのための高電圧巻線となる。出力端子２１は整流用
ダイオードＤ１のアノードに接続され、出力端子２４は
整流用ダイオードＤ４のアノードに接続される。整流用
ダイオードＤ１・Ｄ４の各カソードは相互に接続され、
接続点に平滑用コンデンサＣ２の正極が接続される。平
滑用コンデンサＣ２とその前段の充電回路はオン用直流
電源ＶＯＮＨを形成する。

【００１６】一方、巻線２２〜２０・２０〜２３は第２
オン用直流電源ＶＯＮＬのための低電圧巻線となる。出
力端子２２は整流用ダイオードＤ２のアノードに接続さ
れ、出力端子２３は整流用ダイオードＤ３のアノードに
接続される。整流用ダイオードＤ２・Ｄ３の各カソード
は相互に接続され、接続点に平滑用コンデンサＣ３の正
極が接続される。平滑用コンデンサＣ３とその前段の充
電回路は第２オン用直流電源ＶＯＮＬを形成する。

【００１７】平滑用コンデンサＣ２の正極側にハイパル
ス電流制限用のインピーダンスＩＭＰが接続され、その
他端に干渉防止用ダイオードＤ６のアノードが接続され
る。干渉防止用ダイオードＤ６のカソードはオンオフ用
コンデンサＣ４を介して自己消弧素子ＧＴＯのゲート端
子Ｇに接続される。

【００１８】平滑用コンデンサＣ３の正極に限流用抵抗
Ｒ１および干渉防止用ダイオードＤ５が直列に接続さ
れ、干渉防止用ダイオードＤ５のカソードは自己消弧素
子ＧＴＯのゲート端子Ｇに接続される。

【００１９】自己消弧素子ＧＴＯのカソード端子Ｋと平
滑用コンデンサＣ２・Ｃ３の負極との間にオン用スイッ
チとしての電界効果型トランジスタＴｒ３が接続され
る。電界効果型トランジスタＴｒ３は抵抗Ｒ２を介して
オンオフ制御信号ＶＧ１で制御される。

【００２０】一方、変圧器Ｔのセンタータップ（３０）
付出力巻線３１〜３２は、３１〜３０・３０〜３２の順
に同極性かつ直列に接続されており、オフ用直流電源Ｖ
ＯＦＦのための電圧巻線となる。出力端子３１は整流用
ダイオードＤ８のカソードに、また出力端子３２は整流
用ダイオードＤ９のカソードに接続される。整流用ダイ
オードＤ８・Ｄ９のアノードは互いに接続され、接続点
に平滑コンデンサＣ５の負極が接続される。変圧器Ｔの
センタータップ３０は平滑コンデンサＣ５の正極に接続
される。平滑用コンデンサＣ５とその前段の充電回路は
オフ用直流電源ＶＯＦＦを形成する。

【００２１】オフ用直流電源ＶＯＦＦの負電位点と自己
消弧素子ＧＴＯのゲート端子Ｇとの間にゲート端子Ｇ側
をアノードとする干渉防止用ダイオードＤ７が接続され
る。オフ用直流電源ＶＯＦＦの高電位点と自己消弧素子
ＧＴＯのカソード端子Ｋとの間にオフ用スイッチとして
の電界効果型トランジスタＴｒ４が接続される。電界効
果型トランジスタＴｒ４は抵抗Ｒ３を介して制御電圧Ｖ
Ｇ１で制御される。

【００２２】次に図１・図２装置の動作を図３を使って
説明する。自己消弧素子ＧＴＯをターンオンする場合
は、図３（１）の制御電圧ＶＧ１を負電圧にセットす
る。制御電圧ＶＧ１が負電圧になると、図１のオン用ス
イッチ（電界効果型トランジスタ）Ｔｒ３はオン、オフ
用スイッチ（電界効果型トランジスタ）Ｔｒ４はオフと
なる。ここで、高電圧のオン用直流電源ＶＯＮＨが働い
て、自己消弧素子ＧＴＯのゲート接合（Ｇ・Ｋ）にオン
オフ用コンデンサＣ４を経由するハイパルス状の順方向
電流を供給する。図３（３）のＣ４電流の正半波がこれ
に該当する。これにともない、オンオフ用コンデンサＣ
４の電圧は図３（２）のように上昇する。このオンオフ
用コンデンサＣ４電圧はインダクタンスＬ１による前記
過充電作用によってオン用直流電源ＶＯＮＨよりも高い
電圧レベルに達する。一方、低電圧の第２オン用直流電
源ＶＯＮＬも働いて、ゲート接合（Ｇ・Ｋ）に限流用抵
抗Ｒ１を経由する広幅な順方向電流が供給される。ゲー
ト接合（Ｇ・Ｋ）を流れる順方向電流（オンゲート信号
電流）は以上の各順方向電流を足し加えた値となる。か
くして、自己消弧素子ＧＴＯはターンオンしかつオン状
態を保持する。

【００２３】以上のオン動作の過程で、より高電圧のオ
ン用直流電源ＶＯＮＨおよびオンオフ用コンデンサＣ４
はターンオン時のスイッチングロス軽減に有用な高電流
上昇率（ｄｉ／ｄｔ）の順電流を形成するように作用
し、またオンオフ用コンデンサＣ４が高い電圧レベルに
充電されて次のターンオフに備える。インダクタンスＬ
１はこの充電の電圧レベルを高めるように作用する。抵
抗Ｒ４はインダクタンスＬ１による高電流上昇率に対す
る抑制効果を緩和するように作用する。

【００２４】自己消弧素子ＧＴＯをターンオフする場合
は図３（１）の制御電圧ＶＧ１を正電圧にセットする。
これにより、オン用スイッチＴｒ３はオフ、オフ用スイ
ッチＴｒ３はオンとなる。同時に、オンオフ用コンデン
サＣ４の電荷が放電し、ゲート接合（Ｇ・Ｋ）に対する
逆方向電流を形成する。図３（３）におけるＣ４電流の
負半波はこれに該当する。この放電電流はターンオフ時
のスイッチングロス軽減に有用な高電流上昇率（ｄｉ／
ｄｔ）の逆方向電流となる。オンオフ用コンデンサＣ４
電圧がオフ用直流電源ＶＯＦＦの電圧レベルに下降した
段階でオフ用直流電源ＶＯＦＦが働き、干渉防止用ダイ
オードＤ７を介して、さらに継続する逆方向電流を与え
続ける。図３（４）のＤ７電流はこれに該当する。ゲー
ト接合（Ｇ・Ｋ）が非導通特性を回復するとＤ７電流は
消するが、その後もオフ用直流電源ＶＯＦＦはオフ保持
に必要なゲート逆電圧を与え続ける。

【００２５】以上のオフ動作の過程で、高電圧に充電さ
れたオンオフ用コンデンサＣ４はターンオフ時のスイッ
チングロス軽減に有用な高電流上昇率（ｄｉ／ｄｔ）の
順方向電流を形成するように作用し、またオンオフ用コ
ンデンサＣ４が低い電圧レベルに落ち込み、次のターン
オン動作に備える。オフ用スイッチＴｒ４を介してゲー
ト接合（Ｇ・Ｋ）に供給される逆方向電流の合計は図３
（６）のＴｒ４電流となるが、その波形面積（ターンオ
フゲート電荷量）のほとんどはＤ７電流（オフ用直流電
源ＶＯＦＦによる電流）によって賄われる。波形面積に
対するＣ４電流負半波の寄与は軽微であって構わない。

【００２６】図３（７）のオンオフゲート信号は以上の
各順方向電流・各逆方向電流を統合した電流波形とな
る。その負半波（逆方向電流ないしはオフ電流）はｔ１
＜ｔ＜ｔ２期間の高ｄｉ／ｄｔ部、ｔ２＜ｔ＜ｔ３期間
の中間部、ｔ３＜ｔ＜ｔ４期間の減衰部に区分される。
一般の三角波と比較すると、頂上が潰れた台形波状の特
色をもつ。この波形形成に重要なパラメータはオンオフ
用コンデンサＣ４の充電電圧とコンデンサ容量である。
高めの充電電圧、低めのコンデンサ容量とすればこの特
色が得られる。高めの充電電圧、高めのコンデンサ容量
であったのでは、オンオフ用コンデンサＣ４の放電によ
る電流ピーク値ＩＣＰ１が過大となる。オンオフ用コン
デンサＣ４をターンオフゲート電荷量供給の負担から開
放して、その放電が数マイクロ秒で終了する程度の低容
量値に選定すれば、大電流遮断時に図３（７）の負半波
に相当するオフゲート信号電流（逆方向電流）が得られ
る。なお、オンオフ用コンデンサＣ４の充電は最小オン
の間に完了すれば良いので、適当なインピーダンスＩＭ
Ｐを挿入することによってＣ４電流（順方向電流）のピ
ーク値ＩＣＰ１を制限できる。

【００２７】図１・図２においては、駆動対象をゲート
ターンオフサイリスタＧＴＯとしたが、パワートランジ
スタ（ＰＴｒ）であってもほぼ同様である。この場合の
ゲート接合はパワートランジスタ（ＰＴｒ）におけるエ
ミッタとベースの間の接合である。

【００２８】本発明の他の実施の形態を図４および図５
を使って説明する。前記図１〜図３の部品符号をここに
そのまま転用し、重複する説明を割愛する。図１〜図３
の実施の形態は逆電流供給閉回路および第２逆電流供給
閉回路を使用する。図４および図５の実施の形態はそれ
らを統合一本化した共用逆電流供給閉回路を使用する。
共用逆電流供給閉回路は、ゲート接合（Ｇ・Ｋ）とオフ
用スイッチＴｒ４とオフ用直流電源ＶＯＦＦを含み、オ
ンオフ用コンデンサＣ４を含む閉回路である。オンオフ
用コンデンサＣ４の電荷をオフ用直流電源ＶＯＦＦで加
速して放電しかつゲート接合（Ｇ・Ｋ）に逆方向電流を
供給する。オンオフ用コンデンサＣ４の充電電圧とオフ
用直流電源ＶＯＦＦは順直列の関係である。Ｄ７はオン
オフ用コンデンサＣ４と並列に接続された逆充電防止用
ダイオードである。これはオンオフ用コンデンサＣ４の
逆充電（図示と逆の極性の充電）を阻止する。

【００２９】図４および図５のオフ用直流電源ＶＯＦＦ
電圧はオンオフ用コンデンサＣ４の充電電圧に加算され
る。その和電圧がオフ用スイッチＴｒ４を閉じた時の逆
方向電流の電流上昇率を規定する。これはオンオフ用コ
ンデンサＣ４の充電電圧がオフ用直流電源ＶＯＦＦ電圧
の分だけ高くなったのと等価であり、逆方向電流の電流
上昇率を高め得る。逆充電防止用ダイオードＤ７の役割
は同じ部品符号の図１〜図３の干渉防止用ダイオードＤ
７とは少し異なる。図１〜図３の干渉防止用ダイオード
Ｄ７はオンオフ用コンデンサＣ４の電荷がオン用直流電
源ＶＯＦＦ（平滑用コンデンサＣ５）に逆らって放電す
るのを防止する。この点では異なる。しかし、図３
（４）に示すＤ７電流を流す点では同じである。図４お
よび図５の逆充電防止用ダイオードＤ７がないと、図示
極性のオンオフ用コンデンサＣ４の電荷放電後に引き続
いて図示とは逆極性に逆充電され、ターンオフゲート電
荷量供給のための負担が重くなる。この場合はオンオフ
用コンデンサＣ４を介して所要のターンオフゲート電荷
量を供与しなければならないので、高めのコンデンサ電
圧・高めのコンデンサ容量の弊害が生じ放電による電流
ピーク値が過大となる。逆充電防止用ダイオードＤ７が
ある場合は、オンオフ用コンデンサＣ４は所定のターン
オフゲート電荷量を供給する負担を負う必要がなくな
り、図１のものと同効果となる。

【００３０】

【発明の効果】本発明においては、コンデンサ充電のた
めの専用直流電源が不要となり、その分だけゲート駆動
装置が安価となる。更に本発明は、オンオフ用コンデン
サを過充電するので、オフゲート信号電流（逆方向電
流）の電流上昇率（ｄｉ／ｄｔ）を高め得る。更に本発
明はオフゲート信号電流の電流ピーク値を低減し、オフ
用スイッチの耐量を緩和することに役立つ。請求項４に
対応する発明はオンオフ用コンデンサの電荷放電を加速
するので、オフゲート信号電流（逆方向電流）の電流上
昇率（ｄｉ／ｄｔ）向上に寄与する。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の実施の形態を示す回路図である。

【図２】図１の回路を要約した概略回路図である。

【図３】以上の実施の形態の動作波形図である。

【図４】本発明の他の実施の形態を示す回路図である。

【図５】図４の回路を要約した概略回路図である。

【符号の説明】

Ｅ商用周波数交流電源ＲＥＣ１、ＲＥＣ２整流器ＡＶＲ定電圧制御回路ＶＲ電圧目標値ＶＦ電圧フィードバック値Ｃ１、Ｃ２、Ｃ３、Ｃ５平滑用コンデンサＣ４オンオフ用コンデンサＴ変圧器Ｔｒ１、Ｔｒ２トランジスタＴｒ３オン用スイッチＴｒ４オフ用スイッチＤ１、Ｄ２、Ｄ３、Ｄ４、Ｄ８、Ｄ９整流用ダイオー
ドＤ５、Ｄ６干渉防止用ダイオードＤ７干渉防止用ダイオード（逆充電防止用ダイオー
ド）Ｒ１限流用抵抗Ｒ２、Ｒ３、Ｒ４抵抗ＩＭＰ限流用インピーダンスＬ１インダクタンスＶＯＮＨオン用直流電源ＶＯＮＬ第２オン用直流電源ＶＯＦＦオフ用直流電源ＧＴＯ自己消弧素子Ｇゲート端子Ｋカソード端子ＶＧ１オンオフ制御信号

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】自己消弧素子のゲート接合とオンオフ用
コンデンサとオン用直流電源と限流用インピーダンスと
前記自己消弧素子のターンオン時に閉じるオン用スイッ
チとを含み、前記ゲート接合に順方向電流を供給しかつ
前記オンオフ用コンデンサを充電する順電流供給閉回路
を備え、前記ゲート接合と前記オンオフ用コンデンサと前記自己
消弧素子のターンオフ時に閉じるオフ用スイッチとを含
み、前記オンオフ用コンデンサの電荷を放電しかつ前記
ゲート接合に逆方向電流を供給する逆電流供給閉回路を
備えたことを特徴とする自己消弧素子のゲート駆動装
置。
【請求項２】限流用インピーダンスを抵抗とインダク
タンスの並列回路とする請求項１記載の自己消弧素子の
ゲート駆動装置。
【請求項３】請求項１記載の順電流供給閉回路を備
え、請求項１記載の逆電流供給閉回路を備え、前記順電流供給閉回路におけるゲート接合とオン用スイ
ッチを含み、さらに前記順電流供給閉回路におけるオン
用直流電源より低電圧の第２オン用直流電源と限流用抵
抗を含み、前記ゲート接合に順方向電流を供給する第２
順電流供給閉回路を備え、前記ゲート接合と前記逆電流供給閉回路におけるオフ用
スイッチとオフ用直流電源を含み、前記ゲート接合に逆
方向電流を供給する第２逆電流供給閉回路を備えたこと
を特徴とする自己消弧素子のゲート駆動装置。
【請求項４】請求項３記載の自己消弧素子のゲート駆
動装置において、請求項３記載の逆電流供給閉回路およ
び第２逆電流供給閉回路に代えて、ゲート接合とオフ用
スイッチとオフ用直流電源を含み、さらにオンオフ用コ
ンデンサを含み、前記オンオフ用コンデンサの電荷を前
記オフ用直流電源で加速して放電しかつ前記ゲート接合
に逆方向電流を供給する共用逆電流供給閉回路を形成
し、前記オンオフ用コンデンサと並列に該オンオフ用コンデ
ンサの逆充電を阻止する逆充電防止用ダイオードを接続
した自己消弧素子のゲート駆動装置。
【請求項５】上記自己消弧素子はゲートターンオフサ
イリスタとする請求項１〜４のいずれかに記載の自己消
弧素子のゲート駆動装置。
【請求項６】自己消弧素子を用いて構成された電力変
換器の、オンオフ制御信号に基づいてオンオフゲート信
号を出力する電力変換器のゲート駆動装置において、高
い電流上昇率を有する立上り部分と、電流変化率の小さ
い中間部分と、自己消弧素子がターンオフした後の電流
減衰部分及びゲート逆電圧とからなるオフゲート信号を
出力するようにゲート駆動回路を構成した電力変換器の
ゲート駆動装置において、ゲート駆動回路の構成は、基
準電位の共通なオンゲート信号用高電圧源とオンゲート
信号用低電圧源及び基準電位の異なるオフゲート信号用
電圧源の三つの電圧源を備え、前記オンゲート信号用高
電圧源に直列に限流用インピーダンスと第一の逆流阻止
ダイオードとオンオフ用コンデンサを接続し、前記オン
オフ用コンデンサの他端を自己消弧素子のゲート端子に
接続し、前記オンゲート信号用低電圧源には直列に電流
制限用抵抗器及び第二の逆流阻止ダイオードを接続し、
該第二の逆流阻止ダイオードの他端を前記自己消弧素子
のゲート端子に接続し、前記自己消弧素子のカソード端
子と前記オンゲート信号用高電圧源とオンゲート信号用
低電圧源の共通の電位点との間に第一の半導体スイッチ
を接続し、前記第一の逆流阻止ダイオードとオンオフ用
コンデンサとの接続点を前記オフゲート信号用電圧源の
高電位端に接続し、該オフゲート信号用電圧源の基準電
位端と前記自己消弧素子のゲート端子との間に干渉防止
用ダイオードを接続し、前記オフゲート信号用電圧源の
高電位端と前記自己消弧素子のカソード端子との間に第
二の半導体スイッチを接続し、前記第一の半導体スイッ
チをオンパルス発生時にオンさせ、前記第二の半導体ス
イッチをオフパルス発生時にオンさせるようにしたこと
を特徴とする電力変換器のゲート駆動装置。
【請求項７】請求項５の電力変換器のゲート駆動装置
において、ゲート駆動回路の構成は、基準電位の共通な
オンゲート信号用高電圧源とオンゲート信号用低電圧源
及び基準電位の異なるオフゲート信号用電圧源の三つの
電圧源を備え、前記オンゲート信号用高電圧源に直列に
限流用インピーダンスと第一の逆流阻止ダイオードとオ
ンオフ用コンデンサ／干渉防止用ダイオードの並列体を
接続し、前記オンオフ用コンデンサ／干渉防止用ダイオ
ードの並列体の他端を自己消弧素子のゲート端子に接続
し、前記オンゲート信号用低電圧源には直列に電流制限
用抵抗器及び第二の逆流阻止ダイオードを接続し、該第
二の逆流阻止ダイオードを前記自己消弧素子のゲート端
子に接続し、前記自己消弧素子のカソード端子と前記オ
ンゲート信号用高電圧源とオンゲート信号用低電圧源の
共通の電位点との間に第一の半導体スイッチを接続し、
前記第一の逆流阻止ダイオードとオンオフ用コンデンサ
／干渉防止用ダイオードの並列体との接続点を前記オフ
ゲート信号用電圧源の基準電位に接続し、該オフゲート
信号用電圧源の他端を第二の半導体スイッチを介して前
記自己消弧素子のカソードに接続し、前記第一の半導体
スイッチをオンパルス発生時にオンさせ、前記第二の半
導体スイッチをオフパルス発生時にオンさせるようにし
たことを特徴とする電力変換器のゲート駆動装置。
【請求項８】請求項６又は７の電力変換器のゲート駆
動装置において、限流用インピーダンスは抵抗器とイン
ダクタンスの並列体で構成したことを特徴とする電力変
換器のゲート駆動装置。
【請求項９】請求項５〜８のいずれかに記載の電力変
換器のゲート駆動装置において、自己消弧素子はゲート
ターンオフサイリスタとする電力変換器のゲート駆動装
置。