JPH09205593A - Ｉｆ中間周波数信号のディジタルナイキストフィルタリングを行う回路 - Google Patents

Ｉｆ中間周波数信号のディジタルナイキストフィルタリングを行う回路

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JPH09205593A
JPH09205593A JP8342233A JP34223396A JPH09205593A JP H09205593 A JPH09205593 A JP H09205593A JP 8342233 A JP8342233 A JP 8342233A JP 34223396 A JP34223396 A JP 34223396A JP H09205593 A JPH09205593 A JP H09205593A
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Abstract

(57)【要約】 【課題】本発明は、位相が周波数に比例すると共に経済
的なＩＦ中間周波数信号のディジタルナイキストフィル
タリング回路を提供することを目的とする。 【解決手段】ＩＦ中間周波数ビデオ信号をディジタルフ
ィルタリングする回路はＡ／Ｄ（アナログ／ディジタ
ル）変換器とナイキストフィルタ（Ｎ）とを含み、所望
のチャネルを選択するに適したアナログ前フィルタがＡ
／Ｄ変換器の上流に設けられる。ナイキストフィルタ
（Ｎ）は、Ａ／Ｄ変換器の下流に設けられたディジタル
フィルタであって、非因果関係の形に構成された一方の
ＩＩＲフィルタ（１６）が他方のＩＩＲフィルタ（１
５）に共役なスペクトラムを有する直列に配置された２
つのＩＩＲフィルタ（１５，１６）と、ＩＩＲフィルタ
を補正する直列接続されたＦＩＲフィルタ（１７）とを
含む。

Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、ＩＦ中間周波数信
号のディジタルナイキストフィルタリングを行う回路に
関する。本発明は詳しくは、チューナからの中間周波数
ＩＦテレビジョン信号のディジタルフィルタリングに関
する。
【０００２】
【従来の技術】現在のテレビ受信器に於て、ＩＦ中間周
波数回路にあるナイキストフィルタは、一連の信号処理
の中でも複雑な部分にあたる。この処理はＳＡＷデバイ
ス（surface wave filter ）を用いたアナログ形式で行
われ、狭いバンド選択特性を備えたこのフィルタは、ア
ナログビデオ復調処理の前段に設けられる。ＳＡＷフィ
ルタのコストパフォーマンスは卓越していると評価出来
るが、そのようなフィルタをＣＭＯＳ回路と同一のチッ
プ上に、適切なコストで搭載することは不可能である。
完全にディジタルなシステムでの解決を目標とすると、
ディジタル技術を選んで、アナログ技術を最終的には破
棄することになる。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】従って、ＳＡＷフィル
タと同等な性能を提供できるような、有限インパルス応
答ＦＩＲディジタルフィルタの設計が検討された。ビデ
オ信号処理に関して強く要求されることは、フィルタを
通過する信号の位相的な振る舞いが、全ての周波数に関
して同一であることである。
【０００４】線形位相ＦＩＲフィルタは、この要求を満
たすディジタルフィルタを実現することが出来るであろ
う。しかしながらそのようなフィルタは、１００或いは
それ以上のオーダーの膨大な数の係数を必要とすること
になり、コスト的に現実的ではない。従って本発明の主
要な目的は、特定のビデオ信号に対しては、全ての周波
数に対して同一或いは実質的に同一である信号の位相的
振る舞いを保証すると共に、その経済的なコストが許容
可能であるような、ＩＦ中間周波数信号のディジタルナ
イキストフィルタリング回路を提供することである。
【０００５】
【課題を解決するための手段】本発明は、単純化され安
価であるがそれ自身では所望の結果を達成できない少な
くとも一つのＦＩＲフィルタを、直列に配置された２つ
のＩＩＲ無限インパルス応答フィルタと組み合わせるこ
とからなり、ここで２つのＩＩＲフィルタは互いに共役
なスペクトラムを有する。
【０００６】ＩＩＲフィルタはＦＩＲフィルタより製造
コストが低いが、位相が周波数に比例するという用件を
満たさない。共役フィルタと組み合わせることによっ
て、位相が周波数に比例するという要件を略達成でき、
更に単純化されたＦＩＲフィルタと組み合わせることに
よって、満足の行く結果が得られる。本発明によれば、
ＩＦ中間周波数信号特にビデオ信号をナイキストフィル
タリングする回路は、Ａ／Ｄ（アナログ／ディジタル）
変換器及びナイキストフィルタを含み、Ａ／Ｄ変換器の
上流に設けられ所望のチャネルを選択するに適したアナ
ログ前フィルタを含むことを特徴とし、またナイキスト
フィルタはＡ／Ｄ変換器の下流に設けられたディジタル
フィルタであって、一つは非因果関係のフィルタであり
他方のＩＩＲフィルタに共役なスペクトラムを有する直
列に配置された少なくとも２つのＩＩＲフィルタと、周
波数に比例する位相の出力信号を送出しＩＩＲフィルタ
のフィルタリングを補正するに適した直列接続されるＦ
ＩＲフィルタとを含むことを特徴とする。
【０００７】好ましくは、各ＩＩＲフィルタは、セミナ
イキストフィルタ或いは実質的にセミナイキストフィル
タである。信号の動的揺れを低減し、またあらゆるとこ
ろで同一の動的揺れを用いるように、ＩＩＲフィルタ及
びＦＩＲフィルタは結合される。特長的な点として、非
因果関係ＩＩＲフィルタは、ビデオ信号サンプリング手
段と、サンプルされたビデオ信号を所定の時間長ＬＴの
部分に分割する手段と、フィルタリングの前に於て分割
された部分のサンプルを時間反転する手段と、フィルタ
リングの後に於てフィルタされたサンプルを時間反転す
る第２の手段を含む。好ましくは、フィルタリングの前
後に於てサンプルを時間反転する手段の各々は、ＬＩＦ
Ｏ（後入れ先出し）スタックよりなる。
【０００８】好ましくは、非因果関係ＩＩＲフィルタ
は、上流にあるルータ手段に繋げられ各々が同一のＩＩ
Ｒディジタルフィルタを含む２つの並列な経路を含み、
このルータ手段は、サンプリング周期ＴのＬ倍に等しい
クロックレートで動作し、一方の経路とそのフィルタを
上流に位置されるＬＩＦＯの出力に交互に繋げ、他方の
経路とそのフィルタをゼロの信号源に繋げるように設け
られており、一方、第２のルータ手段が、分割された部
分の時間反転サンプルを受け取るフィルタの出力を２Ｌ
Ｔの遅延を齎らす遅延セルに交互に繋げるように２つの
並列ＩＩＲフィルタの下流に設けられ、この遅延セルの
出力は加算器の一方の入力に繋がれその他方の入力はゼ
ロを受け取るフィルタの出力に第２のルータ手段を介し
て繋がれ、加算器の出力はフィルタされたサンプルの時
間順序を再構築する第２のＬＩＦＯスタックに繋がれ
る。
【０００９】フィルタされた信号の振幅がゼロの列が続
く終端に於て無視できるほど、期間ＬＴが十分であるよ
うに、数Ｌは選択される。好ましくは、ＦＩＲフィルタ
とＩＩＲ結合フィルタとは、ＦＩＲ及びＩＩＲフィルタ
各々に対する全体の伝達関数の多項式がより低次の幾つ
かの多項式の積に等しいように、小さなフィルタリング
セルに分割され、回路の全体の伝達関数は、分子がＦＩ
Ｒフィルタに対応する多項式であり、分母がＩＩＲフィ
ルタに対応する多項式である分数によって構成される。
【００１０】特長的な点として、ＦＩＲフィルタは、各
々が４次の伝達関数を有する５つのセルに分割され、Ｉ
ＩＲフィルタは、２次の伝達関数を有する３つのセルに
分割される。特長的な点として、ＦＩＲフィルタセルの
係数は、 β(1) k ＝［377, 638, 1024, 638, 377］ β(2) k ＝［94, 349, 512, 349, 94 ］ β(3) k ＝［71, 177, 256, 177, 71 ］ β(4) k ＝［34, 159, 256, 159, 34 ］ β(5) k ＝［19, -155, 512, -155, 19 ］ であり、ＩＩＲフィルタセルの係数は、 α(1) k ＝［76, 128, 63 ］ α(2) k ＝［128, 82, 114］ α(3) k ＝［128, 62, 66 ］ である。
【００１１】上述の規定以外に、本発明は他の幾つかの
規定よりなっており、それは添付の図面を用いて説明す
る詳細例に関連して、以下により明確に説明されるが、
限定をするものではない。
【００１２】
【発明の実施の形態】図１に示されるのは、チューナー
（図示せず）からのＩＦ中間周波数ビデオ信号を処理す
る回路である。図１の回路部分は、ディジタルナイキス
トフィルタＮを含み、その構成図は図５に示される。ま
たその詳しい内容については後ほど、ナイキストフィル
タの定義について説明した後に説明する。
【００１３】ＩＦ回路の動作を解析すると、ＩＦアナロ
グ信号の処理に関して広いダイナミックレンジのあるこ
とが分かる。入力線１が受け取るＩＦ信号の中から、所
望のチャンネルを選択するために、バンド幅適応アナロ
グ前フィルタ２が用いられる。この前フィルタ２の出力
は、サンプリング周波数ｆs で動作するＡ／Ｄ（アナロ
グ／ディジタル）変換器３に接続される。変換器３から
のディジタル信号はナイキストフィルタＮに送られ、フ
ィルタＮからの信号の一部は画像搬送波を再生する回路
４に送られる。回路４の出力は、積算回路５の入力に接
続される。回路５の別の入力は、フィルタＮからの信号
を直接に受け取る。回路５からの信号は、ローパスフィ
ルタ６に送られ、その出力はコンポジットビデオ側波帯
信号（ＣＶＢＳ）を出力する。
【００１４】アナログ前フィルタ２が行う選択チャンネ
ル間での分離及びナイキストフィルタリングは、図１に
示されない自動周波数制御（ＡＦＣ）という利点があ
り、これは同期復調において重要な役割を有する。ディ
ジタル制御によってナイキストスロープｐを設定するこ
とによって、ＡＦＣの動作は更に向上する。フィルタＮ
の下流で実行される同期復調の後、及びローパスフィル
タ６の後で、コンポジットビデオ側波帯信号（ＣＶＢ
Ｓ）が得られる。
【００１５】変換器３の段階におけるサンプリング周波
数Ｆs は重要なパラメータであり、経済的な条件下で達
成可能な性能を決定する。このパラメータは注意して選
ばれるべきであり、以下の説明から分かるように、この
周波数は自由に選べるものではない。より良く理解でき
るように、前フィルタ２からのアナログＩＦ信号のスペ
クトラムを図２に示し、ここで縦軸は振幅であり横軸は
周波数である。ＩＦスペクトラムの一般的な表示と異な
って図２の方向は反転されており、画像搬送波周波数ｆ
pc周辺のビデオバンド７に対応する一般的には高い周波
数を有した成分は、ここでは低い周波数成分として示さ
れ、一般的に低い周波数である音声バンド８の成分は、
ここでは高い周波数成分として示される。図２に示され
るＩＦスペクトラムの方向反転は、アナログ前処理のた
めであり、ここでの問題に関して重要なものではない。
【００１６】得られたＩＦスペクトラムを検討すること
によって、ある種のサブサンプリング技術を適用するこ
とが示唆される。アナログ前フィルタ２にある程度の不
完全さを許容すると、所望のチャンネルに隣接するチャ
ンネルを抑制することを考えた場合、サンプリング周波
数ｆs をあまり小さく選ぶべきではない。サンプリング
によって繰り返し現われるＩＦスペクトラムが隙間なく
並ぶような、完全に埋め尽くされた周波数スペクトラム
は、避けるべきである。周期的に繰り返されるスペクト
ラム間で等間隔に配置される周波数間隙は、サンプリン
グ周波数ｆs が以下の条件を満たす場合に得られる。
【００１７】 ｆs ＝ｆIFmax ＋（ｆIFmax −２ＢCH）／３ ｆs ＝（４ｆIFmax −２ＢCH）／３ ｆIFmax:norm B/G＝ｆPC:norm B/G ＋ｆVSB:norm B/G ｆPC＝搬送波の周波数 ｆPC:norm B/G ＝３８．９ＭＨｚ、ｆVSB:norm B/G＝
１．２５ＭＨｚ ＢCH:norm B/G ＝７ＭＨｚ ｆIFmax:norm B/G＝４０．１５ＭＨｚ 従って、 ｆs ＝４８．８７ＭＨｚ である。
【００１８】図３（Ａ）乃至図３（Ｄ）は、提案するサ
ブサンプリング技術を図示したものである。Ａ／Ｄ変換
器３の入力信号は、図３（Ａ）に於て選択されたＩＦ信
号７及び８として示され、全体のバンド幅はＢCHであ
る。変換器３にあるサンプル・ホールドユニットが必要
とするバンド幅は、図３（Ａ）において点線の台形とし
て示される。図３（Ａ）乃至図３（Ｄ）に於て、図２と
同様に、ＩＦ信号の振幅は縦軸に示され、周波数は横軸
に示される。サンプリング周波数が最大のＩＦ周波数即
ちｆIFmax に一致する場合、この周波数でサンプリング
すると、図３（Ｂ）に示されるように繰り返し現われる
ＩＦスペクトラム間の間隔が等しくない結果となる。図
３（Ｂ）は、周波数ゼロの辺りの周波数間隔が既に減少
している極端な例を示す。
【００１９】「ベースバンド」と最初に繰り返されるス
ペクトラムとの周波数間隔を考えると、この間隔ｆ
IFmax −２ＢCHは、図３（Ｃ）に示されるように周波数
ゼロの辺りで１／３に分割されるべきであることが分か
る。従ってサンプリング周波数は、前述されたように
（ｆIFmax −２ＢCH）／３だけ増やす必要がある。結果
として得られる画像搬送波の６ｄＢの点におけるナイキ
スト周波数は、 ｆ6dB ＝ｆs −ｆPC inverted として計算することが出来て、 ｆPC inverted ＝ｆIFmax −ＢCH＋ｆVSB ＝３４．４Ｍ
Ｈｚ であり、 ｆ6dB ＝４８．８７ＭＨｚ−３４．４ＭＨｚ＝１４．７
ＭＨｚ となる。
【００２０】ディジタルナイキストフィルタの特性の一
例が、図３（Ｄ）に於ける連続した太線１０として示さ
れる。高周波域でナイキストフィルタの通過帯域１１の
限界を定めるスロープｐは、搬送波或いはその転置１２
を中間点で遮断する。これによって、図４（Ｄ）を用い
て説明されるように、画像搬送波の復調生成後に信号の
歪みを避けることが出来る。
【００２１】後続する同期復調を可能にするために、ナ
イキストフィルタは、少なくとも最初の繰り返しＩＦス
ペクトラムを抑圧するようなオーバーサンプリング特性
を有する必要がある。図４（Ａ）乃至図４（Ｅ）は、選
択されたチャンネルの復調ビデオ信号を図４（Ｅ）に於
て得ることが出来る処理を示す。
【００２２】図４（Ａ）は図３（Ｄ）と同じものであっ
て、ナイキストフィルタ通過後の信号を示し、このフィ
ルタの周波数応答図は、搬送波を中間点で遮断する比較
的急峻なスロープｐによって横軸に平行な部分が制限さ
れた太線として表される。図４（Ｂ）は、ナイキストフ
ィルタ出力に於ける信号を示し、ビデオバンド７がナイ
キストスロープｐによって制限されている。
【００２３】図４（Ｃ）は、再生成された画像搬送波を
示す。図４（Ｄ）は、復調後の信号を示し、太線１３に
よって示される周波数応答を有するローパスフィルタに
かけられる。周波数ゼロの辺りで反転されたビデオバン
ドの２つのナイキストスロープｐは中間点で交わり、こ
れらを加えることによって、周波数軸に平行な部分を生
成して歪みを防ぐことが出来る。
【００２４】図４（Ｅ）は、ローパスフィルタの出力点
に於ける再生されたコンポジットビデオ側波帯信号を、
変調された音声信号と共に示す。図５は、本発明による
ナイキストフィルタの構成を示す。フィルタＮは、図５
の１番目の線で表される。このフィルタＮの構成に関す
る最初の説明が図５の２番目の線で示され、フィルタＮ
は、無限インパルス応答ＩＩＲフィルタ（或いはフィル
タのセット）及び有限インパルス応答ＦＩＲフィルタを
含むことが分かる。
【００２５】図５の３番目の線は、一つの全体として見
たＩＩＲフィルタは、２つの直列のＩＩＲフィルタ１５
及び１６に分かれることを示す。ＦＩＲフィルタもま
た、２つの直列のＦＩＲフィルタ１７及び１８に分ける
ことが出来る。しかしながらフィルタ１８はオーバーサ
ンプリング用であり、必要不可欠なものではない。一般
的にＩＩＲフィルタの全体の遅延特性は、ビデオへの応
用に於ては不適格である。ＩＩＲフィルタ１５の非線形
位相特性を補償するために、伝達関数Ｈ（Ｚ）（Ｚ＝ｅ
ｘｐ（ｊωｔ））を有した直列の共役スペクトラムＩＩ
Ｒフィルタ１６を設け、このフィルタは時間的に反転さ
れた機能を有する。従って、フィルタ１６は、非因果関
係フィルタである。
【００２６】因果関係性は現実のフィルタにおいては、
出力が入力より時間的に先行しないことを意味する。フ
ィルタ１５に共役であるスペクトラムを有するフィルタ
１６は、因果関係の逆の性質を示すべきである。非因果
関係フィルタの構成については、後ほど説明する。
【００２７】ＦＩＲフィルタ１７と、オプションとして
のＦＩＲフィルタ１８は、直列ＩＩＲフィルタ１５及び
１６を周波数補正するように設計される。ＩＩＲフィル
タの構成について、非因果関係フィルタ１６を含めて、
以下に検討する。２つのフィルタ１５及び１６を直列に
繋げることによる伝達関数Ｈres （Ｚ）は、 Ｈres （Ｚ）＝Ｈ（Ｚ）Ｈ（Ｚ-1）＝Ｈ（Ｚ）Ｈ（Ｚ）
* ＝｜Ｈ（Ｚ）｜2 として表される。
【００２８】この伝達関数の結果は実数であるので、全
体の線形位相特性が確保されるが、これはビデオへの応
用においては絶対的に必要な条件である。残念なこと
に、伝達関数Ｈ（Ｚ-1）即ち非因果関係伝達関数は、理
想的な形で実現することは出来ない。本発明によれば、
局所的な時間反転技術、及び単一経路に於ける区分重畳
積分の手法によって近似を行う。
【００２９】ディジタル信号Ｘk （ｎ）の時間反転を行
うために、図７に示されるように、ＬＩＦＯ（後入れ先
出し）スタック１９が設けられ、これによって、時間長
ＬＴに等しい期間のサンプルＡ1 …ＡL を時間的に反転
することが出来る。ここでＴは、ビデオ信号サンプリン
グ手段を含んだＡ／Ｄ変換器３のサンプリング周期であ
る。この期間のサンプル数Ｌは、後ほど特定する。
【００３０】従って、図６に示されるように、スタック
１９に入力される信号部分Ｘk （ｎ）のサンプルＡ1 …
ＡL は、スタックの出力に於て時間的に反転された順序
で供給され、図６の２番目の線に示されるように、最後
のサンプル入力ＡL が反転された出力部分の先頭に位置
され、入力では先頭であった部分（サンプル）Ａ1 は出
力ではこの部分の最後に配置される。これは後続する部
分Ｂ1 …ＢL 及びＣ1…ＣL についても同様であり、Ｂ
L …Ｂ1 及びＣL …Ｃ1 に反転される。
【００３１】図７は、ＩＩＲ非因果関係フィルタ１６を
示す。このフィルタは、Ｌ個のサンプルを格納可能な前
述のＬＩＦＯスタック１９を含む。スタック１９の出力
は模式図で示されるルータ手段２０に接続され、これ
は、２つの並列経路２２ａ及び２２ｂ上の２つのスイッ
チ要素２１ａ及び２１ｂを含む。ゼロ信号を送出する信
号源２３が更に設けられる。スタック１９の出力は、並
列に各スイッチ２１ａ及び２１ｂの端子に接続され、ゼ
ロである信号源２３はそれらスイッチのもう一方の端子
に接続される。それらのスイッチ２１ａ及び２１ｂは、
Ａ／Ｄ変換器３のサンプリング周期ＴのＬ倍に等しい周
期のクロックレートで動作する。ルータ手段２０は２通
りの構成をとり得る。最初の構成は図７に示されるよう
に、スタック１９の出力を経路２２ａ及びＩＩＲフィル
タ２４ａの入力に接続する。この構成においては、もう
一方のスイッチ２１ｂは、ＩＩＲフィルタ２４ａと同様
のＩＩＲフィルタ２４ｂの入力に繋がるもう一方の経路
２２ｂに、ゼロの信号源２３を接続する。ルータ手段２
０は第２の構成をとることが出来て、この構成ではスイ
ッチ２１ａは信号源２３を経路２２ａに接続し、一方ス
イッチ２１ｂはスタック１９の出力を経路２２ｂに接続
する。
【００３２】フィルタ２４ａの出力は、第２のルータ手
段２６の第１のスイッチ２５ａの端子及び第２のスイッ
チ２５ｂの端子に、並列に接続される。フィルタ２４ｂ
の出力は、スイッチ２５ａ及び２５ｂのもう一方の端子
に並列に接続される。スイッチ２５ａは、変換器３のサ
ンプリング周期Ｔの２Ｌ倍（即ち２ＬＴ）の遅れをもた
らすに適した遅延セル２７の入力に接続され、遅延セル
２７の出力は加算回路２８の入力に接続される。もう一
方のスイッチ２５ｂは、加算回路２８のもう一方の入力
に直接に接続される。ルータ手段２６は、ルータ手段２
０と同一のクロックレートで動作し、スイッチ２５ａ及
び２５ｂはこのレートで接続を切り替える。ルータ手段
２６の第１の構成では、図７に示されるように、スイッ
チ２５ａはフィルタ２４ａの出力を遅延セル２７の入力
に接続し、スイッチ２５ｂはフィルタ２４ｂの出力を直
接に加算回路２８に接続する。第２の構成では、スイッ
チ２５ａ及び２５ｂの設定を変えることによって、接続
が反転される。
【００３３】加算回路２８から出力される信号Ｙk （−
ｎ）は、スタック１９と同様の第２のＬＩＦＯスタック
２９の入力に送られ、信号の時間反転を実行して、出力
として信号Ｙk （ｎ）を再生する。図８は、図７の回路
の様々な連結点における信号の処理を、一連の模式図で
示したものである。見やすいようにこの図８の一番上の
線に示されるのは、時間と共に線形に振幅が増加するＩ
Ｆ信号３０である。信号３０は、等しい長さＬＴの部分
３１、３３、３５、…に分割される。変換器３の出力で
あるこの信号のサンプルＡ1 …ＡL 、Ｂ1 …ＢL は、全
体としてＸk （ｎ）と表記される。Ｌ個のサンプルの第
１のグループ３１は、スタック１０によって時間反転さ
れ、出力として経路２２ａに、図８の２番目の線のグル
ープ３２を生成し、これはＬＴ（サンプリング周期のＬ
倍）だけ遅延される。
【００３４】このグループ３２の終わりに於て、ルータ
２０は構成を切り替えて、図８の一番上の線の次のグル
ープ３３が、第２の経路２２ｂに送られて（図８の３番
目の線の）グループ３４を生成し、一方これと同一の期
間、第１の経路２２ａはゼロ信号を受け取る。図８の一
番上の線の第３のグループ３５は、経路２２ａに送られ
て時間反転サンプルのグループ３６を形成し、一方経路
２２ｂはゼロ信号を受け取る。
【００３５】図８の２番目及び３番目の線に太線で示さ
れるのは、フィルタ２４ａ及び２４ｂの出力における信
号の形状である。２番目の線に於て、グループ３２に期
間ＬＴ続く部分３７として示されるゼロの列は、フィル
タ２４ａからの出力信号３８がゼロに近い非常に小さな
値になることを可能にし、これはグループ３２の最後の
サンプルの後に連続的に減少する。グループ３２のよう
なグループの最後のパルスの後で、フィルタ２４ａ或い
は２４ｂからの出力信号の「裾」３８が、ＬＴの終わり
に於て実質的にゼロになるように、部分３７の長さＬＴ
が十分な長さであるような数に、Ｌは選ばれる。
【００３６】図８の４番目の線は、セル２７が生成する
時間推移を示し、このセルはフィルタされたサンプル３
２、３４、３５、…のグループを２ＬＴだけ遅らせる。
図８の５番目の線は、回路２８が行う加算演算を示す。
サンプルのグループ３２に対応する２ＬＴだけ遅延した
フィルタ２４ａの出力は、サンプルのグループ３４に続
くフィルタ２４ｂからの出力信号の裾に加算される。同
様に、フィルタ２４ｂにフィルタされたサンプルのグル
ープの出力は、フィルタ２４ａの裾に加算される。図８
の５番目の線は、加算器２８の出力で得られる信号Ｙk
（−ｎ）を示す。
【００３７】ＬＩＦＯスタック２９は、信号Ｙk （−
ｎ）を時間的に反転することによって、図８の最後の線
に示されるフィルタされた信号Ｙk （ｎ）を生成し、こ
こで各グループはスタック２９によってＬＴだけ遅延さ
れる。図９は、図でもって上記説明を示す。サンプルの
部分Ａ1 …ＡL 、Ｂ1 …ＢL、Ｃ1 …ＣL が、２番目の
線に示されるように、まず時間軸上で反転されることが
分かる。
【００３８】次にルータ手段２０は、図９の第３の線に
示されるように、反転された部分Ａ L …Ａ1 、ＣL …Ｃ
1 を線２２ａに送出すると共に、Ｌ個のゼロからなる部
分を挿入する。図９の４番目の線は、フィルタ２４ａの
出力におけるフィルタされた信号ＦAL…ＦA1に対応す
る。図９の５番目及び６番目の線は、３番目及び４番目
の線に同様であるが部分ＢL …Ｂ1 の場合であり、部分
ＡL …Ａ1 、ＣL …Ｃ1 に対して時間的にＬＴだけシフ
トされている。
【００３９】図９の７番目の線は、セル２７がもたらす
フィルタされた信号の遅延２ＬＴを示す。図９の８番目
の線は、回路２８による加算を模式的に示し、この加算
は、フィルタされた信号の部分と、入力に送られたゼロ
部分にあるもう一方のフィルタ出力の裾との間で行われ
る。ＹAL…ＹA1が、加算の結果に対応する。
【００４０】図９の最後の線は、ＬＩＦＯスタック２９
によるサンプル部分ＹAL…ＹA1の更なる時間反転を示
す。これから分かるように、単一経路の区分重畳積分手
法は重ね加算方法を用い、これによって、インパルス応
答が少なくとも有限期間ＬＴ（Ｔは変換器３のサンプリ
ング周期）であることを実現する。これは、ＩＩＲフィ
ルタについてのみ近似的に成り立つ。この場合、フィル
タからの（時間的に反転された）出力信号は、 ｙk （−ｎ）＝ｈ（ｎ）＊ｘk （−ｎ）＋ｈ（ｎ）＊ｘ
k+1 （−ｎ） によって与えられ、ここで、 である。
【００４１】上式によれば、ｙk （−ｎ）を得るための
時間重畳積分は、駆動部分応答（ｈ（ｎ）＊ｘk （−
ｎ））及び裾部分応答（ｈ（ｎ）＊ｘk+1 （−ｎ））の
２つの出力部分からなると解釈できる。これは、図７を
用いて説明し、また図８及び図９を参照してその動作を
説明したアーキテクチャに対応する。
【００４２】伝達関数Ｈ（Ｚ）を有した因果関係フィル
タ１５の前向き時間重畳積分に関しては、 ｙk （ｎ）＝ｈ（ｎ）＊ｘk （ｎ）＋ｈ（ｎ）＊ｘk-1 （ｎ） であることが分かるであろう。図１０は、本発明による
線形位相ＩＩＲフィルタの構成に関して、完全なフィル
タアーキテクチャを示す。
【００４３】上に詳しく説明した非因果関係フィルタ１
６は、因果関係フィルタ１５と直列接続されており、そ
の因果関係フィルタ１５は、ルータ２０及び２６に同様
であり同じ周波数で動作するルータ４０の２つのスイッ
チに、夫々が接続された経路３９ａ及び３９ｂを有した
並列構造となっている。ルータ４０によって、ＬＩＦＯ
スタック２９の出力とゼロの信号源とに、経路３９ａ及
び３９ｂを交互に接続することが可能になる。各経路３
９ａ及び３９ｂは、同一のＩＩＲフィルタ４１ａ及び４
１ｂを含み、その出力は加算回路４２の入力に接続され
る。このように構成されたフィルタ１５によって、上の
式に対応する前向き時間重畳積分を実行することが出来
る。
【００４４】限界サイクル或いはオーバーシュート振動
が問題にならない場合ならば、図１０に示された並列構
造の代わりに、例えば４１ａのような単一のＩＩＲフィ
ルタを用いて、前向き時間重畳積分を単純化することが
出来る。上式を考慮して明らかになるように、ナイキス
トフィルタを２つの直列のＩＩＲフィルタ１５及び１６
を用いて構成する場合、フィルタ１５の伝達関数Ｈ
（Ｚ）及びフィルタ１６の伝達関数Ｈ（Ｚ-1）との間
で、以下の関係を満足させる必要がある。
【００４５】Ｈ（Ｚ）Ｈ（Ｚ-1）＝ＨNyquist （Ｚ） これは、 Ｈ（Ｚ）＝Ｈsemi-Nyquist（Ｚ） を意味する。経験的に分かっていることであるが、セミ
ナイキストフィルタをＩＩＲフィルタの設計に完全に近
いようには構築出来ないので、ＦＩＲ有限インパルス応
答フィルタ部分を追加することが必要であり、図５の３
番目の線に模式的に示されるようにフィルタ１７及び必
要ならばフィルタ１８が必要である。
【００４６】ＦＩＲフィルタ部分でさえ、フィルタのオ
ーダーを考えると、ＩＩＲ部分よりも重要であることが
明らかである。本発明のセミナイキストフィルタの伝達
関数は、 Ｈsemi-Nyquist（Ｚ）＝Ｎ（Ｚ）／Ｄ（Ｚ） と表され、ここで式Ｎ（Ｚ）及びＤ（Ｚ）は、セミナイ
キストフィルタの伝達関数の分子多項式及び分母多項式
である。分子及び分母の多項式は各々、最小でも１０及
び６のオーダーである。
【００４７】図１１（Ａ）は、ＦＩＲ及びＩＩＲフィル
タ部分の周波数応答を示す。曲線Ｎ（Ｚ）に対応するＦ
ＩＲフィルタ部分が通過帯域全体に渡ってローパス特性
を示すのに対して、ＩＩＲフィルタ部分の応答を示す曲
線Ｄ（Ｚ）は、ＦＩＲフィルタの通過域に於て強い減衰
を示し、またＦＩＲフィルタの遮断域に於て共鳴周波数
を有する。
【００４８】図１１（Ｂ）に示される対数表示によっ
て、２つのフィルタ部分Ｎ（Ｚ）及びＤ（Ｚ）がどのよ
うにしてセミナイキストフィルタを構成するのかを示
す。平坦な通過帯域特性とセミナイキスト推移変化は、
２つのタイプのフィルタの相反する振る舞いによるとこ
ろが大きい。２つのタイプのフィルタは、全体の振る舞
いに対してほぼ等しい影響を持つ。
【００４９】ＩＩＲ及びＦＩＲフィルタ特性をより詳し
く検討すると、そのようなタイプのフィルタハードウェ
アの構築に関連して、重要な問題のあることが分かる。
図１１（Ｂ）に示されるように、５ＭＨｚの辺りの帯域
の通過域に於て、ＦＩＲフィルタ部分に関しては約４０
ｄＢの利得変動があり、ＩＩＲフィルタ部分に関しては
約３４ｄＢの利得変動がある。図５の構成を考慮して、
２つの直列ＩＩＲフィルタ１５及び１６の後及び後続す
るＦＩＲフィルタ１７の前に於て、ディジタル信号経路
のダイナミックレンジは、７０ｄＢ増加されるべきであ
る。これに基づいて以下のことが結論される。第１に、
図５に提案されるフィルタ構成は単純化された図にすぎ
ず、第２に、フィルタリング多項式Ｎ（Ｚ）及びＤ
（Ｚ）は、更に小さなフィルタリングセルに分割される
べきである。
【００５０】コンピュータシミュレーションによれば、
ＦＩＲフィルタに対しては、 Ｎ（Ｚ）＝Ｎ1 （Ｚ）Ｎ2 （Ｚ）Ｎ3 （Ｚ）Ｎ4 （Ｚ）
Ｎ5 （Ｚ） を用い、ＩＩＲフィルタに対しては、 Ｄ（Ｚ）＝Ｄ1 （Ｚ）Ｄ2 （Ｚ）Ｄ3 （Ｚ） を用いると満足の行く結果が得られる。
【００５１】多項式Ｎ（Ｚ）及びＤ（Ｚ）をより低次の
多項式に分割することによって、満足の行く結果を得る
ことが出来る。更にＦＩＲフィルタに対しては、２倍の
数の係数が生成される必要があるので、因果関係フィル
タ部分及び非因果関係フィルタ部分として表現すること
は無意味であり、結果として、因果関係フィルタ部分及
び非因果関係フィルタ部分のＦＩＲフィルタリング特性
は、Ｎ（Ｚ）Ｎ（Ｚ-1）＝Ｎ* 1(Ｚ）Ｎ* 2(Ｚ）Ｎ
* 3(Ｚ）Ｎ* 4(Ｚ）Ｎ* 5(Ｚ）であり、 Ｎ* 1(Ｚ）＝Ｎ1 （Ｚ）Ｎ1 （Ｚ-1），Ｎ* 2(Ｚ）＝Ｎ2
（Ｚ）Ｎ2 （Ｚ-1），Ｎ* 3(Ｚ）＝Ｎ3 （Ｚ）Ｎ3 （Ｚ
-1），Ｎ* 4(Ｚ）＝Ｎ4 （Ｚ）Ｎ4 （Ｚ-1），Ｎ* 5(Ｚ）
＝Ｎ5 （Ｚ）Ｎ5 （Ｚ-1） として表現され、ここで各Ｎ* i （Ｚ）は４次であり、 （β(i) 2,β(i) 1,β(i) 0,β(i) 1,β(i) 2) の形の係数を有する。
【００５２】これに対し、各Ｄi （Ｚ）は２次であ
り、 （α(i) 0，α(i) 1，α(i) 2） の係数によって表される。ＦＩＲフィルタリングセルの
係数は以下のように与えられる。 β(1) k ＝［377, 638, 1024, 638, 377］ β(2) k ＝［94, 349, 512, 349, 94 ］ β(3) k ＝［71, 177, 256, 177, 71 ］ β(4) k ＝［34, 159, 256, 159, 34 ］ β(5) k ＝［19, -155, 512, -155, 19 ］ ＦＩＲフィルタに対する対応する増幅係数はＶN ＝１２
である。
【００５３】これらの値を用いると、第１のＦＩＲフィ
ルタリングセルの伝達関数Ｎ1 （Ｚ）は、以下のように
表現することが出来る。 Ｎ1 （Ｚ）＝377 Ｚ2 ＋ 638Ｚ＋ 1024 ＋ 638Ｚ-1＋ 3
77Ｚ-2 他の多項式Ｎ2 （Ｚ）…Ｎ5 （Ｚ）は、上の表に与えら
れる係数値を用いて、同様に表現することが出来る。
【００５４】３つのＩＩＲフィルタリングセルの係数
は、以下の表によって与えられる。 α(1) k ＝［76, 128, 63 ］ α(2) k ＝［128, 82, 114］ α(3) k ＝［128, 62, 66 ］ ＩＩＲフィルタの対応する増幅係数ＶD は、ＶD ＝2348
/4096 である。
【００５５】この表に与えられた係数にしたがって、分
割Ｄ1 （Ｚ）の第１の多項式は、 Ｄ1 （Ｚ）＝76Ｚ＋ 128＋ 63 Ｚ-1 と書くことが出来る。他の多項式は、後続する行を用い
て同様に得られる。図１２（Ａ）は、種々の分母セルＤ
i （Ｚ）の周波数応答を示し、図１２（Ｂ）は、分子セ
ルＮ* i （Ｚ）の周波数応答を示す（横軸が周波数で縦
軸が振幅である）。
【００５６】ディジタル信号経路に於て、ダイナミック
レンジが許容できないほど増大するのを防ぐために、各
分母セルＤi （Ｚ）の共鳴周波数は、先行する分子セル
Ｎ* i （Ｚ）によって補償される必要がある。コンピュ
ータシミュレーションによれば、以下の組み合わせを用
いれば、ダイナミックレンジの増加を最小にすることが
出来る。
【００５７】 Ｎ* 4(Ｚ）Ｄ1 （Ｚ），Ｎ* 3(Ｚ）Ｄ2 （Ｚ），Ｎ
* 2(Ｚ）Ｄ3 （Ｚ） 図１３（Ａ）、図１３（Ｂ）、及び図１３（Ｃ）は、Ｉ
Ｆ信号に関する周波数領域に於て、これらの組み合わせ
の周波数応答を示す。利得を縦軸に沿ってプロットし、
横軸に沿った周波数はサンプリング周波数の半分に対す
る周波数の比率（比率ｆ／（ｆs ／２））として表現さ
れる。これら３つの組み合わせの各々において、利得の
変動はファクター２即ち６ｄＢを越えない。
【００５８】提案されるナイキストフィルタのアーキテ
クチャが図１６に示され、既に説明されたフィルタ１５
及び１６のアーキテクチャに類似した直列のＩＩＲフィ
ルタ１５Ａ及び１６Ａが設けられる。部分１６Ａの各経
路に於けるフィルタリングセルはＨb （Ｚ）と表記さ
れ、部分１５Ａに於けるフィルタリングセルはＨ
c （Ｚ）と表記される。
【００５９】Ｈa （Ｚ）と表記されるＦＩＲフィルタリ
ングセルはＬＩＦＯスタック１９の上流に設けられ、Ｈ
d （Ｚ）と表記される別のＦＩＲフィルタリングセルが
加算回路４２の下流に設けられる。サブフィルタを構成
するフィルタリングセルは、以下の伝達関数を有する。 Ｈa （Ｚ）＝Ｎ* 4(Ｚ） Ｈb （Ｚ）＝Ｄ1 （Ｚ）Ｎ* 3(Ｚ）Ｄ2 （Ｚ）Ｎ* 2(Ｚ）
Ｄ3 （Ｚ） Ｈc （Ｚ）＝Ｄ1 （Ｚ）Ｄ2 （Ｚ）Ｄ3 （Ｚ） Ｈd （Ｚ）＝Ｎ* 1(Ｚ）Ｎ* 5(Ｚ） 前述した数Ｌは、サンプル信号の部分の長さを定義する
ものであるが、これはハードウェアの複雑さ及びその有
効性に対して大きく影響する。この部分に要求される最
大長の第１の推定値を得るために、周波数特性がＤ
1 （Ｚ）、Ｄ2 （Ｚ）、及びＤ3 （Ｚ）であるフィルタ
のインパルス応答を調べる。図１４（Ａ）、図１４
（Ｂ）、及び図１４（Ｃ）は、対応するインパルス応答
を示す。
【００６０】図１４（Ａ）及び図１４（Ｂ）の応答ｄ1
（ｔ）及びｄ2 （ｔ）は、周波数特性の共振周波数から
発生する発振特性を明らかに示す一方で、セルＤ
3 （Ｚ）に対応する図１４（Ｃ）のｄ3 （ｔ）は、急速
に衰退する。これらの結果を見れば、これら３つのフィ
ルタ全体のインパルス応答が、ｄ1（ｔ）によって支配
されることは驚くべきことではない。図１５（Ａ）は、
これら３つのフィルタを重畳積分した結果、 ｄ（ｔ）＝ｄ1 （ｔ）＊ｄ2 （ｔ）＊ｄ3 （ｔ） を示す。
【００６１】ディジタル出力信号に対して１０ビットの
ダイナミック解像度を考えるのであれば、必要な部分長
Ｌは、インパルス応答の振幅がインパルス応答最大振幅
の１／１０００以下に落ちるときの長さとして得られ
る。図１５（Ｂ）は、縦軸値を１０００倍して、サンプ
リング周期の倍数として横軸に時間を表現したインパル
ス応答ｄ（ｔ）を示す。図１５（Ｂ）から、所望の結果
を得るための部分Ｌの最短長は、サンプリング周期の約
１１０倍である。
【００６２】この値は実際にはもっと小さくすることが
可能であり、何故なら、ナイキストフィルタの入力信号
はデルタパルスであることはなく、図１４（Ａ）及び図
１４（Ｂ）の波形ｄ1 （ｔ）及びｄ2 （ｔ）に於ける振
動発生の起因となる周波数成分は、前段のローパスフィ
ルタ特性Ｎ* 4（Ｚ）及びＮ* 3（Ｚ）によって十分に減衰
されるからである。簡単な計算によって、この議論を確
認することが可能である。
【００６３】｜Ｄ1 （Ｚ）｜（Ｄ1 （Ｚ）の絶対値）
及び｜Ｄ2 （Ｚ）｜の最大値は、図１２（Ａ）から求
めることが出来る。Ｄ1 （Ｚ）の絶対値の最大値は約
２２であり、Ｄ2 （Ｚ）の絶対値の最大値は約１０で
ある。Ｎ* 4（Ｚ）及びＮ* 3（Ｚ）をＤ1 （Ｚ）及びＤ2
（Ｚ）の前に用いることによって、この最大値は殆ど
補償される。部分を程よい長さにする数Ｌは、約５０程
度であり得る。
【００６４】ＩＩＲ因果関係フィルタに対してオーバー
ラップ加算方法を用いる必要がないのであれば、より単
純なフィルタ構成を得ることが出来る。この場合、ナイ
キストフィルタの構成は図１７で与えられる。非因果関
係フィルタ１６Ｂの構成は前と同じであるが、ＩＩＲ因
果関係フィルタ１５Ｂは単純化され、加算回路を用いた
２つの並列な経路を含むことなく、伝達関数Ｈ3 （Ｚ）
によって表記されるフィルタリングセルを含むのみであ
る。他のフィルタリングセルに関しては、ＬＩＦＯスタ
ック１９の上流セルは伝達関数Ｈ1 （Ｚ）と表記され、
非因果関係フィルタ１６ＢのセルはＨ2 （Ｚ）と表記さ
れる。フィルタの伝達関数は以下の式で与えられる。
【００６５】Ｈ1 （Ｚ）＝Ｎ* 4(Ｚ）Ｄ1 （Ｚ）Ｎ
* 3(Ｚ）Ｄ2 （Ｚ）Ｎ* 2(Ｚ）Ｄ3 （Ｚ） Ｈ2 （Ｚ）＝Ｄ1 （Ｚ）Ｄ2 （Ｚ）Ｄ3 （Ｚ） Ｈ3 （Ｚ）＝Ｎ* 1(Ｚ）Ｎ* 5(Ｚ） 図１８（Ａ）及び図１８（Ｂ）は、ＩＩＲフィルタリン
グセルの構成図である。
【００６６】図１８（Ａ）の構成は、２次のＩＩＲフィ
ルタリングセルに対応する。入力信号ｘ（ｎ）は、減算
回路４３の入力に与えられる。回路４３の出力信号は、
遅延Δｔをもたらす第１の遅延セル４４を介して、この
回路の入力に戻される。このセルの出力は一方で積算回
路４５の入力に送られ、もう一方でセル４４に同様の別
の遅延セル４６の入力に送られる。積算係数ａ1 が積算
回路４５の別の入力に与えられ、この回路からの出力が
加算回路４７の入力に送られる。
【００６７】遅延セル４６からの出力は積算回路４８の
入力に送られ、この積算回路４８の別の入力は積算係数
ａ2 を受け取る。積算回路４８の出力は、加算回路４７
のもう一方の入力に送られる。回路４７の出力は、減算
回路４３の入力に接続される。入力信号ｘ（ｎ）と出力
信号ｙ（ｎ）との間の量子化されていない式は、 ｙ（ｎ）＝ｘ（ｎ）−ａ1 ｙ（ｎ−１）−ａ2 ｙ（ｎ−
２） で与えられる。
【００６８】図１８（Ｂ）は、２次ＩＩＲフィルタリン
グセルの構成図であり、図１８（Ａ）のものと同一のタ
イプであるが、入力信号ｘ（ｎ）を係数２m で増幅する
ディジタル信号処理用に変更されたものである。図１８
（Ａ）に関して説明した種々の回路が再び用いられ、同
一の参照番号で表記される。更に減算回路４３の前に回
路４９が設けられており、回路４３に入力される信号が
２m ｘ（ｎ）になるように信号ｘ（ｎ）を２m 倍に増幅
することが出来る。回路４５及び４８に与えられる積算
係数は各々α1 及びα2 であり、 α1 ＝ａ1 ２k 1 、α2 ＝ａ2 ２k 2 である。
【００６９】回路４５の出力と回路４７の入力との間に
は、入力に値−ｋ1 を受け取る回路５０が設けられ、こ
の回路５０は、入力信号の２-k1 倍に等しい信号を出力
する。回路５０に同様の回路５１が、積算器４８の出力
及び加算器４７の入力の間に設けられ、この回路５１は
値−ｋ2 を受け取り、入力信号を２-k2 倍する。
【００７０】最後に、回路５２がフィルタリングセル出
力のすぐ下流に設けられる。この回路５２は、回路４
９、５０、及び５１に同様であり、値−ｍを受け取り、
入力信号の２-m倍を出力する。図１８（Ｂ）のフィルタ
リングセルを用いれば、良好な質の出力信号を量子化さ
れた形で得ることが出来る。
【００７１】図１９（Ａ）は、４次のＦＩＲフィルタリ
ングセルの構成図である。入力信号ｘ（ｎ）は遅延セル
５３の入力に与えられ、それに後続して、各々が遅延Δ
ｔをもたらす３つの別のセル５４、５５、及び５６が直
列に設けられる。入力信号ｘ（ｎ）はまた、加算回路５
７の入力にも与えられ、このもう一方の入力はセル５６
からの出力を受け取る。回路５７からの出力は積算回路
５８の入力に送られ、この積算回路５８の別の入力は積
算係数β2 を受け取る。積算回路５８からの出力は、加
算回路５９の入力に送られる。
【００７２】遅延セル５３の出力は加算回路６０の一方
の入力に送られ、そのもう一方の入力はセル５５からの
出力を受け取る。回路６０からの出力は積算回路６１の
一方の入力に送られ、そのもう一方の入力は係数β1 を
受け取る。回路６１からの出力は、加算回路５９の別の
入力に与えられる。遅延セル５４からの出力は積算回路
６２の一方の入力に送られ、そのもう一方の入力は係数
β0 を受け取る。回路６２の出力は加算回路６３の一方
の入力に送られ、そのもう一方の入力は加算回路５９か
らの出力を受け取る。回路６３からの出力は回路６４に
送られ、この回路６４はもう一方の入力に指数−ｍを受
け取り、回路６３の出力信号を２-m倍する。回路６４
は、出力信号ｙ（ｎ）を送出する。
【００７３】係数β0 、β1 、及びβ2 は、ＦＩＲフィ
ルタリングセルに望ましい係数の２ m 倍に等しい。図１
９（Ｂ）は、図１９（Ａ）のセルに同様のＦＩＲフィル
タリングセル６５と、図１８（Ｂ）のセルに同様のＩＩ
Ｒフィルタリングセル６６を組み合わせた構成図であ
る。
【００７４】ＦＩＲセル６５は、図１９（Ａ）のセルと
同一の回路からなる。但し、回路５８の出力は回路６３
の入力に直接に接続され、一方で回路６２の出力が回路
５９の入力に接続される。ＩＩＲセルは、セル６５の入
力の前に設けられた減算回路４３を含む。遅延セル５３
及び５４の出力から取られた信号は、図１８（Ｂ）に模
式的に示すように、線６７及び６８を介して減算回路４
３の入力へと戻される。
【００７５】
【発明の効果】本発明によれば、ディジタルビデオＩＦ
信号のナイキストフィルタリングを、経済的な条件の下
で実現することが出来る。ＦＩＲ及びＩＩＲフィルタリ
ングセルを組み合わせることによって、実効的に生成さ
れるフィルタリング係数を大幅に削減出来る。約５０個
の係数を生成することが必要なＦＩＲフィルタの直接的
な設計と比較しても、フィルタの対称性を利用すること
によって、提案する解決手法を用いた例に於ては、２２
個の係数のみが必要となる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明によるフィルタリング回路を含んだチュ
ーナからのＩＦ中間周波数ビデオ信号を処理する回路の
構成図である。
【図２】アナログ前フィルタの出力に於けるアナログＩ
Ｆ信号を示す図である。
【図３】（Ａ）は、Ａ／Ｄ変換器の入力に於ける信号を
示す模式図であり、（Ｂ）及び（Ｃ）は、（Ａ）の信号
に対するサンプリングの影響を示す図であり、（Ｄ）
は、ナイキストフィルタの出力に於ける信号を示す図で
ある。
【図４】（Ａ）は、図３（Ｄ）と同じ図であり、（Ｂ）
は、ナイキストフィルタの出力に於て出力される信号を
示す図であり、（Ｃ）は、画像搬送波の再生成を示す図
であり、（Ｄ）は、画像搬送波再生後の信号をローパス
フィルタの図と共に示す図であり、（Ｅ）は、ローパス
フィルタの出力に於ける信号を示す図である。
【図５】本発明によるナイキストフィルタの構成を示す
図である。
【図６】ＬＩＦＯスタックによるサンプル列の時間反転
を示す図である。
【図７】非因果関係ＩＩＲフィルタの構成を示す図であ
る。
【図８】図７の非因果関係フィルタによる信号処理を単
純化して示す図である。
【図９】図７の非因果関係フィルタの動作を、図８とは
異なる形態で示したタイムチャートである。
【図１０】図７の非因果関係フィルタと共役スペクトラ
ムＩＩＲフィルタとからなる直列接続ＩＩＲフィルタリ
ングの構成を示す図である。
【図１１】（Ａ）は、ＦＩＲフィルタとＩＩＲフィルタ
との周波数応答を示す図であり、（Ｂ）は、フィルタの
周波数応答と２つのフィルタの和とを縦軸に対数尺度を
用いて示した図である。
【図１２】（Ａ）は、ＩＩＲフィルタの３つの独立なセ
ルの各々の周波数応答を示す図であり、（Ｂ）は、ＦＩ
Ｒフィルタの５つのセルの各々の周波数応答を示す図で
ある。
【図１３】（Ａ）乃至（Ｃ）は、ＩＩＲフィルタセル及
びＦＩＲフィルタセルの様々な組み合わせの周波数応答
を示す図である。
【図１４】（Ａ）乃至（Ｃ）は、ＩＩＲフィルタの３つ
のセルの特性周波数に於けるフィルタリング構成のイン
パルス応答を示す図である。
【図１５】（Ａ）は、３つのＩＩＲフィルタセルの重畳
積分の結果を示す図であり、（Ｂ）は、（Ａ）の重畳積
分の結果として得られる信号の終端を一千倍した縦軸尺
度で示す図である。
【図１６】本発明によるディジタルナイキストフィルタ
を示す図である。
【図１７】図１６によるディジタルナイキストフィルタ
の変形例を示す図である。
【図１８】（Ａ）及び（Ｂ）は、ＩＩＲフィルタセルを
示す図である。
【図１９】（Ａ）及び（Ｂ）は、ＦＩＲフィルタセルを
示す図である。
【符号の説明】
１ 入力線 ２ アナログ前フィルタ ３ Ａ／Ｄ変換器 ４ 画像搬送波再生回路 ５ 積算回路 ６ ローパスフィルタ ７ ビデオバンド ８ 音声バンド １０ ナイキストフィルタ特性 １１ 通過帯域 １２ 転置 １５ ＩＩＲフィルタ １６ ＩＩＲフィルタ １７ ＦＩＲフィルタ １８ ＦＩＲフィルタ １９ スタック ２０ ルータ手段 ２１ａ、２１ｂ スイッチ要素 ２２ａ、２２ｂ 並列経路 ２３ ゼロ信号源 ２４ａ、２４ｂ ＩＩＲフィルタ ２５ａ、２５ｂ スイッチ ２６ 第２のルータ手段 ２７ 遅延セル ２８ 加算回路 ２９ スタック ３９ａ、３９ｂ 経路 ４０ ルータ ４１ａ、４１ｂ ＩＩＲフィルタ ４２ 加算回路 ４３ 減算回路 ４４ 遅延セル ４５ 積算回路 ４６ 遅延セル ４７ 加算回路 ４８ 積算回路 ４９、５０、５１、５２ 増幅用回路 ５３、５４、５５、５６ 遅延セル ５７、５９、６０、６３ 加算回路 ５８、６１、６２ 積算回路 ６４ 増幅用回路 ６５ ＦＩＲフィルタリングセル ６６ ＩＩＲフィルタリングセル ６７、６８ 信号線

Claims (16)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】Ａ／Ｄ（アナログ／ディジタル）変換器
    （３）及びナイキストフィルタを含みＩＦ中間周波数ビ
    デオ信号をディジタルフィルタリングする回路であっ
    て、 所望のチャネルを選択するに適したアナログ前フィルタ
    （２）がＡ／Ｄ変換器（３）の上流に設けられ、 ナイキストフィルタ（Ｎ）はＡ／Ｄ変換器（３）の下流
    に設けられたディジタルフィルタであって、一方（１
    ６；１６Ａ；１６Ｂ）は非因果関係の形に構成され他方
    （１５；１５Ａ；１５Ｂ）は因果関係の形に構成される
    直列に配置された２つのＩＩＲフィルタ（１５，１６；
    １５Ａ，１６Ａ；１５Ｂ，１６Ｂ）と、ＩＩＲフィルタ
    を補正する直列接続されたＦＩＲフィルタ（１７）を含
    むことを特徴とする回路。
  2. 【請求項２】各ＩＩＲフィルタ（１５，１６；１５Ａ，
    １６Ａ；１５Ｂ，１６Ｂ）はセミナイキストフィルタで
    あることを特徴とする請求項１記載の回路。
  3. 【請求項３】ＩＩＲフィルタ及びＦＩＲフィルタは、信
    号の動的揺れを軽減し、至る所で同一の動的揺れを用い
    るように組み合わせられることを特徴とする請求項１又
    は２記載の回路。
  4. 【請求項４】非因果関係の形で構成されるＩＩＲフィル
    タ（１６；１６Ａ；１６Ｂ）は因果関係ＩＩＲフィルタ
    （１５；１５Ａ；１５Ｂ）の複素共役であり、２つのＩ
    ＩＲフィルタによる処理の後にビデオ信号の位相は実質
    的に線形のままであることを特徴とする請求項１乃至３
    いずれか一項記載の回路。
  5. 【請求項５】非因果関係の形で構成されるＩＩＲフィル
    タ（１６；１６Ａ；１６Ｂ）は、 ビデオ信号サンプリング手段（３）と、 サンプルされたビデオ信号を所定の時間長（ＬＴ）の部
    分に分割する手段（２０）と、 フィルタリングの前に於て分割された部分のサンプルを
    時間反転する手段（１９）と、 フィルタリングの後に於て時間反転する第２の手段（２
    ９）とを含むことを特徴とする請求項１乃至４いずれか
    一項記載の回路。
  6. 【請求項６】フィルタリングの前後に於いてサンプルを
    時間反転する手段の各々はＬＩＦＯスタック（１９，２
    ９）からなることを特徴とする請求項５記載の回路。
  7. 【請求項７】非因果関係フィルタ（１６；１６Ａ；１６
    Ｂ）は、 各々が同一のＩＩＲディジタルフィルタ（２４ａ，２４
    ｂ）を含み第１のＬＩＦＯスタック（１９）の出力に繋
    がれる２つの経路（２２ａ，２２ｂ）と、 サンプリング周期（Ｔ）のＬ倍に等しいクロックレート
    で動作し、２つの経路（２２ａ，２２ｂ）の一つに於て
    フィルタ（２４ａ，２４ｂ）をＬＩＦＯスタック（１
    ９）の出力に交互に繋げ、他方の経路に於て他方のフィ
    ルタ（２４ｂ，２４ａ）を分割された部分と同一の長さ
    のゼロ送信（２３）に繋げるために設けられたルータ手
    段（２０）と、 第１のルータ手段（２０）と同一のクロックレートで動
    作し、分割された部分の時間反転サンプルを受け取るフ
    ィルタ（２４ａ，２４ｂ）の出力を、部分の期間の２倍
    に等しい遅延（２ＬＴ）を齎らす遅延セル（２７）に交
    互に繋げるために、２つの並列フィルタ（２４ａ，２４
    ｂ）の下流に設けられた第２のルータ手段（２６）とを
    含み、該遅延セル（２７）の出力は加算器（２８）の一
    方の入力に繋がれその他方の入力はゼロの列を受け取る
    フィルタ（２４ｂ，２４ａ）の出力に第２のルータ手段
    （２６）を介して繋がれ、加算器（２８）の出力はフィ
    ルタされたサンプルの時間順序を再構築する第２のＬＩ
    ＦＯスタック（２９）に繋がれることを特徴とする請求
    項６記載の回路。
  8. 【請求項８】フィルタされた信号の裾がゼロの列が続く
    終端に於て無視できるほど、Ｌとサンプリング周期との
    積に等しい期間（ＬＴ）が十分であるように、数Ｌが選
    択されることを特徴とする請求項７記載の回路。
  9. 【請求項９】ＦＩＲフィルタとＩＩＲ結合フィルタと
    は、各フィルタの全体の伝達関数の多項式がより低次の
    幾つかの多項式の積に等しいように、小さなフィルタリ
    ングセルに分割され、ＦＩＲは分子の多項式（Ｎ
    （Ｚ））に対応し、ＩＩＲは分母の多項式（Ｄ（Ｚ））
    に対応することを特徴とする請求項１乃至８いずれか一
    項記載の回路。
  10. 【請求項１０】ＦＩＲフィルタは、分子に於て４次の伝
    達関数Ｎ1 （Ｚ）、Ｎ2 （Ｚ）、Ｎ3 （Ｚ）、Ｎ
    4 （Ｚ）、及びＮ5 （Ｚ）を各々が有する５つのセルに
    分割され、伝達関数Ｄ（Ｚ）が分母であるＩＩＲフィル
    タは、２次の伝達関数Ｄ1 （Ｚ）、Ｄ2 （Ｚ）、及びＤ
    3 （Ｚ）を有する３つのセルに分割されることを特徴と
    する請求項９記載の回路。
  11. 【請求項１１】ＦＩＲフィルタが、 Ｎ（Ｚ）Ｎ（Ｚ-1）＝Ｎ* 1(Ｚ）Ｎ* 2(Ｚ）Ｎ* 3(Ｚ）Ｎ*
    4(Ｚ）Ｎ* 5(Ｚ）であって、 Ｎ* 1(Ｚ）＝Ｎ1 （Ｚ）Ｎ1 （Ｚ-1），Ｎ* 2(Ｚ）＝Ｎ2
    （Ｚ）Ｎ2 （Ｚ-1），Ｎ* 3(Ｚ）＝Ｎ3 （Ｚ）Ｎ3 （Ｚ
    -1），Ｎ* 4(Ｚ）＝Ｎ4 （Ｚ）Ｎ4 （Ｚ-1），Ｎ* 5(Ｚ）
    ＝Ｎ5 （Ｚ）Ｎ5 （Ｚ-1） である関係によって記述される特性を有することを特徴
    とする請求項１０記載の回路。
  12. 【請求項１２】ＦＩＲフィルタセルの係数は、 β(1) k ＝［377, 638, 1024, 638, 377］ β(2) k ＝［94, 349, 512, 349, 94 ］ β(3) k ＝［71, 177, 256, 177, 71 ］ β(4) k ＝［34, 159, 256, 159, 34 ］ β(5) k ＝［19, -155, 512, -155, 19 ］ であり、ＩＩＲの係数は、 α(1) k ＝［76, 128, 63 ］ α(2) k ＝［128, 82, 114］ α(3) k ＝［128, 62, 66 ］ であることを特徴とする請求項１０又は１１記載の回
    路。
  13. 【請求項１３】伝達関数が、 Ｈa （Ｚ）＝Ｎ* 4(Ｚ） Ｈb （Ｚ）＝Ｄ1 （Ｚ）Ｎ* 3(Ｚ）Ｄ2 （Ｚ）Ｎ* 2(Ｚ）
    Ｄ3 （Ｚ） Ｈc （Ｚ）＝Ｄ1 （Ｚ）Ｄ2 （Ｚ）Ｄ3 （Ｚ） Ｈd （Ｚ）＝Ｎ* 1(Ｚ）Ｎ* 5(Ｚ） であるサブフィルタ（図１６）よりなることを特徴とす
    る請求項１１又は１２記載の回路。
  14. 【請求項１４】伝達関数が、 Ｈ1 （Ｚ）＝Ｎ* 4(Ｚ）Ｄ1 （Ｚ）Ｎ* 3(Ｚ）Ｄ2 （Ｚ）
    Ｎ* 2(Ｚ）Ｄ3 （Ｚ） Ｈ2 （Ｚ）＝Ｄ1 （Ｚ）Ｄ2 （Ｚ）Ｄ3 （Ｚ） Ｈ3 （Ｚ）＝Ｎ* 1(Ｚ）Ｎ* 5(Ｚ） であるサブフィルタ（図１７）よりなることを特徴とす
    る請求項１１又は１２記載の回路。
  15. 【請求項１５】サンプリング周波数（ｆs ）が、 （４ｆIFmax −２ＢCH）／３ に等しいか或いは略等しく、ｆIFmax は最大ＩＦ周波数
    に等しく、ＢCHは全体のバンド幅に等しいことを特徴と
    する請求項１乃至１４いずれか一項記載の回路。
  16. 【請求項１６】サンプリング周波数（ｆs ）は４８．８
    ７ＭＨｚに等しいか或いは略等しいことを特徴とする請
    求項１５記載の回路。
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