JPH09159465A

JPH09159465A - 光ファイバジャイロ

Info

Publication number: JPH09159465A
Application number: JP32064595A
Authority: JP
Inventors: Tsurashi Yamamoto; 貫志山本; Shinichi Kawada; 伸一河田; Takeshi Hojo; 武北條; Yoshiyuki Okada; 芳幸岡田; Isao Masuzawa; 功益沢
Original assignee: Tokimec Inc
Current assignee: Tokyo Keiki Inc
Priority date: 1995-12-08
Filing date: 1995-12-08
Publication date: 1997-06-20

Abstract

(57)【要約】【課題】光ファイバジャイロにおけるバイアス、特に
光学的に発生するバイアスを除去することを目的とす
る。【解決手段】位相変調方式又はデルタセロダイン方式
の光ファイバジャイロにおいて、位相制御器には、周期
Ｔの位相制御電圧信号Ｖ_Sとこの位相制御電圧信号Ｖ_S
により発生する振幅変調に起因した光学的バイアスを修
正するための周期Ｔの矩形波信号Ｖ₂とが加算されて供
給される。矩形波信号Ｖ₂は大きさが一定Ｈであり且つ
位相制御電圧信号Ｖ_Sの極大及び極小点にて極性が反転
する。この矩形波信号Ｖ₂の大きさＨ及び極性は光学的
バイアスが最小となるようにと選択される。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、例えば航空機、船
舶、自動車等の角速度計として使用して好適な光ファイ
バジャイロに関する。

【０００２】

【従来の技術】光ファイバジャイロは角速度を計測する
装置として広く使用されており、小型で且つ高い信頼性
を有する長所がある。光ファイバジャイロは光のサグナ
ック効果（サニャック効果ともいう。）を利用して角速
度を計測するように構成されている。干渉型の光ファイ
バジャイロとして、例えば位相変調方式がある。

【０００３】先ず図６を参照して位相変調方式の光ファ
イバジャイロを説明する。光ファイバジャイロ装置は、
半導体レーザ、発光ダイオード等の発光器１と検出光を
電流に変換する受光器２と１本の光ファイバを複数回巻
いて形成された光ファイバループ３と偏光子４と光ファ
イバを伝播する光を合成し又は分岐する第１及び第２の
カプラ５、６と光ファイバループ３の一端に設けられた
位相変調器８とを有する。

【０００４】発光器１より出力された光は第１のカプラ
５及び偏光子４を経由し、第２のカプラ６によって２つ
の伝播光に分岐され、光ファイバループ３を互いに反対
方向に伝播する。即ち、一方は光ファイバループ３を右
周りに伝播し、他方は左周りに伝播する。

【０００５】光ファイバループ３に外から角速度Ωが加
わると、サグナック効果によって、光ファイバループ３
内を互いに反対方向に伝播する光の間に位相差Δθが生
じる。斯かる位相差Δθはサグナック位相差と称され、
角速度Ωに比例し、次の式で表される。

【０００６】

【数１】Δθ＝（２πＤＬ／λｃ）Ω

【０００７】ここに、Ｄは光ファイバループ３のループ
径、Ｌは光ファイバループ３の長さ、λは発光器１から
出力される光の波長、ｃは光速、Ωは光ファイバループ
３のループの中心軸線周りの角速度を表す。

【０００８】位相変調方式によると、光ファイバループ
３を右周りに伝播する光と左周りに伝播する光は位相変
調器８によってそれぞれ位相変調される。光ファイバル
ープ３を右周りに伝播する光Ｅ_Cと左周りに伝播する光
Ｅ_CCは光ファイバループ３の両端にて次のように表され
る。

【０００９】

【数２】Ｅ_C＝Ｅ₀ｓｉｎ（ωｔ−Δθ／２＋β₀）Ｅ_CC＝Ｅ₀ｓｉｎ（ωｔ＋Δθ／２＋β_T）

【００１０】ここに、Ｅ₀は振幅、ωは光の周波数に対
する角周波数、ｔは時間、Δθ／２はサグナック効果に
より生じた位相差、β₀及びβ_Tは位相変調器８によっ
て生成された位相差である。右周りに伝播する光Ｅ_Cの
位相差β₀は光ファイバループ３を右周りに伝播してか
ら光ファイバループ３の出口にて位相変調されて生成し
たものであり、左周りに伝播する光Ｅ_CCの位相差β_Tは
光ファイバループ３の入口にて位相変調されてから光フ
ァイバループ３を左周りに伝播した光に生成されたもの
である。

【００１１】斯かる２つの伝播光Ｅ_C、Ｅ_CCは第２のカ
プラ６によって合成され、干渉光は第１のカプラ５を経
由して受光器２によって検出される。受光器２によって
検出される干渉光の強さＩは次の式によって表される。

【００１２】

【数３】Ｉ＝２Ｅ₀ ²〔１＋ｃｏｓ（Δθ＋β_T−β₀）〕＝２Ｅ₀ ²〔１＋ｃｏｓ（Δθ＋Δβ）〕＝２Ｅ₀ ²（１＋ｃｏｓｘ）

【００１３】但し、Δβ＝β_T−β₀、ｘ＝Δθ＋Δβ
である。位相変調をしない方式（Δβ＝０）では、受光
器２によって検出される干渉光の強さＩは位相差Δθの
余弦値ｃｏｓΔθの関数だから、入力角速度Ωが小さい
と、干渉光の強さＩの変動量が小さく、正確な位相差Δ
θを得られない。位相変調方式（Δβ≠０）では、正弦
曲線の勾配が大きい領域に動作点があるから、入力角速
度Ωが小さいときでも正確な位相差Δθを得ることがで
きる。

【００１４】位相変調は角周波数ω_mの基準周波数の正
弦波を使用して行われる。斯かる場合、位相差β_T及び
β₀は次の式によって表される。

【００１５】

【数４】β_T＝βｓｉｎ（ω_mｔ＋ω_m・τ／２） β₀＝βｓｉｎ（ω_mｔ−ω_m・τ／２）

【００１６】ここに、βは定数、τは光が光ファイバル
ープ３を伝播するのに要する時間である。この式より２
つの位相差β_T、β₀の差Δβ＝β_T−β₀を求めると
次のようになる。

【００１７】

【数５】Δβ＝β_T−β₀＝２βｓｉｎ（ω_m・τ／
２）・ｃｏｓω_mｔ＝ｚｃｏｓω_mｔ

【００１８】ここにｚは位相変調度と称され次の式によ
って表される。

【００１９】

【数６】ｚ＝２βｓｉｎω_mτ／２

【００２０】位相変調度ｚは位相変調器８に供給される
電圧信号の大きさによって変化する。数５の式の位相差
Δβを数３の式に代入すると次の式が得られる。

【００２１】

【数７】Ｉ＝２Ｅ₀ ²〔１＋ｃｏｓΔθ・｛Ｊ₀（ｚ）＋
２Σ_k=1Ｊ_2k（ｚ）ｃｏｓ２ｋ・ω_mｔ｝−２ｓｉｎΔ
θ・Σ_k=0Ｊ_2k+1（ｚ）ｓｉｎ（２ｋ＋１）ω_mｔ〕

【００２２】Ｅ_Oは光の強さに関係する定数、ω_mは位
相変調器８によって付与された角周波数、ｚは位相変調
度、Ｊ₀、Ｊ₁、Ｊ₂、・・・はベッセル関数、ｔは時
間である。

【００２３】数７の式は次の数８の式のように表され
る。

【００２４】

【数８】Ｉ＝Ｉ₀−Ｉ₁ｓｉｎω_mｔ＋Ｉ₂ｃｏｓ２ω
_mｔ−Ｉ₃ｓｉｎ３ω_mｔ＋Ｉ₄ｃｏｓ４ω_mｔ＋・・
・

【００２５】但し、Ｉ₀、Ｉ₁、Ｉ₂、Ｉ₃、Ｉ₄は次
の数９の式によって表される。尚、Ｉ₀は直流成分、Ｉ
₁は１倍波成分、Ｉ₂は２倍波成分、Ｉ₃は３倍波成分
等と称される。

【００２６】

【数９】Ｉ₀＝２Ｅ₀ ²｛１＋Ｊ₀（ｚ）ｃｏｓΔθ｝Ｉ₁＝４Ｅ₀ ²Ｊ₁（ｚ）ｓｉｎΔθ Ｉ₂＝４Ｅ₀ ²Ｊ₂（ｚ）ｃｏｓΔθ Ｉ₃＝４Ｅ₀ ²Ｊ₃（ｚ）ｓｉｎΔθ Ｉ₄＝４Ｅ₀ ²Ｊ₄（ｚ）ｃｏｓΔθ

【００２７】位相変調方式の光ファイバジャイロ装置で
は、受光器２が受光する干渉光の強さＩは数９の式に示
されるように、ｃｏｓΔθの項ばかりでなくｓｉｎΔθ
の項を含むから、入力角速度Ωが小さくサグナック位相
差Δθの値が小さいときには、ｓｉｎΔθの項を取り出
してサグナック位相差Δθを求めれば正確な値が得られ
る。

【００２８】再び図６を参照する。光ファイバジャイロ
装置は更に電流電圧変換器７と信号発生器１１と同期検
波器１２と信号処理部１３とを有する。電流電圧変換器
７は受光器２より出力された電流信号を電圧信号に変換
し、それを同期検波部１２に出力する。信号発生器１１
は角周波数ω_mの基準信号を発生する信号発生部と斯か
る基準信号を倍周して角周波数２ω_m、３ω_m、４ω_m
のパルス信号を生成する倍周器とを有する。

【００２９】同期検波器１２は信号発生器１１より供給
された角周波数ω_m、２ω_m、３ω _m、４ω_mの信号と
電流電圧変換器７より出力された電圧信号を入力する。
先ず、干渉光の強度信号Ｉより直流成分Ｉ_Oを除去す
る。次に、角周波数ω_m、２ω _m、３ω_m、４ω_mの信
号によって干渉光の強度信号Ｉを同期検波し、１倍波成
分Ｉ₁、２倍波成分Ｉ₂、３倍波成分Ｉ₃及び４倍波成
分Ｉ₄等の信号成分を得る。

【００３０】これらの信号を使用してサグナック位相差
Δθを求めるためには、数９の式よりＥ₀、Ｊ
₁（ｚ）、Ｊ₂（ｚ）、Ｊ₃（ｚ）、Ｊ₄（ｚ）を消去
すればよい。例えば、Ｊ₁（ｚ）＝Ｊ₂（ｚ）であれば
よい。Ｊ₁（ｚ）＝Ｊ₂（ｚ）を満たす変調度ｚのうち
最大値を最適な変調度ｚ₀とすると、ｚ₀≒２．６３で
ある。従って、変調度ｚ≒２．６３となるように位相変
調器８によって位相変調すればよい。それによって、数
９の２式を使用してサグナック位相差Δθが求められ
る。これは信号処理部１３によって演算される。

【００３１】図７を参照して従来の光ファイバジャイロ
の他の例を示す。本例の光ファイバジャイロはデルタセ
ロダイン方式であり、本願出願人と同一の出願人によっ
て出願された特願平７−１９３３５７号に開示されてお
り、詳細は同出願を参照されたい。本例の光ファイバジ
ャイロは、光源である発光器１と受光した光を電流信号
に変換する受光器２と光ファイバループ３と偏光子４と
２つのカプラ５、６と電流信号を電圧信号に変換する電
流電圧変換器７と光ファイバループ３を伝播する光の位
相を制御するための位相制御器８とを有し、更に、信号
処理部３１、積分器３２、デルタセロダイン部３３、角
度角速度演算部３４、切り換え信号発生部３５及び基準
位相制御部３６を有する。

【００３２】ここで本例による光ファイバジャイロの概
念を説明する。本例による光ファイバジャイロでは、位
相制御器８によって干渉光の強さ信号Ｉに２つの位相
差、即ち、基準位相差Δβとランプ位相差σを生成させ
る。先ず基準位相差Δβについて説明する。

【００３３】本例によると基準位相差Δβは、時間Ｔ_A
及びＴ_Bごとに交互に変化し、時間Ｔ_AではΔβ_A＝−
（２ｎ−１）π／２、時間Ｔ_BではΔβ_B＝＋（２ｎ−
１）π／２となる。

【００３４】尚、基準位相差Δβの周期Ｔ＝Ｔ_A＋Ｔ_B
は一定であるが、時間Ｔ_A、Ｔ_Bは入力角速度Ω＝０の
時を除いて異なり、一般にＴ_A≠Ｔ_Bである。これにつ
いては後に詳細に説明する。周期Ｔは、伝播光が光ファ
イバループ３を伝播するのに要する時間τより充分大き
いものとする。例えば、時間τの数１０倍〜数１００倍
であってよい。

【００３５】ｎは正の整数であるが、以下では随時ｎ＝
１として説明する。ｎ＝１の場合には、Δβ_A＝−π／
２、Δβ_B＝＋π／２となる。数３の式にこのΔβ_A及
びΔβ_Bを代入すると次の式が得られる。尚、定数２Ｅ
₀ ²＝Ｉ₀と置く。

【００３６】

【数１０】Ｉ_A＝Ｉ₀〔１＋ｃｏｓ（Δθ＋Δβ_A）〕＝Ｉ₀〔１＋ｃｏｓ（Δθ−π／２）〕＝Ｉ₀（１＋ｓｉｎΔθ）Ｉ_B＝Ｉ₀〔１＋ｃｏｓ（Δθ＋Δβ_B）〕＝Ｉ₀〔１＋ｃｏｓ（Δθ＋π／２）〕＝Ｉ₀（１−ｓｉｎΔθ）

【００３７】基準位相差がΔβ_A＝−π／２のときとΔ
β_B＝＋π／２のときの干渉光の強さ信号Ｉの差ΔＩを
求める。

【００３８】

【数１１】ΔＩ＝Ｉ_A−Ｉ_B＝Ｉ₀（１＋ｓｉｎΔθ）
−Ｉ₀（１−ｓｉｎΔθ）＝２Ｉ₀ｓｉｎΔθ ΔＩ／２＝Ｉ₀ｓｉｎΔθ

【００３９】図８を参照して説明する。図８Ａは数３の
式のグラフであり、位相差ｘと干渉光の強さＩの関係を
表すのによく用いられる。斯かるグラフにて、横軸は位
相差ｘ（＝Δθ＋Δβ）、縦軸は干渉光の強さＩ（ｘ）
である。図８Ａの下側に示された図８Ｂ及び図８Ｃは横
軸（図８Ａの縦軸方向）が時間、縦軸（図８Ａの横軸方
向）が位相差ｘ（＝Δθ＋Δβ）である。図８Ａの右側
に示された図８Ｄ及び図８Ｅは横軸（図８Ａの横軸方
向）が時間、縦軸（図８Ａの縦軸方向）が干渉光の強さ
Ｉである。

【００４０】図８Ａの曲線上の丸印Ａ、Ｂはサグナック
位相差Δθ＝０の場合の動作点を示し、丸印Ａ’、Ｂ’
はサグナック位相差Δθ≠０の場合の動作点を示す。

【００４１】図８Ｂはサグナック位相差Δθ＝０の場合
の位相ｘ（＝Δθ＋Δβ）の波形を示し、図８Ｃはサグ
ナック位相差Δθ≠０の場合の位相ｘ（＝Δθ＋Δβ）
の波形を示す。図８Ｄはサグナック位相差Δθ＝０の場
合の干渉光の強さＩを表し、同様に、図８Ｅはサグナッ
ク位相差Δθ≠０の場合の干渉光の強さＩを表す。

【００４２】図８Ｂ及び図８Ｄに示すように、サグナッ
ク位相差Δθ＝０の場合には、位相ｘ（＝Δθ＋Δβ＝
Δβ）は上述のように時間Ｔ_A及びＴ_B毎に交互に−π
／２と＋π／２に変化する矩形波だから、干渉光の強さ
Ｉは図８Ｄに示すように（スパイク状の突起部を除い
て）一定値となる。

【００４３】しかしながら、図８Ｃ及び図８Ｅに示すよ
うに、サグナック位相差Δθ≠０の場合には、図８Ｃに
示すように位相ｘの値は時間Ｔ_A及びＴ_B毎に交互にΔ
θ−π／２とΔθ＋π／２に変化し、このとき干渉光の
強さＩは図８Ｅに示すように（スパイク状の突起部を除
いて）時間Ｔ_A及びＴ_B毎に交互に変化する。

【００４４】図８Ｅの矩形波のハイレベルは位相ｘ＝Δ
θ＋Δβ_A＝Δθ−π／２のときの干渉光の強さＩ_Aを
表し、矩形波のロウレベルは位相ｘ＝Δθ＋Δβ_B＝Δ
θ＋π／２のときの干渉光の強さＩ_Bを表す。従って、
図８Ｅの矩形波のハイレベルとロウレベルの差は、偏差
ΔＩ＝Ｉ_A−Ｉ_Bに対応している。即ち、図８Ｅの矩形
波のハイレベルとロウレベルの差の大きさは数１１の式
の右辺を表す。

【００４５】図８Ｄにて干渉光の強さＩの値が時間Ｔ_A
及びＴ_B毎にスパイク状の突起部を有するのは、図８Ｂ
にて示す位相波形ｘの値がｘ_A＝Δθ＋Δβ_Aとｘ_B＝
Δθ＋Δβ_Bとの間を変化するときに、図８Ａの正弦波
の上を動作点が、それぞれ、ＡからＢへ又はＢからＡへ
移動し、干渉光の強さＩが増加するからである。同様
に、図８Ｅにて干渉光の強さＩの値が時間Ｔ_A及びＴ_B
毎にスパイク状の突起部を有するのは、図８Ｃにて示す
位相波形ｘの値がｘ_A＝Δθ＋Δβ_Aとｘ_B＝Δθ＋Δ
β_Bとの間を変化するときに、図８Ａの正弦波の上を動
作点が、それぞれ、Ａ’からＢ’へ又はＢ’からＡ’へ
移動し、干渉光の強さＩが増加するからである。

【００４６】次にランプ位相差σについて説明する。本
例によると、図８Ｅの矩形波のハイレベルとロウレベル
の差ΔＩを求めて数１１の式を使用して位相差Δθを演
算する代わりに、干渉光の強さ信号Ｉに、基準位相差Δ
βに加えて更にランプ関数位相差σを生成させる。斯か
る場合、数１０の式及び数１１の式の代わりに次の式が
得られる。

【００４７】

【数１２】Ｉ_A＝Ｉ₀〔１＋ｃｏｓ（Δθ＋Δβ_A＋σ）〕＝Ｉ₀〔１＋ｃｏｓ（Δθ−π／２＋σ）〕＝Ｉ₀〔１＋ｓｉｎ（Δθ＋σ）〕Ｉ_B＝Ｉ₀〔１＋ｃｏｓ（Δθ＋Δβ_B＋σ）〕＝Ｉ₀〔１＋ｃｏｓ（Δθ＋π／２＋σ）〕＝Ｉ₀〔１−ｓｉｎ（Δθ＋σ）〕

【００４８】

【数１３】 ΔＩ＝Ｉ_A−Ｉ_B＝２Ｉ₀ｓｉｎ（Δθ＋σ） ΔＩ／２＝Ｉ₀ｓｉｎ（Δθ＋σ）

【００４９】本例によると、後に詳細に説明するが、Δ
θ＋σ＝０となるように、ランプ位相差σが制御され
る。従って、本例の制御ループの安定点では、符号を無
視してサグナック位相差Δθはランプ位相差σに等し
い。

【００５０】

【数１４】Δθ＝−σ

【００５１】これを数１２の式及び数１３の式に代入し
て、制御ループの安定点における干渉光の強さ信号Ｉ、
偏差信号ΔＩ及び振幅ΔＩ／２が求められる。

【００５２】

【数１５】Ｉ_A＝Ｉ_B＝Ｉ₀ ΔＩ＝ΔＩ／２＝０

【００５３】干渉光の強さ信号Ｉに基準位相差Δβに加
えて更にランプ位相差σを生成させる場合も、図８を参
照して説明した議論が成り立つ。制御ループの安定点で
は、Δθ＋σ＝０だから、位相ｘはｘ＝Δθ＋σ＋Δβ
＝Δβとなり、図８の例にてサグナック位相差Δθ＝０
の場合と同様な状態となる。従って、動作点は図８Ａの
曲線上の丸印Ａ、Ｂに戻り、図８Ｂに示す如き位相ｘ＝
Δβ＝±π／２となり、干渉光の強さ信号Ｉは図８Ｄに
示す如き一定値Ｉ₀となる。

【００５４】入力角速度Ωが変化してサグナック位相差
Δθが変化すると、動作点は図８Ａの曲線上の丸印
Ａ’、Ｂ’に移り、位相ｘは図８Ｃのように変化し干渉
光の強さ信号Ｉは図８Ｅに示すように変化するが、ラン
プ位相差σを制御することによって動作点は再び安定点
Ａ、Ｂに移動する。サグナック位相差Δθの値に拘ら
ず、制御ループの安定点では動作点Ａ、Ｂは正弦波の勾
配が最も大きい領域の定点にあるから、動作点が正弦波
の勾配が小さい領域にて移動する場合に比べてより良好
な感度を得ることができる。

【００５５】再び図７を参照する。信号処理部３１は電
流電圧変換器７の出力信号Ｖ_Iを入力して振幅ΔＩ／２
に対応した電圧信号Ｖ₀を生成する。図１０Ａに信号処
理部３１の入力信号Ｖ_Iに対応した干渉光の強さＩの波
形を示し、図１０Ｂに出力信号Ｖ₀に対応したΔＩ／２
の波形を示す。尚、制御ループの安定点では、数１５の
式に示したようにΔＩ／２＝０であり、従って電圧信号
Ｖ₀は０である。

【００５６】斯かる電圧信号Ｖ₀は積分器３２によって
時間積分され、その積分値Ｖ_Rはデルタセロダイン部３
３に供給される。デルタセロダイン部３３は積分値Ｖ_R
に対応した傾斜を有する三角形波信号、即ち、デルタセ
ロダイン波信号Ｖ_Sを生成する。

【００５７】位相制御器８はデルタセロダイン波信号Ｖ
_Sによって光ファイバループ３を伝播する光を位相制御
する。それによって干渉光の強さ信号Ｉに位相差ｘが生
成される。干渉光の強さ信号Ｉの位相ｘは次のように表
される。

【００５８】

【数１６】ｘ＝Δθ＋α_S＝Δθ＋σ＋Δβ＝Δθ＋σ
±（２ｎ−１）π／２

【００５９】ここに、Δθは入力角速度Ωによって生成
されたサグナック位相差、α_Sはデルタセロダイン波信
号Ｖ_Sによって生成されたデルタセロダイン位相差であ
る。また、σはデルタセロダイン波信号Ｖ_Sに含まれる
ランプ信号によって生成されたランプ位相差、Δβはデ
ルタセロダイン波信号Ｖ_Sに含まれる基準信号によって
生成された基準位相差である。

【００６０】上述のように、基準位相差Δβは時間Ｔ_A
及びＴ_B毎にΔβ_AとΔβ_Bに変化する。時間Ｔ_Aにお
ける干渉光の強さ信号Ｉの位相をｘ_A、デルタセロダイ
ン位相差をα_SAとし、時間Ｔ_Bにおける干渉光の強さ信
号Ｉの位相をｘ_B、デルタセロダイン位相差をα_SBとす
る。これらは次のように表される。

【００６１】

【数１７】ｘ_A＝Δθ＋α_SA＝Δθ＋σ＋Δβ_A＝Δθ
＋σ−（２ｎ−１）π／２ｘ_B＝Δθ＋α_SB＝Δθ＋σ＋Δβ_B＝Δθ＋σ＋（２
ｎ−１）π／２

【００６２】ランプ位相差σは、後に説明するように、
デルタセロダイン波信号Ｖ_Sの傾斜等によって求めるこ
とができる。角度角速度演算部３４はセロダイン波信号
Ｖ_Sよりランプ位相差σ又はサグナック位相差Δθを求
め、更に入力角速度Ωを演算する。

【００６３】切り換え信号発生部３５は時間Ｔ_A、Ｔ_B
毎に交互に符号が変化する周期Ｔ＝Ｔ_A＋Ｔ_Bの切り換
え信号Ｖ_Cを生成する。また基準位相制御部３６はセロ
ダイン波信号Ｖ_Sの傾斜に寄与する電圧信号Ｖ^*を生成
する。

【００６４】図９及び図１０を参照して本例による信号
処理部３１の構成及び動作を説明する。図９に示すよう
に、信号処理部３１は、直流除去器３１−１と交流増幅
器３１−２と同期検波器３１−３とを有する。信号処理
部３１は、上述のように図１０Ａに示す如き電流電圧変
換器７の出力信号Ｖ_Iを入力して図１０Ｂに示す如き矩
形波信号ΔＩ／２に相当する出力信号Ｖ₀を生成する。

【００６５】電流電圧変換器７の出力信号Ｖ_Iは図８Ｄ
又は図８Ｅに示す干渉光の強さ信号Ｉに相当している。
即ち、干渉光の強さ信号Ｉは時間Ｔ_A及びＴ_B毎に数１
２の式に示すＩ_AとＩ_Bに変化する。数１２の式より明
らかなように、Ｉ_AとＩ_Bの中間の値はＩ₀である。従
って図１０Ｂに示すように、干渉光の強さ信号Ｉより定
数Ｉ₀を減算することによって、時間Ｔ_A及びＴ_B毎に
交互に＋ΔＩ／２と−ΔＩ／２に変化する矩形波信号Δ
Ｉ／２が得られる。

【００６６】直流除去器３１−１は電流電圧変換器７の
出力信号Ｖ_Iより直流成分Ｉ₀を除去する。図１０Ｃは
直流除去器３１−１の出力信号Ｖ_I’の波形を示す。電
流電圧信号変換器７より出力された干渉光の強さ信号Ｉ
の波形は図８Ｄ又は図８Ｅに示したように実際には矩形
波のハイレベルとロウレベルとの切り換え時にてスパイ
ク状の突起を有する。従って直流除去器３１−１の出力
信号Ｖ_I’の波形も、実際にはそれに対応したスパイク
状の突起を有する。図１０Ａに示した直流除去器３１−
１の出力信号Ｖ_I’の波形では、説明の便宜のため、斯
かるスパイク状の突起は省略されている。

【００６７】図１０Ｃの矩形波信号Ｖ_I’を同期検波す
れば、振幅ΔＩ／２に比例した値が得られるが、本例で
はより高い精度を達成するために、交流増幅器３１−２
を通過させる。図１０Ｄは交流増幅器３１−２の出力信
号Ｖ_I”の波形を示す。交流増幅器３１−２によって矩
形波信号Ｖ_I’は交流増幅され、図１０Ｄに示す如き、
時間Ｔ_A、Ｔ_B毎に交互に符号が変化する交流波形
Ｖ_I”が得られる。交流増幅器３１−２はバンドパスフ
ィルタを有しており、それによって高周波に富むスパイ
ク状の突起が除去されるが、図１０Ｄに示すように僅か
な位相遅れＴ_Fが生ずる。

【００６８】交流増幅器３１−２の出力信号Ｖ_I”は同
期検波器３１−３に供給され、時間Ｔ_A、Ｔ_B毎に交互
に符号が変化する切り換え信号Ｖ_Cによって同期検波さ
れる。図１０Ｅは同期検波器３１−３の出力信号
Ｖ_I’”の波形を示す。同期検波器３１−３は例えば時
間Ｔ_Bだけ極性を反転させる機能を有する回路であって
よい。斯かる信号Ｖ_I’”の直流成分Ｖ₀は振幅ΔＩ／
２に比例する。

【００６９】こうして信号処理部３１は振幅ΔＩ／２に
比例した直流電圧信号Ｖ₀を生成し、それを積分器３２
に供給する。

【００７０】積分器３２は斯かる直流電圧信号Ｖ₀を時
間積分し、得られた積分信号Ｖ_Rをデルタセロダイン部
３３に供給する。本例の信号処理部３１は上述のように
交流増幅方式にて構成されているが、所要のゲインが得
られるなら従来の如き同期検波器１２によって構成して
もよい。

【００７１】以上は、制御ループが未だ安定点に達して
いない場合の説明であるが、制御ループが安定点に達し
た場合には、電流電圧変換器７の出力信号Ｖ_Iは図１０
Ａの破線にて示す如き一定値Ｉ₀となり、直流除去器３
１−１の出力信号Ｖ_I’は図１０Ｃに示す矩形波ではな
く一定値０である。従って信号処理部３１の出力信号Ｖ
₀はゼロとなる。

【００７２】図１１及び図１２を参照して本例のデルタ
セロダイン部３３の構成及び動作を説明する。デルタセ
ロダイン部３３は、図１１に示すように、Ｔ_A／Ｔ_B切
り換え器３３−１と加算器３３−２とデルタセロダイン
積分器３３−３とを有する。Ｔ_A／Ｔ_B切り換え器３３
−１は、切り換え信号発生部３５より供給された切り換
え信号Ｖ_Cと基準位相制御部３６より供給された電圧信
号Ｖ^*とを入力し、図１２Ａに示す如き、時間Ｔ_Aでは
−Ｖ^*、時間Ｔ_Bでは＋Ｖ^*となる矩形波信号±Ｖ^*を
生成する。

【００７３】加算器３３−２は積分器３２より供給され
た積分信号Ｖ_RとＴ_A／Ｔ_B切り換え器３３−１より供
給された矩形波信号±Ｖ^*とを加算して、図１２Ｂに示
す如き、矩形波信号±Ｖ^*＋Ｖ_Rを生成する。即ち、時
間Ｔ_Aでは−Ｖ^*＋Ｖ_R、時間Ｔ_Bでは＋Ｖ^*＋Ｖ_Rな
る値の信号が得られる。尚、積分信号Ｖ_Rの値は変化す
るが、時間Ｔ_Aにおける信号の大きさ−Ｖ^*＋Ｖ_Rは常
に負となるように構成されている。従って加算器３３−
２の出力信号±Ｖ^*＋Ｖ_Rは時間Ｔ_A及びＴ_B毎に交互
に符号が正負に変化する

【００７４】デルタセロダイン積分器３３−３は、加算
器３３−２の出力信号±Ｖ^*＋Ｖ_Rを時間積分し、図１
２Ｃに示す如き、三角形波信号、即ち、デルタセロダイ
ン波形信号を生成する。時間Ｔ_Bでは正の信号値＋Ｖ^*
＋Ｖ_R（＞０）を積分するから右上がりの傾斜が生成さ
れ、時間Ｔ_Aでは負の信号値−Ｖ^*＋Ｖ_R（＜０）を積
分するから右下がりの傾斜が生成される。図１２より明
らかなように、デルタセロダイン波形の傾斜に主として
寄与するのは、基準位相制御部３６より供給された電圧
信号Ｖ^*である。

【００７５】デルタセロダイン積分器３３−３によって
生成されたデルタセロダイン波形信号Ｖ_Sは位相制御器
８に供給され、光ファイバループ３を伝播する光は位相
変調される。それによって干渉光の強さ信号Ｉにデルタ
セロダイン位相差α_S＝Δβ＋σが生成される。

【００７６】次にデルタセロダイン位相差α_S、特に基
準位相差Δβ及びランプ位相差σと電圧信号Ｖ^*、Ｖ_R
の関係を求める。位相制御器８の電圧位相変換係数を
ｋ、デルタセロダイン積分器３３−３の積分時間をＴ_I
とし、時間Ｔ_Aにおけるデルタセロダイン位相角の傾斜
をｄα_SA／ｄｔ、時間Ｔ_Bにおけるデルタセロダイン位
相角の傾斜をｄα_SB／ｄｔとすると、これらは次のよう
に表される。

【００７７】

【数１８】ｄα_SA／ｄｔ＝ｋ（−Ｖ^*＋Ｖ_R）／Ｔ_I ｄα_SB／ｄｔ＝ｋ（＋Ｖ^*＋Ｖ_R）／Ｔ_I

【００７８】デルタセロダイン位相差α_SA、α_SBは、デ
ルタセロダイン位相角の傾斜に時間τを乗ずることによ
って得られ、次のようになる。τは光が光ファイバルー
プ３を伝播するのに要する時間である。

【００７９】

【数１９】α_SA＝ｋ（−Ｖ^*＋Ｖ_R）τ／Ｔ_I＝−ｋＶ
^*τ／Ｔ_I＋ｋＶ_Rτ／Ｔ_I α_SB＝ｋ（＋Ｖ^*＋Ｖ_R）τ／Ｔ_I＝＋ｋＶ^*τ／Ｔ_I
＋ｋＶ_Rτ／Ｔ_I

【００８０】この式と数１７の式を比較すると次のよう
になる。

【００８１】

【数２０】Δβ_A＝−ｋＶ^*τ／Ｔ_I Δβ_B＝＋ｋＶ^*τ／Ｔ_I σ＝ｋＶ_Rτ／Ｔ_I

【００８２】この式より明らかなように、基準位相差Δ
β_A、Δβ_Bは電圧信号Ｖ^*に比例する。ここで、基準
位相差Δβ＝±（２ｎ−１）π／２を得るために、電圧
信号Ｖ^*を次のように設定する。

【００８３】

【数２１】ｋＶ^*τ／Ｔ_I＝（２ｎ−１）π／２

【００８４】また、ランプ位相差σは積分器３２の出力
信号Ｖ_Rに比例する。デルタセロダイン制御ループが安
定点に達するまでは、Δθ＋σ≠０であり、信号処理部
３１の出力信号Ｖ₀はＶ₀≠０である。従って斯かる信
号Ｖ₀は積分器３２を経由して積分信号Ｖ_Rを生成し、
数２６の式に示すようにランプ位相差σが生成される。
本例によると、斯かるランプ位相差σはΔθ＋σ＝０と
なるように、即ち、信号処理部３１の出力信号Ｖ₀がゼ
ロとなるように制御される。

【００８５】次に図１３を参照して２つの時間Ｔ_A、Ｔ
_Bの制御について説明する。もし時間Ｔ_A及びＴ_Bが一
定であると、入力角速度Ωが作用するとセロダイン波信
号Ｖ _Sの値が大きくなって許容値を超えるという不都合
が生ずる。例えば、Ｔ_A＝Ｔ _B＝Ｔ／２であり且つサグ
ナック位相差Δθ＝０の場合には、デルタセロダイン波
形は２等辺三角形となり、セロダイン波信号Ｖ_Sのピー
ク値は一定である。しかしながら、Ｔ_A≠Ｔ_B又はサグ
ナック位相差Δθ≠０の場合には、セロダイン波信号Ｖ
_Sのピーク値は周期Ｔ毎に増加又は減少して、許容値を
超える。

【００８６】図１２Ｂ及び図１２Ｃを参照して説明した
ように、デルタセロダイン波形の傾斜は、時間Ｔ_Aでは
−Ｖ^*＋Ｖ_Rであり、時間Ｔ_BではＶ^*＋Ｖ_Rである。
積分器３２の出力信号Ｖ_Rは一定ではないが、１周期Ｔ
内では一定であると仮定してよい。従って、斯かる傾斜
の絶対値を比較すると、次のようになる。

【００８７】

【数２２】｜Ｖ^*＋Ｖ_R｜＞｜−Ｖ^*＋Ｖ_R｜

【００８８】従って、Ｔ_A≒Ｔ_Bの場合には、時点Ｐ₁
から１周期Ｔの後の時点Ｐ₃ではセロダイン波信号Ｖ_S
の値は＋側に変位している。出力信号Ｖ_Rが大きくなる
と数２２の式の左辺の絶対値は益々大きくなり右辺の絶
対値は益々小さくなる。従って、セロダイン波信号Ｖ_S
の値は益々＋側に変位し、セロダイン波信号Ｖ_Sの許容
値付近まで増加することとなる。

【００８９】そこで、本例では、セロダイン波信号Ｖ_S
のピーク値が常に許容値以内にあるように時間Ｔ_A、Ｔ
_Bが制御される。一般に、数２２の式が成り立つ場合、
時間Ｔ_Aを半周期Ｔ／２より大きくし時間Ｔ_Bを半周期
Ｔ／２より小さくすることによって、セロダイン波信号
Ｖ_Sのピーク値の増加を阻止することができる。

【００９０】図１３Ａに示すように、１周期の前半を時
間Ｔ_A、後半を時間Ｔ_Bとする。本例によると、周期Ｔ
の両端（時点Ｐ₁、Ｐ₃、Ｐ₅）は時間的に固定されて
いるが、その中間の時点Ｐ₂、Ｐ₄（略Ｔ／２周期）は
時間的に変更される。即ち、１周期Ｔから次の周期Ｔへ
の切り換えが予め設定された方法にてなされるが、１周
期Ｔ内にて時間Ｔ_Aから時間Ｔ_Bへの切り換えは可変的
に制御される。

【００９１】図１３Ｂに示すように、デルタセロダイン
波形信号Ｖ_Sが正である時間Ｔ₊は正値、例えば＋１、
負である時間Ｔ_-は負値、例えば−１とする。正である
時間Ｔ₊と負である時間Ｔ_-は一般に等しくない。１周
期Ｔにて正負の時間がＴ₊＞Ｔ_-の場合には、デルタセ
ロダイン波形は全体として＋方向（上側へ）に偏倚して
おり、逆に正負の時間がＴ₊＜Ｔ_-の場合には、デルタ
セロダイン波形は全体として−方向（下側へ）に偏倚し
ている。

【００９２】そこで、１周期Ｔにて正の時間が負の時間
より長くＴ₊＞Ｔ_-の場合には、次の周期にて切り換え
時点Ｐ₂、Ｐ₄をより遅くする。即ち、時間Ｔ_Aを増加
し時間Ｔ_Bを減少すればよい。それによって、デルタセ
ロダイン波形は全体として−方向（下側へ）に変位し、
時点Ｐ₃、Ｐ₅は少し下側に変位する。

【００９３】例えば、図１３Ｃに示すように、時間Ｔ_A
を半周期Ｔ／２に対して修正時間Δｔだけ増加し、時間
Ｔ_Bを半周期Ｔ／２に対して修正時間Δｔだけ減少すれ
ばよい。斯かる修正時間Δｔは、例えば次のように、１
周期における正負の時間Ｔ₊、Ｔ_-の差ΔＴ＝Ｔ₊−Ｔ
_-に比例した値に設定してよい。

【００９４】

【数２３】Δｔ＝Ｋ_TΔＴ

【００９５】ここにＫ_Tは比例定数である。このよう
に、本例では、１周期における正負の時間差ΔＴに比例
した修正時間Δｔだけ、次の周期のＴ_A／Ｔ_B切り換え
時点を前後に修正するように構成されている。こうし
て、本例によると、常にデルタセロダイン波形は全体と
して１周期Ｔの中心位置付近に安定することができる。

【００９６】図１４を参照して角度角速度演算部３４の
構成及び動作を説明する。図１４に示すように、本例の
角度角速度演算部３４は正負判別回路３４−１と正負パ
ルス発生器３４−２と３つのアップダウンカウンタ３４
−３、３４−４、３４−５とを有する。正負判別回路３
４−１は図１２Ｃ又は図１３Ａに示す如きデルタセロダ
イン部３３の出力信号Ｖ_Sを入力し、その正負の符号を
判定する。正負判別回路３４−１は図１３Ｂに示す如き
交互に符号が正負に変化する信号を生成する。

【００９７】正負パルス発生器３４−２は時間τ_Cのク
ロック信号と正負判別回路３４−１の出力信号を入力
し、時間Ｔ₊では周期τ_Cの正のパルス信号を生成し、
時間Ｔ _-では周期τ_Cの負のパルス信号を生成する。周
期τ_Cはデルタセロダイン波形の周期Ｔの数１０分の１
〜数１００分の１であってよい。斯かる正負に符号が変
化する周期τ_Cのパルス信号は３つのアップダウンカウ
ンタ３４−３、３４−４、３４−５に供給される。

【００９８】アップダウンカウンタ３４−３、３４−
４、３４−５は正負パルス発生器３４−２の出力パルス
信号を入力して、正負のパルス数及びその差を計数す
る。正負のパルス数をそれぞれＮ₊、Ｎ_-としその差を
ΔＮとする。

【００９９】

【数２４】ΔＮ＝Ｎ₊−Ｎ_-

【０１００】デルタセロダイン波形信号Ｖ_Sが正である
時間Ｔ₊はτ_CＮ₊に等しく、負である時間Ｔ_-はτ_C
Ｎ_-に等しい。従って時間差ΔＴ＝Ｔ₊−Ｔ_-はτ_CΔ
Ｎに等しい。

【０１０１】

【数２５】ΔＴ＝τ_CΔＮ

【０１０２】デルタセロダイン波形信号Ｖ_Sが正である
時間Ｔ₊と負である時間Ｔ_-は、数２５の式によって表
されるデルタセロダイン波形信号Ｖ_Sの傾斜ｄα_SA／ｄ
ｔ、δα_SA／ｄｔに関係している。斯かる傾斜が等しけ
れば、即ち、ｄα_SA／ｄｔ＝δα_SA／ｄｔなら、正負の
時間は等しくＴ₊＝Ｔ_-となる。

【０１０３】ここで、ランプ位相差σとデルタセロダイ
ン波形信号Ｖ_Sの傾斜との間の関係を考える。時間差Δ
Ｔ＝Ｔ₊−Ｔ_-は数１８の式に示す２つの傾斜角の差ｄ
α_SA／ｄｔ−ｄα_SA／ｄｔに関係している。斯かる差は
数１８の式より明らかなように、ランプ位相差σ＝ｋＶ
_Rτ／Ｔ_Iに比例する。従って数２０の式より、次のよ
うな関係が成り立つ。

【０１０４】

【数２６】σ＝Ｋ_SΔＮ

【０１０５】Ｋ_Sはシステム全体によって決まる定数で
ある。この関係と数１４の式及び数１の式を使用する
と、正負のパルス数差ΔＮより入力角速度Ωを求めるこ
とができる。

【０１０６】先ず第１のアップダウンカウンタ３４−３
について説明する。第１のアップダウンカウンタ３４−
３は正負のパルス数差ΔＮを計数し、その計数値ΔＮを
保持する。斯かる計数値ΔＮは所定時間毎にリセットさ
れる。従って、所定時間毎に新しい計数値ΔＮを出力す
る。斯かる計数値ΔＮより、数２６の式、数２０の式、
数１４の式及び数１の式を使用して、入力角速度Ωが得
られる。

【０１０７】次に第２のアップダウンカウンタ３４−４
について説明する。第２のアップダウンカウンタ３４−
４は旋回角度を求める。旋回角度は角速度Ωを時間積分
することによって求められる。従って旋回角度は正負の
パルス数差ΔＮを積算することによって求められる。第
２のアップダウンカウンタ３４−４は正負のパルス数差
ΔＮの積算値ΣΔＮを演算する。斯かる積算値ΣΔＮは
角速度Ωの積分値と等価である。従って同様に、数２６
の式、数２４の式、数２０の式、数１４の式及び数１の
式を使用して、旋回角度が得られる。

【０１０８】最後に第３のアップダウンカウンタ３４−
５について説明する。第３のアップダウンカウンタ３４
−５は正負のパルス数差ΔＮを計数するが時間Ｔ毎にそ
れをリセットする。従って現時点のサイクル（周期）よ
り１つ前のサイクル（周期）のパルス偏差ΔＮを常に保
持しており、それを切り換え信号発生部３５に供給す
る。

【０１０９】図１５に本例の切り換え信号発生部３５の
構成を示す。切り換え信号発生部３５は基準クロック３
５−１と切り換え信号発生器３５−２とを有する。基準
クロック３５−１は周期τ_Cのパルスτ_Cとデルタセロ
ダイン波の周期Ｔ（＝Ｔ_A＋Ｔ_B）に等しいパルスＴと
デルタセロダイン波の周期Ｔより十分小さい周期τ_C0の
パルスτ_C0を生成する。パルスτ_Cは角度角速度演算部
３４の正負パルス発生器３４−２に供給される。

【０１１０】切り換え信号発生器３５−２は、角度角速
度演算部３４の第３のアップダウンカウンタ３４−５よ
り出力された正負のパルス数差ΔＮと基準クロック３５
−１より供給されたパルスＴ及びパルスτ_C0を入力し、
時間Ｔ_A及びＴ_B毎に符号が変化する周期Ｔの切り換え
信号Ｖ_Cを生成する。斯かる切り換え信号Ｖ_Cの生成工
程は、上述の修正時間Δｔの演算を含む。本例では、斯
かる修正時間Δｔは数２３の式の代わりに次の式によっ
て求められる。

【０１１１】

【数２７】Δｔ＝γτ_C0ΔＮ

【０１１２】ここで定数γは１より小さい任意の正の定
数であるが、パルスの計数に都合が良いように少数より
分数が選択される。時間τ_C0はＴ／２より十分小さい任
意の時間であるが、τ_C0≦τ_Cを満たし且つ基準クロッ
ク３５−１によって生成されるのに都合が良い値が選択
される。

【０１１３】第３のアップダウンカウンタ３４−５から
正負のパルス数差ΔＮが供給されない間は、切り換え信
号Ｖ_Cの時間Ｔ_A、Ｔ_Bは一定Ｔ_A＝Ｔ_B＝Ｔ／２であ
るが、第３のアップダウンカウンタ３４−５から正負の
パルス数差ΔＮが供給された場合には、修正時間Δｔ＝
γΔＮτ_C0だけ、Ｔ_A／Ｔ_B切り換え時点は１周期の中
間時点に対して前後に変化する。

【０１１４】Ｔ₊＞Ｔ_-の場合、即ち、ΔＮ＞０の場合
には、時間Ｔ_Aを半周期Ｔ／２より時間Δｔ＝γΔＮτ
_C0だけ長くし、時間Ｔ_Bを半周期Ｔ／２より時間Δｔ＝
γΔＮτ_C0だけ短くする。Ｔ₊＜Ｔ_-の場合、即ち、Δ
Ｎ＜０の場合には、時間Ｔ_Aを半周期Ｔ／２より時間Δ
ｔ＝γΔＮτ_C0だけ短くし、時間Ｔ_Bを半周期Ｔ／２よ
り時間Δｔ＝γΔＮτ_C0だけ長くする。

【０１１５】基準位相制御部３６は一定電圧Ｖ^*を発生
するが、その構成及び動作の詳細は上記の特願平７−１
９３３５７号を参照されたい。

【０１１６】

【発明が解決しようとする課題】従来の光ファイバジャ
イロ装置に共通する問題にバイアスの存在がある。これ
は上述の位相変調方式及びデルタセロダイン方式ばかり
でなく、ディジタル変調方式等を含む全ての方式の光フ
ァイバジャイロに共通に存在する問題である。

【０１１７】光ファイバジャイロ装置に入力角速度Ωが
作用しない場合には数１の式によって表されるサグナッ
ク位相差Δθはゼロである。ここで、入力角速度Ωは、
光ファイバループ３のループの中心を通り且つループ面
に直交する軸線（以下単に光ファイバループ３の中心軸
線と言う。）周りの回転角速度である。従って光ファイ
バループ３の中心軸線が地球の自転ベクトルと公転ベク
トルの合成ベクトル方向に整合するように、光ファイバ
ジャイロ装置を静止的に配置すれば、サグナック位相差
Δθはゼロとなり、光ファイバジャイロ装置の出力信号
はゼロとなるはずである。

【０１１８】しかしながらこのような場合でも実際には
光ファイバジャイロ装置の出力信号はゼロとならず僅か
な値を出力する。これがバイアスである。例えば位相変
調方式の場合、入力角速度Ωがゼロのときに数９の式に
よって表される信号Ｉ₁と全く同一の信号であってサグ
ナック位相差Δθに起因するものでない場合には、それ
がバイアスである。

【０１１９】バイアスは電気回路で発生するものと光学
系で発生するものとがある。電気回路で発生するバイア
スの場合には、それを電気的に修正することによって比
較的容易に除去することができる。しかしながら、光学
的に発生するバイアスを除去するのは容易ではない。

【０１２０】光学的バイアスを電気信号に変換しこれを
電気的に除去することは可能である。しかし、光学的バ
イアスの発生原因は様々であり、経年変化や、温度等の
環境条件によって変化するため、それらを同時に且つ永
続的に除去することは困難である。

【０１２１】光学的バイアスが発生する原因として様々
なものが指摘されている。例えば、光ファイバループ３
を伝播する光を位相変調するために位相変調器８に電圧
信号を印加すると、位相変調と同時に僅かながら振幅変
調（強度変調）も付加される。こうして２つの変調が併
存するとバイアスが発生すると言われている。

【０１２２】振幅変調（強度変調）を除去するために
は、位相変調用周波数としてｆ＝１／２τを使用すれば
よいことが知られている。この周波数は理想周波数と称
されている。ここにτは伝播光が光ファイバループ３を
伝播するのに要する時間である。

【０１２３】光ファイバループ３の長さを長くすれば理
想周波数ｆ＝１／２τは小さくなるが、それでも測定範
囲が０〜数百度／秒の通常の回転角速度を検出するため
の光ファイバジャイロの場合、理想周波数ｆは通常数百
キロ〜数メガHz程度の高周波となる。従って高周波回路
が必要となり、数キロ〜数十キロHzの低周波回路を使用
する場合に比べて、誘導の発生、高価格となる等の欠点
がある。

【０１２４】上述のデルタセロダイン方式の光ファイバ
ジャイロでは、位相変調用周波数として低周波数を使用
する。しかしながら、同期検波の基準信号の位相を「バ
イアスが最小となる位相」に保持する必要があり、この
位相を実験的に求めるためにアナログ回路を用いる。ア
ナログ回路は温度的、環境的、経時的な変化の影響を受
け易く、常にバイアスを最小に保持し続けることは困難
である。

【０１２５】本発明は斯かる点に鑑み、光学的に発生す
るバイアスを除去することを目的とする。

【０１２６】本発明は斯かる点に鑑み、光学的に発生す
るバイアスを簡単な方法によって効果的に除去すること
を目的とする。

【０１２７】

【課題を解決するための手段】本発明によると、光源
と、光ファイバループと、該光ファイバループ内を互い
に反対方向に伝搬する第１の伝播光と第２の伝播光との
間の位相を変化させる位相制御器と、上記第１の伝播光
と第２の伝播光の干渉光を検出する受光器と、を有し、
上記光ファイバループがループの中心軸線周りに角速度
Ωにて回転するとき上記干渉光の強さ信号Ｉに発生する
サグナック位相差Δθより上記角速度Ωを求めるように
構成された光ファイバジャイロにおいて、上記位相制御
器には上記２つの伝播光の間の位相を制御するための周
期Ｔの位相制御電圧信号Ｖ_Sと周期Ｔの矩形波信号Ｖ₂
とが加算されて供給され、該矩形波信号Ｖ₂は大きさが
一定Ｈであり且つ上記位相制御電圧信号Ｖ_Sの極大及び
極小点にて極性が反転し、上記矩形波信号Ｖ₂の大きさ
Ｈ及び極性は光学的バイアスが最小となるように選択さ
れていることを特徴とする。

【０１２８】本発明によると、光ファイバジャイロにお
いて、上記矩形波信号Ｖ₂の大きさＨ及び極性は、位相
変調に付随して生ずる振幅変調に起因したバイアスが最
小となるように選択されていることを特徴とする。

【０１２９】本発明によると、光ファイバジャイロにお
いて、上記受光器より出力される上記干渉光の強さ信号
Ｉは上記位相制御電圧信号Ｖ_Sと同一の周波数を有する
同期検波用信号によって同期検波され、該同期検波用信
号の極性の切り換え動作は上記位相制御電圧信号Ｖ_Sの
極大及び極小点に対して一定の位相差にて同期している
ことを特徴とする。

【０１３０】本発明によると、光ファイバジャイロにお
いて、上記位相制御器によって上記干渉光の強さＩの信
号に基準位相差Δβとランプ位相差σが生成され、上記
基準位相差Δβは一定周期Ｔを有し、１周期Ｔのうち第
１及び第２の時間Ｔ_A、Ｔ_Bではそれぞれ第１及び第２
の基準位相差Δβ_A、Δβ_Bとなり、上記第１及び第２
の基準位相差Δβ_A、Δβ_Bは互いに符号が反対で絶対
値が等しく、上記ランプ位相差σは上記サグナック位相
差Δθを打ち消すように制御されて上記伝播光に位相フ
ィードバックされ、上記位相制御器に供給される上記位
相制御電圧信号Ｖ_Sは、上記第１の時間Ｔ_Aでは位相差
Δβ_A＋σに対応した第１の傾斜を有し、上記第２の時
間Ｔ_Bでは位相差Δβ_B＋σに対応した第２の傾斜を有
し、上記第１及び第２の傾斜の一方は負となり他方は正
となり、それによって上記第１及び第２の時間Ｔ_A、Ｔ
_B毎に折れ曲がる三角形状波のデルタセロダイン波形信
号となることを特徴とする。

【０１３１】本発明によると、光ファイバジャイロにお
いて、上記基準位相差Δβは、ｎを正の整数として上記
第１の時間Ｔ_AではΔβ_A＝−（２ｎ−１）π／２、上
記第２の時間Ｔ_BではΔβ_B＝＋（２ｎ−１）π／２と
なることを特徴とする。

【０１３２】本発明によると、光ファイバジャイロにお
いて、上記デルタセロダイン波形信号の１周期である上
記第１の時間Ｔ_Aと第２の時間Ｔ_Bの和は一定Ｔ＝Ｔ_A
＋Ｔ _Bであり、上記デルタセロダイン波形信号のピーク
値が所定の許容値を超えないように、上記第１の時間Ｔ
_Aと第２の時間Ｔ_Bの大きさが調節されるように構成さ
れていることを特徴とする。

【０１３３】本発明によると、光ファイバジャイロにお
いて、上記受光器から出力された上記干渉光の強さ信号
Ｉを入力して上記干渉光の強さの差信号ΔＩ＝Ｉ_A−Ｉ
_Bに対応した電圧信号Ｖ₀を生成する信号処理部と該電
圧信号Ｖ₀を入力して積分する積分器と該積分器の出力
信号Ｖ_Rを入力して上記デルタセロダイン波形信号を生
成するデルタセロダイン部とを有することを特徴とす
る。

【０１３４】本発明によると、光ファイバジャイロにお
いて、上記信号処理部は上記干渉光の強さ信号Ｉより直
流成分を除去して時間Ｔ_A、Ｔ_B毎に交互に±ΔＩ／２
に変化する交番信号を生成する直流除去器と該直流除去
器の出力信号を交流増幅するための交流増幅器と該交流
増幅器の出力信号より直流電圧信号Ｖ₀を得るための同
期検波器とを含むことを特徴とする。

【０１３５】

【発明の実施の形態】図１〜図３を参照して本発明の第
１の例を参照する。図１は本発明による光ファイバジャ
イロの第１の例の一部分を示す。この第１の例は図７を
参照して説明した従来のデルタセロダイン方式の光ファ
イバジャイロと比較して、Ｖ₂発生部４０と加算器４２
が設けられている点が異なり、それ以外の構成は図７に
示す例と同様であってよい。

【０１３６】従って図１においてＶ₂発生部４０及び加
算器４２以外の部分については図７と同一の参照符号が
付されており、その詳細な説明は省略する。

【０１３７】Ｖ₂発生部４０は切り換え信号発生部３５
からの切り換え信号Ｖ_Cを入力し、矩形波信号Ｖ₂を発
生する。加算器４２はデルタセロダイン部３３より出力
されたデルタセロダイン波形信号Ｖ_SとＶ₂発生部４０
より出力された矩形波信号Ｖ ₂とを加算する。加算器４
２からの出力信号Ｖ_S＋Ｖ₂が位相制御器８に供給され
る。

【０１３８】即ち、本例によると、デルタセロダイン波
形信号Ｖ_Sは矩形波信号Ｖ₂によって修正される。加算
器４２からの出力信号Ｖ_C＋Ｖ₂をここでは修正デルタ
セロダイン波形信号Ｖ_S＋Ｖ₂と称することとする。こ
うして本例では、従来のようにデルタセロダイン波形信
号Ｖ_Sではなく、修正デルタセロダイン波形信号Ｖ_S＋
Ｖ₂によって光ファイバループ３を伝播する光は位相変
調される。

【０１３９】ここで矩形波信号Ｖ₂について説明する。
矩形波信号Ｖ₂は位相制御器８に供給される位相制御用
電圧信号、即ち、デルタセロダイン波形信号Ｖ_Sを修正
するように機能し、修正すべき位相制御用電圧信号の周
期Ｔと同一の周期Ｔを有する。また矩形波信号Ｖ₂は一
定の大きさＨを有し、その極性は、位相制御用電圧信号
が極大及び極小となる点毎に反転する。

【０１４０】図２を参照して説明する。図２Ａはデルタ
セロダイン部３３より出力されたデルタセロダイン波形
信号Ｖ_Sを示し、図２ＢはＶ₂発生部４０より出力され
た矩形波信号Ｖ₂を示し、図２Ｃは加算器４２より出力
された修正デルタセロダイン信号Ｖ_C＋Ｖ₂を示す。

【０１４１】図２Ｂに示すように、本例の矩形波信号Ｖ
₂は、一定の大きさＨを有し、デルタセロダイン波形信
号Ｖ_Sの周期Ｔに等しい周期Ｔを有し、且つその反転時
間Ｔ _A、Ｔ_B毎に極性が反転する。図２Ａと図２Ｃを比
較すると明らかなように、修正デルタセロダイン波形信
号Ｖ_S＋Ｖ₂とデルタセロダイン波形信号Ｖ_Sは互いに
周期Ｔが等しく且つ反転時間Ｔ_A、Ｔ_Bが等しい。また
１周期Ｔ内の各時間Ｔ _A、Ｔ_Bにおける傾斜は等しい。

【０１４２】再び図１を参照する。Ｖ₂発生部４０は定
電圧発生器４０−１とＶ₂発生器４０−２とを含む。定
電圧発生器４０−１は一定の直流電圧を発生するよう
に、例えばツェナーダイオード等を有するように構成し
てよい。Ｖ₂発生器４０−２は、定電圧発生器４０−１
より供給された直流電圧を必要な直流電圧Ｈに変化させ
るための分割用ポテンショメータと切り換え信号Ｖ_Cを
入力して時間Ｔ_A、Ｔ_B毎に交互に極性を変化させるた
めの切り換えスイッチ回路とを含むように構成してよ
い。切り換え信号Ｖ_Cは図１５を参照して説明したよう
に、時間Ｔ_A、Ｔ_B毎に交互に符号が変化する周期Ｔ＝
Ｔ_A＋Ｔ_Bの信号である。

【０１４３】尚、分割用ポテンショメータは同一温度特
性を有する抵抗体より構成し、それによって電圧の分割
比が温度の影響を受けないように構成してよい。

【０１４４】次に本例の光ファイバジャイロの信号処理
部３１、デルタセロダイン部３３、角度角速度演算部３
４及び切り換え信号発生部３５における動作を説明す
る。先ず図９及び図１０を参照して本例の光ファイバジ
ャイロにおける信号処理部３１の動作、特に同期検波に
ついて説明する。干渉光の強さ信号Ｉに生成されるデル
タセロダイン位相差α_SA、α_SBは数１８の式に示すよう
に、位相制御器８に供給される位相制御電圧信号、即
ち、修正デルタセロダイン波形信号Ｖ_S＋Ｖ₂の傾斜角
に比例する。

【０１４５】修正デルタセロダイン波形信号Ｖ_S＋Ｖ₂
の傾斜角はデルタセロダイン波形信号Ｖ_Sの傾斜角に等
しいから、デルタセロダイン波形信号Ｖ_Sによって位相
変調した場合と同様な位相差信号α_SA、α_SBが得られ
る。従って、従来の光ファイバジャイロの場合と同一の
大きさの位相差ΔＩが得られ、図１０Ａ及び図１０Ｂに
示す信号Ｉ、ΔＩ／２と同一の信号が得られる。

【０１４６】しかしながら、図１０Ｃに示す如き直流除
去回路３１−１の出力信号Ｖ_I’において、時間Ｔ_A及
びＴ_Bの間の切り換え時点に生成されるパルス状の突起
部の大きさは従来の例の場合と異なる。

【０１４７】但し、このパルス状の突起部は、図１０Ｄ
に示すように、信号Ｖ_I’が交流増幅器３１−２を通過
する間に除去される。交流増幅器３１−２の出力信号Ｖ
_I’は更に同期検波器３１−３にて切り換え信号Ｖ_Cに
よって同期検波される。結局、信号処理部３１より出力
される信号Ｖ_I”＝Ｖ₀は、図１０Ｅに示すように、従
来の例のデルタセロダイン波形信号Ｖ_Sの場合と同じで
ある。

【０１４８】図１０Ｃに示す直流除去器３１−１の出力
信号Ｖ_I’を交流増幅器３１−２によって増幅すると、
交流増幅器３１−２のフィルタ機能によって、この信号
Ｖ_I’のスポーク状突起部は除去されるが同時に位相が
Ｔ_Fだけ遅れることを説明した。

【０１４９】本発明によると、斯かる位相遅れＴ_Fを除
去するように構成されてよい。例えば、信号処理部３１
又は切り換え信号発生部３５にて、切り換え信号Ｖ_Cに
位相差Ｔ_Fに対応した一定の時間差をディジタル的に生
成し、それによって同期検波すればよい。従来の同期検
波器３１−３のようにアナログフィルタ機能を有する場
合には、温度等の環境条件の影響を受けるが、本例では
そのようなことがない。

【０１５０】次に図１１及び図１２を参照してデルタセ
ロダイン部３３の動作を説明する。信号処理部３１より
出力される信号Ｖ_I”＝Ｖ₀が従来の場合と同様である
から、積分器３２及びデルタセロダイン部３３の動作は
同様である。デルタセロダイン部３３は図１２Ｃに示す
如き従来の例と同様なデルタセロダイン波形信号Ｖ_Sを
生成する。

【０１５１】次に角度角速度演算部３４の動作を説明す
る。ここでは図１３及び図１４の代わりに図３及び図１
４を参照する。図３は図１３に対応している。図３Ａは
デルタセロダイン波形信号Ｖ_Sであり、図３Ｂはデルタ
セロダイン波形信号Ｖ_Sに対する符号判別信号Ｔ_SGであ
り、それぞれ図１３Ａ及び図１３Ｂに示すデルタセロダ
イン波形信号Ｖ_S及びその符号判別信号Ｔ_SGをそのまま
描いたものである。図３Ｃは図２Ｃと同様であり修正デ
ルタセロダイン波形信号Ｖ_S＋Ｖ₂である。図３Ｄは修
正デルタセロダイン波形信号Ｖ_S＋Ｖ₂に対する符号判
別信号Ｔ_SGであり、修正デルタセロダイン波形信号が正
である時間Ｔ₊を＋１、負である時間Ｔ _-を−１として
得られる矩形波形信号である。

【０１５２】図３Ｂの符号判別信号Ｔ_SGと図３Ｄの符号
判別信号Ｔ_SGを比較すると明らかなように、図３Ｂの符
号判別信号Ｔ_SGは図３Ｄの符号判別信号Ｔ_SGよりδだけ
位相が進んでいるが、それ以外は同一である。即ち、両
者は位相差δを有するだけで波形は同一である。これ
は、図３Ａに示すデルタセロデイン波形信号と図３Ｃに
示す修正デルタセロダイン波形信号とを比較すると明ら
かである。

【０１５３】従って、修正デルタセロダイン波形Ｖ_S＋
Ｖ₂に対する符号判別信号Ｔ_SGが正である時間Ｔ₊と負
である時間Ｔ_-の差ΔＴ＝Ｔ₊−Ｔ_-はデルタセロダイ
ン波形Ｖ_Sに対する符号判別信号Ｔ_SGが正である時間Ｔ
₊と負である時間Ｔ_-の差ΔＴ＝Ｔ₊−Ｔ_-に等しい。

【０１５４】従って図１４を参照して説明した議論が成
り立つ。例えば、数２３の式〜数２６の式が成り立ち、
入力角速度Ωが求められる。

【０１５５】切り換え信号発生部３５の動作についても
同様である。図１５を参照して説明した議論が成り立
つ。デルタセロダイン周期Ｔにおける時間Ｔ_A、Ｔ_Bの
切り換えは図１３を参照して説明した議論がそのまま成
り立つ。こうして、切り換え信号発生部３５は従来の光
ファイバジャイロの場合と同様に周期Ｔを有し且つ時間
Ｔ_A、Ｔ_B毎に符号が反転する切り換え信号Ｖ_Cを生成
する。

【０１５６】この切り換え信号Ｖ_CはＶ₂発生部４０ば
かりでなく、信号処理部３１及びデルタセロダイン部３
３にも供給される。

【０１５７】本例によると、光ファイバループ３を伝播
する光は、従来のようにデルタセロダイン波形信号Ｖ_S
ではなく修正デルタセロダイン波形信号Ｖ_S＋Ｖ₂を使
用して位相変調されるが、その結果、デルタセロダイン
波形信号Ｖ_Sによって位相変調された場合と全く同様な
動作及び結果が得られる。

【０１５８】しかしながら、１つだけ異なる点がある。
それは振幅変調の位相である。「発明が解決しようとす
る課題」にて説明したように、位相制御部８によって光
ファイバループ３を伝播する光を位相変調すると、付随
的に振幅変調が生成され、これがバイアスの原因とな
る。本例によると、この振幅変調は、δだけ位相が進ん
でいる。即ち、修正デルタセロダイン波形信号Ｖ_S＋Ｖ
₂を使用して位相変調すると、付随的に生ずる振幅変調
の位相は、デルタセロダイン波形信号Ｖ_Sを使用して位
相変調する場合に比べて、δだけ位相が進む。

【０１５９】この位相差δは、図３に示すように、図３
Ｂの符号判別信号Ｔ_SGと図３Ｄの符号判別信号Ｔ_SGの間
の位相差である。この位相差δは図２Ａに示すデルタセ
ロダイン波形Ｖ_Sと図２Ｃに示す修正デルタセロダイン
波形信号Ｖ_S＋Ｖ₂の差によって生ずる。従って位相差
δは矩形波信号Ｖ₂の大きさＨに比例する。

【０１６０】矩形波信号Ｖ₂の大きさＨが大きければ位
相差δは大きくなり、小さければ位相差δは小さくな
る。また矩形波信号Ｖ₂の極性を反転すると位相差δの
符号が反転する。例えば、図２Ｂに示すように、矩形波
信号Ｖ₂が時間Ｔ_Aでは負、時間Ｔ_Bでは正の場合に、
図３Ｄに示す本例の場合の符号判別信号Ｔ_SGは図３Ｂに
示す従来の場合の符号判別信号Ｔ_SGより位相が進むが、
逆に矩形波信号Ｖ₂が時間Ｔ_Aでは正、時間Ｔ_Bでは負
の場合に、図３Ｄに示す本例の場合の符号判別信号Ｔ_SG
は図３Ｂに示す従来の場合の符号判別信号Ｔ_SGより位相
が遅れる。

【０１６１】矩形波信号Ｖ₂の大きさＨ及びその極性は
Ｖ₂発生部４０によって自由に設定される。即ち、バイ
アスの原因となる振幅変調の位相δはＶ₂発生部４０の
出力である矩形波信号Ｖ₂の大きさＨ及びその極性を変
化させることによって調節することができる。こうして
本例によると、Ｖ₂発生部４０の出力である矩形波信号
Ｖ₂の大きさＨ及びその極性を変化させることによっ
て、振幅変調の位相δを正からゼロ更に負まで自由に変
化させることができる。それによってバイアスを消去又
は最小化することができる。

【０１６２】次に図４及び図５を参照して本発明による
光ファイバジャイロの第２の例を説明する。図４は本例
の光ファイバジャイロの一部分のみを示す。本例の光フ
ァイバジャイロは図６を参照して説明した従来の位相変
調方式の光ファイバジャイロを変形したものである。本
例の光ファイバジャイロは図６に示した従来の光ファイ
バジャイロと比較して、Ｖ₂発生部４１と加算器４３が
設けられている点が異なり、それ以外の構成は図６に示
す例と同様であってよい。

【０１６３】従って図４においてＶ₂発生部４１及び加
算器４３以外の部分については図６と同一の参照符号が
付されており、その詳細な説明は省略する。

【０１６４】本例によると、Ｖ₂発生部４１は、信号発
生器１１から同期検波器１２に供給される同期信号
Ｖ_C’を入力して矩形波信号Ｖ₂’を発生する。加算器
４３は、信号発生器１１より出力された角周波数ω_mの
正弦波信号とＶ₂発生部４１より出力された矩形波信号
Ｖ₂’を加算し、それを位相変調器８に供給する。

【０１６５】この電圧信号Ｖ_C’＋Ｖ₂’をここでは修
正正弦波信号Ｖ_S’＋Ｖ₂’と称することとする。こう
して本例では、従来のように角周波数ω_mの正弦波信号
Ｖ_S’ではなく、修正正弦波信号Ｖ_S’＋Ｖ₂’によっ
て光ファイバループ３を伝播する光は位相変調される。

【０１６６】図５を参照して説明する。図５Ａは信号発
生供給１１より出力された角周波数ω_mの正弦波信号Ｖ
_S’を示し、図５ＢはＶ₂発生部４１より出力された矩
形波信号Ｖ₂’を示し、図５Ｃは位相制御用の修正正弦
波信号Ｖ_C’＋Ｖ₂’を示す。

【０１６７】本例の矩形波信号Ｖ₂’について説明す
る。図５Ａと図５Ｂを比較すると明らかなように、矩形
波信号Ｖ₂’は角周波数ω_mの正弦波信号Ｖ_S’の極大
及び極小点にて極性が反転する。従って矩形波信号
Ｖ₂’は正弦波信号Ｖ_S’に対して位相が９０°偏倚し
ている。

【０１６８】第１の例の場合と同様に、矩形波信号
Ｖ₂’の大きさＨ及びその極性を変化させることによっ
て、振幅変調の位相差δを変化させることができる。こ
うして本例によると、バイアスを除去し又は最小化する
ことができる。

【０１６９】次に修正正弦波信号Ｖ_S’＋Ｖ₂’を使用
して光ファイバループ３を伝播する光を位相変調した結
果を考察する。修正正弦波信号Ｖ_S’＋Ｖ₂’を使用し
ても干渉光の強さ信号Ｉに生成される位相差Δβは従来
と同様である。従って干渉光の強さ信号Ｉは数７の式〜
数９の式によって表される。

【０１７０】しかしながら、実際には、例えば数８の式
によって表される干渉光の強さ信号Ｉは、図５Ｄに示す
如き矩形波信号Ｖ₂’の極性が反転する時に生成される
パルスを含む。このパルスは、変調用周波数の周期Ｔ_m
の半分の周期Ｔ_m／２を有し、パルス幅はτ（光ファイ
バループ３を光が伝播するのに要する時間）である。例
えば図５Ａに示す正弦波信号Ｖ_S’の周期をＴ_m、角周
波数をω_mとすると、図５Ｄに示すパルスの周期はＴ_m
／２、角周波数は２ω_mとなる。

【０１７１】パルス幅τは、変調用周波数の周期Ｔ_mに
比べて十分小さいから、斯かるパルスの影響を無視する
ことができる。従って数１の式〜数９の式が成り立つと
考えてよい。

【０１７２】以上本発明の実施の形態について詳細に説
明したが、本発明はこれらの例に限定されることなく特
許請求の範囲に記載された発明の範囲にて様々な変更等
が可能であることは当業者にとって理解されよう。

【０１７３】

【発明の効果】従来の光ファイバジャイロにおいて、振
幅変調に起因するバイアスを最小化する方法として位相
変調用周波数として理想周波数ｆ＝１／（２τ）を使用
する方法があるが、この方法では、位相変調周波数は数
百キロHz〜数メガHzとなり、誘導が多く費用が高くなる
欠点があった。本発明の光ファイバジャイロでは、振幅
変調に起因するバイアスを最小化し且つ、位相変調用周
波数として理想周波数ｆ＝１／（２τ）に比べて十分小
さい周波数を使用することができるから、小型化及び低
コスト化が可能となる利点を有する。

【０１７４】従来の光ファイバジャイロにおいて、位相
変調用周波数として理想周波数ｆ＝１／（２τ）に比べ
て十分小さい周波数を使用する場合に、振幅変調に起因
するバイアスを最小化する方法として、例えば、光学的
に発生するバイアスを電気的に除去する方法等がある
が、これは異なる原因に起因するバイアスを異なる手段
によって相殺するため、温度等の環境条件が変化すると
新たにバイアスが出現する欠点があったが、本発明によ
れば、光学的に発生したバイアスは光学的手段によって
相殺し電気的に発生したバイアスは電気的手段によって
相殺するから、環境条件が変化しても新たなバイアスが
発生することがない利点を有する。

【０１７５】振幅変調に起因するバイアスは位相変調に
付随して発生するが、本発明によると、バイアスの消去
は位相変調に使用する位相制御器を使用して行うため、
位相制御器が温度等の環境条件の変化の影響を受けても
バイアス消去はその影響を受けない利点を有する。

【０１７６】従来の光ファイバジャイロにおいて、位相
変調用周波数として理想周波数ｆ＝１／（２τ）に比べ
て十分小さい周波数を使用する場合に、振幅変調に起因
するバイアスを最小化する方法として、例えば、バイア
スが最小となるように同期検波器の基準位相を制御する
方法があるが、そのためにアナログ移相器が使用され、
アナログ移相器は温度等の環境条件の変化の影響を受け
易い欠点を有していたが、本発明によると、バイアスが
最小化するための矩形波信号の制御はディジタル的に即
ち、クロック信号を使用して行うため、温度等の環境条
件の変化の影響を受ることがない利点を有する。

【０１７７】本発明によると従来の位相変調方式、セロ
ダイン変調方式及びディジタル変調方式の光ファイバジ
ャイロに適用可能であるが特にデルタセロデイン方式の
光ファイバジャイロに好適であり、従って位相変調用周
波数として数キロHz〜数十キロHzの周波数を使用するこ
とができるから、低コスト且つ高信頼度の光ファイバジ
ャイロを提供することができる利点を有する。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明による光ファイバジャイロの第１の例の
構成例を示す図である。

【図２】本発明による光ファイバジャイロの第１の例の
動作を説明するための説明図である。

【図３】本発明による光ファイバジャイロの第１の例の
動作を説明するための説明図である。

【図４】本発明による光ファイバジャイロの第２の例の
構成例を示す図である。

【図５】本発明による光ファイバジャイロの第２の例の
動作を説明するための説明図である。

【図６】従来の光ファイバジャイロの第１の例（位相変
調方式）を示す図である。

【図７】従来の光ファイバジャイロの第２の例（デルタ
セロデイン方式）を示す図である。

【図８】従来の光ファイバジャイロの第２の例における
干渉光の強さ信号と位相差の関係を示す図である。

【図９】従来の光ファイバジャイロの第２の例における
信号処理部の構成例を示す図である。

【図１０】従来の光ファイバジャイロの第２の例におけ
る信号処理部の動作を説明するための波形図である。

【図１１】従来の光ファイバジャイロの第２の例におけ
るデルタセロダイン部の構成例を示す図である。

【図１２】従来の光ファイバジャイロの第２の例におけ
るデルタセロダイン部の動作を説明するための波形図で
ある。

【図１３】従来の光ファイバジャイロの第２の例におけ
る１周期内の時間Ｔ_A、Ｔ_Bを修正する方法を説明する
ための波形図である。

【図１４】従来の光ファイバジャイロの第２の例におけ
る角度角速度演算部の構成例を示す図である。

【図１５】従来の光ファイバジャイロの第２の例におけ
る切り換え信号発生部の構成例を示す図である。

【符号の説明】

１発光器２受光器３光ファイバループ４偏光子５、６カプラ７電流−電圧変換器８位相変調器、位相制御器１１信号発生器１２同期検波器１３信号処理部３１信号処理部３２積分器３３デルタセロダイン部３４角度角速度演算部３５切り換え信号発生部３６基準位相制御部４０、４１Ｖ₂発生部４２、４３加算器

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者岡田芳幸東京都大田区南蒲田２丁目16番46号株式会社トキメック内 (72)発明者益沢功東京都大田区南蒲田２丁目16番46号株式会社トキメック内

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】光源と、光ファイバループと、該光ファ
イバループ内を互いに反対方向に伝搬する第１の伝播光
と第２の伝播光との間の位相を変化させる位相制御器
と、上記第１の伝播光と第２の伝播光の干渉光を検出す
る受光器と、を有し、上記光ファイバループがループの
中心軸線周りに角速度Ωにて回転するとき上記干渉光の
強さ信号Ｉに発生するサグナック位相差Δθより上記角
速度Ωを求めるように構成された光ファイバジャイロに
おいて、上記位相制御器には上記２つの伝播光の間の位相を制御
するための周期Ｔの位相制御電圧信号Ｖ_Sと周期Ｔの矩
形波信号Ｖ₂とが加算されて供給され、該矩形波信号Ｖ
₂は大きさが一定Ｈであり且つ上記位相制御電圧信号Ｖ
_Sの極大及び極小点にて極性が反転し、上記矩形波信号
Ｖ₂の大きさＨ及び極性は光学的バイアスが最小となる
ように選択されていることを特徴とする光ファイバジャ
イロ。
【請求項２】請求項１記載の光ファイバジャイロにお
いて、上記矩形波信号Ｖ₂の大きさＨ及び極性は、位相変調に
付随して生ずる振幅変調に起因したバイアスが最小とな
るように選択されていることを特徴とする光ファイバジ
ャイロ。
【請求項３】請求項１又は２記載の光ファイバジャイ
ロにおいて、上記受光器より出力される上記干渉光の強さ信号Ｉは上
記位相制御電圧信号Ｖ _Sと同一の周波数を有する同期検
波用信号によって同期検波され、該同期検波用信号の極
性の切り換え動作は上記位相制御電圧信号Ｖ_Sの極大及
び極小点に対して一定の位相差にて同期していることを
特徴とする光ファイバジャイロ。
【請求項４】請求項１又は２記載の光ファイバジャイ
ロにおいて、上記位相制御器によって上記干渉光の強さＩの信号に基
準位相差Δβとランプ位相差σが生成され、上記基準位相差Δβは一定周期Ｔを有し、１周期Ｔのう
ち第１及び第２の時間Ｔ_A、Ｔ_Bではそれぞれ第１及び
第２の基準位相差Δβ_A、Δβ_Bとなり、上記第１及び
第２の基準位相差Δβ_A、Δβ_Bは互いに符号が反対で
絶対値が等しく、上記ランプ位相差σは上記サグナック
位相差Δθを打ち消すように制御されて上記伝播光に位
相フィードバックされ、上記位相制御器に供給される上記位相制御電圧信号Ｖ_S
は、上記第１の時間Ｔ _Aでは位相差Δβ_A＋σに対応し
た第１の傾斜を有し、上記第２の時間Ｔ_Bでは位相差Δ
β_B＋σに対応した第２の傾斜を有し、上記第１及び第
２の傾斜の一方は負となり他方は正となり、それによっ
て上記第１及び第２の時間Ｔ_A、Ｔ_B毎に折れ曲がる三
角形状波のデルタセロダイン波形信号となることを特徴
とする光ファイバジャイロ。
【請求項５】請求項４記載の光ファイバジャイロにお
いて、上記基準位相差Δβは、ｎを正の整数として上記第１の
時間Ｔ_AではΔβ_A＝−（２ｎ−１）π／２、上記第２
の時間Ｔ_BではΔβ_B＝＋（２ｎ−１）π／２となるこ
とを特徴とする光ファイバジャイロ。
【請求項６】請求項４又は５記載の光ファイバジャイ
ロにおいて、上記デルタセロダイン波形信号の１周期である上記第１
の時間Ｔ_Aと第２の時間Ｔ_Bの和は一定Ｔ＝Ｔ_A＋Ｔ_B
であり、上記デルタセロダイン波形信号のピーク値が所
定の許容値を超えないように、上記第１の時間Ｔ_Aと第
２の時間Ｔ_Bの大きさが調節されるように構成されてい
ることを特徴とする光ファイバジャイロ。
【請求項７】請求項４、５又は６記載の光ファイバジ
ャイロにおいて、上記受光器から出力された上記干渉光の強さ信号Ｉを入
力して上記干渉光の強さの差信号ΔＩ＝Ｉ_A−Ｉ_Bに対
応した電圧信号Ｖ₀を生成する信号処理部と該電圧信号
Ｖ₀を入力して積分する積分器と該積分器の出力信号Ｖ
_Rを入力して上記デルタセロダイン波形信号を生成する
デルタセロダイン部とを有することを特徴とする光ファ
イバジャイロ。
【請求項８】請求項７記載の光ファイバジャイロにお
いて、上記信号処理部は上記干渉光の強さ信号Ｉより直流成分
を除去して時間Ｔ_A、Ｔ_B毎に交互に±ΔＩ／２に変化
する交番信号を生成する直流除去器と該直流除去器の出
力信号を交流増幅するための交流増幅器と該交流増幅器
の出力信号より直流電圧信号Ｖ₀を得るための同期検波
器とを含むことを特徴とする光ファイバジャイロ。