JPH09247933A

JPH09247933A - 力率改善コンバータ回路

Info

Publication number: JPH09247933A
Application number: JP8079355A
Authority: JP
Inventors: Masayuki Yasumura; 昌之安村
Original assignee: Sony Corp
Current assignee: Sony Corp
Priority date: 1996-03-08
Filing date: 1996-03-08
Publication date: 1997-09-19

Abstract

(57)【要約】【課題】電流共振形コンバータによりスイッチング出
力を整流電流経路に重畳するようにして力率改善を図る
力率改善コンバータとして、製造能率の向上及び回路の
小型軽量化を図る。【解決手段】スイッチング素子Ｑ₁ 、Ｑ₂ についてＭ
ＯＳ−ＦＥＴを用いることで、電流増幅率ｈ_FE、蓄積時
間Ｔｓのばらつきによる部品選別管理の必要をなくす。
また、電力損失を増加させることなくスイッチング周波
数を５００ＫＨｚ以上の高周波に設定することが可能と
なり、これに伴って駆動回路系の部品の小型化が図られ
る。また、スイッチング素子Ｑ₁ 、Ｑ₂ 、制御回路２、
発振回路３及びドライブ回路４を１チップの電流共振形
コンバータ用ハイブリッドＩＣ６として構成して実装す
ることで、更に小型／軽量化を図る。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明はスイッチング電源回
路の力率を改善するために設けられる力率改善コンバー
タ回路に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】近年、高周波の比較的大きい電流及び電
圧に耐えることができるスイッチング素子の開発によっ
て、商用電源を整流して所望の直流電圧を得る電源装置
としては、大部分がスイッチング方式の電源装置になっ
ている。スイッチング電源はスイッチング周波数を高く
することによりトランスその他のデバイスを小型にする
と共に、大電力のＤＣ−ＤＣコンバータとして各種の電
子機器の電源として使用される。

【０００３】ところで、一般に商用電源を整流すると平
滑回路に流れる電流は歪み波形になるため、電源の利用
効率を示す力率が損なわれるという問題が生じる。ま
た、歪み電流波形となることによって発生する高調波を
抑圧するための対策が必要とされている。

【０００４】そこで、スイッチング電源回路において力
率を改善する力率改善手段として、整流回路系において
ＰＷＭ制御方式の昇圧型コンバータを設けて力率を１に
近付ける、いわゆるアクティブフィルタを設ける方法が
知られている。ただし、このようなアクティブフィルタ
は、高ＥＭＩ対策のための部品の増加／大型化などによ
って回路規模の拡大、高コストなど要因を多く抱えてい
ることから、電源回路の小型化及び低コスト化の観点か
らは不利となる。また、アクティブフィルタにおける電
力損失が比較的大きいことも知られている。

【０００５】そこで先に本出願人により、自励式の電流
共振形コンバータを用いて整流出力をスイッチングし、
これによって交流入力電流の導通角を拡大して力率改善
を図るように構成された力率改善コンバータ回路が各種
提案されている。このような電流共振形コンバータによ
る力率改善コンバータ回路では、力率改善コンバータの
スイッチング動作が電流共振形とされることで低ノイズ
化が実現されると共に回路規模も小さくて済み、これに
伴って低コスト化を図ることも可能とされる。また、電
力損失も大幅に低減されて電力変換効率も向上される。

【０００６】図１０は、先に本出願人により出願された
発明に基づいて構成することのできる力率改善コンバー
タ回路の一例を示す回路図とされる。この図に示す電源
回路においては、商用交流電源ＡＣに対してコモンモー
ドのノイズを除去するノイズフィルタとして、コモンモ
ードチョークコイルＣＭＣとアクロスコンデンサＣ_L が
設けられている。商用交流電源ＡＣはブリッジ整流回路
Ｄ₁ により全波整流される。この場合には、ブリッジ整
流回路Ｄ₁ の整流出力ラインと、平滑回路である平滑コ
ンデンサＣｉ間に対して力率改善コンバータ部２０が設
けられて、後述するようにして力率改善を図る。

【０００７】スイッチング電源部１は、平滑コンデンサ
Ｃｉの両端に得られる整流平滑電圧Ｅｉを入力してスイ
ッチング動作を行い、二次側より直流出力電圧Ｅ₁ 、Ｅ
₂ を出力するＤＣ−ＤＣコンバータとされ、例えばこの
場合には、ＰＷＭ方式により定電圧化制御を行うスイッ
チングコンバータが備えられているものとされる。

【０００８】この図に示す力率改善コンバータ部２０に
おいては、先ず、ブリッジ整流回路Ｄ₁ の正極出力端子
と平滑コンデンサＣｉの正極端子間のライン（整流出力
ライン）に対して、フィルタチョークコイルＬ_N −高速
リカバリ型ダイオードＤ₂ が直列に挿入されている。こ
こで、高速リカバリ型ダイオードＤ₂ はアノードがブリ
ッジ整流回路Ｄ₁ 側となる方向により挿入されている。
この場合、ブリッジ整流回路Ｄ₁ の正極出力端子と上記
フィルタチョークコイルＬ_N の接続点と、平滑コンデン
サＣｉの正極端子間にはフィルタコンデンサＣ_N が挿入
されて、フィルタチョークコイルＬ_N と共にノーマルモ
ードのローパスフィルタを形成している。また、高速リ
カバリ型ダイオードＤ₂ に対しては並列に共振用コンデ
ンサＣ₂ が接続されている。なお、共振用コンデンサＣ
₂ の作用については後述する。

【０００９】この力率改善コンバータ部２０においては
整流平滑電圧Ｅｉを動作電源とする自励式の電流共振形
コンバータが備えられている。この電流共振形コンバー
タとしては、図のようにハーフブリッジ結合された２つ
のバイポーラトランジスタのスイッチング素子Ｑ₁₁、Ｑ
₁₂が備えられ、平滑コンデンサＣｉの正極側の接続点と
一次側アース間に対してそれぞれのコレクタ、エミッタ
を介するようにして接続されている。このスイッチング
素子Ｑ₁₁、Ｑ₁₂の各コレクタ−ベース間には、それぞれ
起動抵抗Ｒ_S1、Ｒ_S2が挿入され、抵抗Ｒ_B1、Ｒ_B2により
スイッチング素子Ｑ₁₁、Ｑ₁₂のベース電流（ドライブ電
流）を調整する。また、スイッチング素子Ｑ₁₁、Ｑ₁₂の
各ベース−エミッタ間にはそれぞれクランプダイオード
Ｄ_B1、Ｄ_B2が挿入される。そして、共振コンデンサ
Ｃ_B1、Ｃ_B2は次に説明するドライブトランスＰＲＴの駆
動巻線Ｎ_B1、Ｎ_B2と共に、自励発振用の直列共振回路を
形成している。また、スイッチング素子Ｑ₁₁、Ｑ₁₂の各
コレクタ−エミッタ間にはそれぞれコンデンサＣ_C1、Ｃ
_C2が並列に接続されて、矩形波となるスイッチング素子
Ｑ₁₁、Ｑ₁₂のスイッチング電圧の立ち上がり／立ち下が
り帰還に傾きを与え、スイッチングノイズを抑制するよ
うにしている。なお、コンデンサＣ_C1、Ｃ_C2には、例え
ば安価なセラミックコンデンサなどを用いることができ
る。

【００１０】ドライブトランスＰＲＴ（Power Regulati
ng Transformer) は、スイッチング素子Ｑ₁₁、Ｑ₁₂を駆
動すると共にスイッチング周波数を可変制御する。この
ドライブトランスＰＲＴは、駆動巻線Ｎ_B1、Ｎ_B2と、駆
動巻線Ｎ_B1を巻き上げるようにして設けられる巻線Ｎ_D
に対して、その巻回方向が直交するようにして巻装され
た制御巻線Ｎ_C が設けられる直交型の可飽和リアクトル
とされている。駆動巻線Ｎ_B1は、その一端が抵抗Ｒ_B1−
共振コンデンサＣ_B1を介してスイッチング素子Ｑ₁₁のベ
ースと接続され、他端はスイッチング素子Ｑ₁₁のエミッ
タに接続される。また、駆動巻線Ｎ_B2の一端はアースに
接地されると共に、他端は抵抗Ｒ_B2−共振コンデンサＣ
_B2を介してスイッチング素子Ｑ₁₂のベースと接続されて
おり、駆動巻線Ｎ_B1とは逆の極性の電圧が出力されるよ
うになされている。

【００１１】コンバータトランスＣＶＴは、一次巻線Ｎ
₁ と三次巻線Ｎ₃ を巻装して構成される。なお、この場
合一次巻線Ｎ₁ は後述するようにして整流経路にスイッ
チング電圧を重畳するためのインダクタとされる。上記
コンバータトランスＣＶＴの一次巻線Ｎ₁ の一端は、巻
線Ｎ_D を介してスイッチング素子Ｑ₁₁のエミッタとスイ
ッチング素子Ｑ₁₂のコレクタの接点（スイッチング出力
点）と接続されて、その他端は直列共振コンデンサＣ₁
を介してフィルタチョークコイルＬ_N と高速リカバリ型
ダイオードＤ₂ との接続点と接続される。上記接続形態
によると、コンバータトランスＣＶＴの一次巻線Ｎ₁ と
直列共振コンデンサＣ₁ は直列に接続されることになる
が、一次巻線Ｎ₁ のインダクタンス成分と直列共振コン
デンサＣ₁ のキャパシタンスとによって、このスイッチ
ングコンバータを電流共振形とするための直列共振回路
を形成するようにされている。そして、この直列共振回
路に対してスイッチング素子Ｑ₁₁、Ｑ₁₂のスイッチング
動作により得られるスイッチング出力が供給されると共
に、このスイッチング出力を、フィルタチョークコイル
Ｌ_N と高速リカバリ型ダイオードＤ₂ の接続点に印加す
るようにされる。

【００１２】また、トランジスタＱ₁₀は、制御巻線Ｎ_C
に対して制御電流Ｉ_C を供給するために設けられる。こ
の場合、トランジスタＱ₁₀のベースは、整流平滑電圧Ｅ
ｉのラインと一次側アース間に対して直列に挿入された
分圧抵抗Ｒ₁₁、Ｒ₁₂の分圧点と接続されて、整流平滑電
圧Ｅｉのレベルに応じた直流電流が供給される。また、
コンバータトランスＣＶＴの三次巻線Ｎ₂ は、スイッチ
ングコンバータのスイッチング動作により交番電圧が発
生するが、上記三次巻線Ｎ₃ に対しては接続された整流
ダイオードＤ₃ 、平滑コンデンサＣ₃ からなる半波整流
回路及び抵抗Ｒ₃ 及びツェナーダイオードＺＤ₁ からな
る定電圧回路によって所定レベルの直流電圧が生成され
る。この直流電圧は、トランジスタＱ₁₀の動作電源とし
て制御巻線Ｎ_C を介してトランジスタＱ₁₀のコレクタに
供給される。トランジスタＱ₁₀のエミッタは抵抗Ｒ₁₃を
介して一次側アースに接地される。

【００１３】力率改善コンバータ部２０は上記のように
して構成されるが、その電流共振形コンバータのスイッ
チング動作としては次のようになる。先ず商用交流電源
が投入されると、例えば起動抵抗Ｒ_S1、Ｒ_S2を介してス
イッチング素子Ｑ₁₁、Ｑ₁₂のベースにベース電流が供給
されることになるが、例えばスイッチング素子Ｑ₁₁が先
にオンとなったとすれば、スイッチング素子Ｑ₁₂はオフ
となるように制御される。そしてスイッチング素子Ｑ₁₁
の出力として、共振電流検出巻線Ｎ_D →一次巻線Ｎ₁ →
直列共振コンデンサＣ₁ に共振電流が流れるが、この共
振電流が０となる近傍でスイッチング素子Ｑ₁₂がオン、
スイッチング素子Ｑ₁₁がオフとなるように制御される。
そして、スイッチング素子Ｑ₁₂を介して先とは逆方向の
共振電流が流れる。以降、スイッチング素子Ｑ₁₁、Ｑ₁₂
が交互にオンとなる自励式のスイッチング動作が開始さ
れる。このように、平滑コンデンサＣｉの端子電圧を動
作電源としてスイッチング素子Ｑ₁₁、Ｑ₁₂が交互に開閉
を繰り返すことによって、コンバータトランスＣＶＴの
一次側巻線Ｎ₁ に共振電流波形に近いドライブ電流を供
給する。なお、ドライブトランスＰＲＴによるスイッチ
ング周波数の可変制御については後述する。

【００１４】そして、本実施の形態の力率改善コンバー
タ部２０における力率改善動作としては次のようにな
る。上述のように、電流共振形コンバータのスイッチン
グ動作が行われると、そのスイッチング出力はコンバー
タトランスＣＶＴの一次巻線Ｎ₁ に供給される。そし
て、コンバータトランスＣＶＴにおいては一次巻線Ｎ₁
に供給されたスイッチング出力により発生するスイッチ
ング周期の交番電圧を、直列共振コンデンサＣ₁ の静電
容量結合を介して、フィルタチョークコイルＬ_N と高速
リカバリ型ダイオードＤ₂ の接続点に印加する。上記フ
ィルタチョークコイルＬ_N と高速リカバリ型ダイオード
Ｄ₂ は、ブリッジ整流回路Ｄ₁ の正極出力ラインに挿入
されていることから、直列共振回路を介して印加された
スイッチング電圧により、整流経路を介する整流出力電
圧に対してスイッチング電圧が重畳されることになる。
そして、このスイッチング電圧の重畳分によって、整流
経路に挿入されている高速リカバリ型ダイオードＤ₂ で
は整流電流をスイッチング周期で断続する動作が得られ
ることになる。この動作により、力率改善コンバータ部
２０においては整流出力電圧にスイッチング出力が重畳
された状態で平滑コンデンサＣｉに充電を行うようにさ
れ、このスイッチング電圧の重畳分によって平滑コンデ
ンサＣｉの両端電圧をスイッチング周期で引き下げるよ
うにされる。このため、整流出力電圧レベルが平滑コン
デンサの両端電圧（整流平滑電圧Ｅｉ）よりも低いとさ
れる期間にも平滑コンデンサＣｉへ充電電流が流れるよ
うにされる。この結果、交流入力電流の平均的な波形が
交流入力電圧の波形に近付くようにされ、交流入力電流
の導通角が拡大されることになって力率改善が図られる
ことになる。

【００１５】また、高速リカバリ型ダイオードＤ₂ に対
して並列に接続される共振用コンデンサＣ₂ は、例えば
フィルタチョークコイルＬ_N 及びフィルタコンデンサＣ
_N と共に並列共振回路を形成する。この並列共振回路は
負荷変動に対応してその共振インピーダンスが変化する
ようにされており、この電源回路の負荷が軽くなった時
に、整流経路に帰還されるスイッチング電圧を抑圧する
ようにしている。この結果、軽負荷時の平滑コンデンサ
Ｃｉの端子電圧の上昇を抑制することになる。

【００１６】また、この図に示すような力率改善コンバ
ータ回路のように、電流共振形コンバータのスイッチン
グ出力を整流経路に帰還するように構成された力率改善
コンバータにおいては、仮にスイッチング周波数が固定
されていると、入力される交流入力電圧が上昇するのに
従って、力率特性が低下する。そこで、ドライブトラン
スＰＲＴにより電流共振形コンバータのスイッチング周
波数を可変することによって、入力される交流入力電圧
レベルに対して力率がほぼ一定となるように制御可能に
構成されている。

【００１７】例えば、この図に示す電源回路の商用交流
電源に入力される交流入力電圧Ｖ_ACが上昇したように変
化したとすると、これに対応して整流平滑電圧Ｅｉも上
昇することから、整流平滑電圧Ｅｉから分圧抵抗Ｒ₁₁を
介してトランジスタＱ₁₀のベースに供給されるベース電
流が増加する。これによりトランジスタＱ₁₀は、コレク
タ電流レベルを大きくするように動作することから、コ
レクタに接続された制御巻線Ｎ_C には、上記コレクタ電
流が制御電流Ｉ_C として流れることになる。つまり、交
流入力電圧レベルが上昇するのに応じて制御巻線Ｎ_C に
流れる制御電流Ｉ_C のレベルが大きくなるように制御さ
れる。ドライブトランスＰＲＴでは、上記のように制御
電流Ｉ_C のレベルが大きくなることにより、駆動巻線Ｎ
_B1、Ｎ_B2のインダクタンスを小さくする。これにより、
駆動巻線Ｎ_B1と共振コンデンサＣ_B1、及び駆動巻線Ｎ_B2
と共振コンデンサＣ_B2により形成される２組の自励発振
回路の共振周波数を低下させ、スイッチング素子Ｑ₁₁、
Ｑ₁₂のスイッチング周波数を高くするように制御するこ
とになる。この場合、直列共振回路の共振周波数に対し
てスイッチング周波数が変化することになるが、これに
よって直列共振回路に供給されるスイッチング出力の帰
還量が変化して、この場合には力率改善を高めるように
制御されることになる。

【００１８】

【発明が解決しようとする課題】ところで、図１０に示
した力率改善コンバータ部２０ではスイッチング素子に
バイポーラトランジスタを用いている。このようなバイ
ポーラトランジスタは、電流増幅率ｈ_FE及び蓄積時間Ｔ
s のばらつきが比較的大きいことが知られている。この
ため、例えば図１０に示したような力率改善コンバータ
部２０を量産するには、バイポーラトランジスタの電流
増幅率ｈ_FE及び蓄積時間Ｔs についてランク分けを行っ
て選別を行う必要がある。現状としては、スイッチング
素子に用いるバイポーラトランジスタは、電流増幅率ｈ
_FEは定格電流で１０〜２５、蓄積時間Ｔs は０．３μｓ
〜１．３μｓの範囲でそれぞればらつきがある。このた
め、スイッチング素子について、電流増幅率ｈ_FEを１０
〜１５、１５〜２０、２０〜２５のランクで選別し、蓄
積時間Ｔsは０．３μｓ＜Ｔs ＜０．８μｓ／０．８μｓ＜Ｔs
＜１．３μｓの２ランクで選別を行い、このランクに適合するドライ
ブ制限抵抗Ｒ_B1、Ｒ_B2を選定するようにして、周囲温度
変化（−１０℃〜６０℃）に対する安定動作を保証する
ようにしている。

【００１９】また、力率改善コンバータ回路の小型／軽
量化の観点から見た場合、スイッチング素子Ｑ₁₁、Ｑ₁₂
のスイッチング周波数を高くすることにより、スイッチ
ング駆動に関わるトランスやコンデンサ等の小型化を図
ることが考えられる。ところが、バイポーラスイッチン
グトランジスタでは、例えば下降時間ｔｆが０．１μｓ
程度存在するために、図１０に示したような力率改善コ
ンバータ部２０では２５０ＫＨｚ以下のスイッチング周
波数が適正とされ、これ以上スイッチング周波数を上昇
させると下降時間ｔｆによる電力損失が無視できなくな
る。

【００２０】

【課題を解決するための手段】そこで、本発明は上記し
た問題点を考慮して、力率改善コンバータ回路を製造す
るのにあたり、部品の選別管理や選定条件をより緩やか
なものにして製造工程を簡略化すると共に、更に力率改
善コンバータ回路の小型／軽量化を図ることを目的とす
る。このため、電圧制御型のトランジスタがスイッチン
グ素子として用いられ、整流平滑電圧を動作電源として
スイッチング動作を行うスイッチングコンバータと、直
列共振コンデンサ及び直列共振巻線により形成されてス
イッチングコンバータのスイッチング出力が供給される
直列共振回路とを備えた電流共振形コンバータと、直列
共振回路から整流電流経路に対して帰還されたスイッチ
ング出力に基づいて力率改善を図るようにされた力率改
善回路とを備えて力率改善コンバータ回路を構成するこ
ととした。また、商用電源を倍電圧整流して入力された
交流入力電圧レベルの略２倍に対応する整流平滑電圧を
生成する倍電圧整流回路系、若しくは商用電源に入力さ
れる交流入力電圧レベルに基づいて、交流入力電圧レベ
ルの略２倍に対応する整流平滑電圧を生成する倍電圧整
流回路と、交流入力電圧レベルに対応する整流平滑電圧
を生成する全波整流回路との切換えが可能とされた整流
回路系に対して、上記と同様の電流共振形コンバータと
力率改善手段を備えて力率改善コンバータ回路を構成す
ることとした。

【００２１】そして、上記構成によれば力率改善コンバ
ータ回路の電流共振形コンバータを形成するスイッチン
グ素子として、電流制御型のバイポーラトランジスタの
代わりに、ＭＯＳ−ＦＥＴをはじめとする電圧制御型の
トランジスタを用いるようにされるが、その動作特性
上、電流制御型のバイポーラトランジスタにみられるよ
うな電流増幅率ｈ_FE、蓄積時間Ｔs のばらつきの問題を
考慮する必要がなくなると共に、下降時間ｔｆが短くな
ることから電力損失を増加させることなくスイッチング
周波数を高く設定することが可能となる。

【００２２】

【発明の実施の形態】図１は、本発明の第１の実施の形
態としての力率改善コンバータ回路を備えて構成される
スイッチング電源回路の構成を示す回路図とされ、図１
０と同一部分は同一符号を付して説明を省略する。この
図に示す力率改善コンバータ回路はＡＣ１００Ｖ系又は
ＡＣ２００Ｖ系の単レンジの電源回路に適用して好適な
ものとされる。この図において、力率改善コンバータ回
路とされる力率改善コンバータ部１０においては、ＭＯ
Ｓ−ＦＥＴによるスイッチング素子Ｑ₁ 、Ｑ₂ がハーフ
ブリッジ結合により設けられている。この場合、スイッ
チング素子Ｑ₁₁のドレインが平滑コンデンサＣｉの正極
出力端子と接続され、ソースはスイッチング素子Ｑ₂ の
ドレインと接続点される。スイッチング素子Ｑ₂ のソー
スはアースに接地される。この場合、スイッチング素子
Ｑ₁ のソースとスイッチング素子Ｑ₂ のドレインとの接
続点がスイッチング出力点とされる。

【００２３】この場合には、スイッチング素子Ｑ₁ 、Ｑ
₂ をスイッチング駆動するためのコンバータドライブト
ランスＣＤＴが設けられている。このコンバータドライ
ブトランスＣＤＴにおいては、駆動巻線Ｎ_B1、Ｎ_B2、及
び巻線Ｎ_D が設けられる。駆動巻線Ｎ_B1の一端はゲート
抵抗Ｒｇ₁ を介してスイッチング素子Ｑ₁ のゲートと接
続され、他端はスイッチング素子Ｑ₁ のソースと接続さ
れる。コンデンサＣｇ₁ はスイッチング素子Ｑ₁ のゲー
ト−ソース間に挿入されている。また、駆動巻線Ｎ_B2の
一端はゲート抵抗Ｒｇ₁ を介してスイッチング素子Ｑ₂
のゲートと接続され、他端はスイッチング素子Ｑ₂ のソ
ースと接続されると共に、上記駆動巻線Ｎ_B1とは逆極性
が得られるようになっている。また、コンデンサＣｇ₂
がスイッチング素子Ｑ₂ のゲート−ソース間に挿入され
る。また巻線Ｎ_D には共振電源用コントロールＩＣ５か
ら出力されるスイッチング駆動パルスが供給される。共
振電源用コントロールＩＣ５は所定のスイッチング周波
数のスイッチング駆動パルスを生成して巻線Ｎ_D に供給
する。共振電源用コントロールＩＣ５に供給される動作
電源としては、三次巻線Ｎ₃ 、整流ダイオードＤ₃ 、コ
ンデンサＣ₃からなる半波整流回路の出力を、抵抗Ｒ₃
及びツェナーダイオードＺＤ₁ により定電圧化した直流
電圧が供給されるようになっている。また、本実施の形
態においては整流出力ラインと抵抗Ｒ₃ 間に対して抵抗
Ｒｓが挿入されており、電源投入時には抵抗Ｒｓを介し
て得られる整流出力が起動用の電源として供給される。

【００２４】制御回路２には、整流平滑電圧Ｅｉのライ
ンと一次側アース間に直列に接続された抵抗Ｒ₁ 、Ｒ₂
の接続点が接続されており、これにより整流平滑電圧Ｅ
ｉを分圧して得られる電圧値が入力されることになる。
制御回路２では入力された整流平滑電圧Ｅｉの分圧値に
基づいて整流平滑電圧Ｅｉのレベル変動を検出し、この
整流平滑電圧Ｅｉのレベル変動に応じた制御信号を共振
電源用コントロールＩＣ５に供給する。

【００２５】このように構成される力率改善コンバータ
部１０においては、例えば電源が投入されると、抵抗Ｒ
ｓを介して起動用電源が共振電源用コントロールＩＣ５
に供給されて、コンバータドライブトランスＣＤＴの巻
線Ｎ_D にスイッチング周波数に対応するスイッチング駆
動パルスを供給する。これにより、駆動巻線Ｎ_B1、Ｎ_B2
には互いに逆極性のスイッチング周期による交番電圧が
得られ、この交番電圧がスイッチング素子Ｑ₁ 、Ｑ₂ の
ゲートに印加されることによって、スイッチング素子Ｑ
₁ 、Ｑ₂ は所定のスイッチング周波数によりスイッチン
グ駆動されることになる。従って本実施の形態の電流共
振形コンバータは他励式とされる。なお、ここではスイ
ッチング周波数は特に限定しないが、５００ＫＨｚ以上
の高周波が設定される。

【００２６】そして、上記スイッチング素子Ｑ₁ 、Ｑ₂
のスイッチング動作により得られるスイッチング出力が
コンバータトランスＣＶＴの一次巻線Ｎ₁ 及び直列共振
コンデンサＣ₁ よりなる直列共振回路を介して、フィル
タチョークコイルＬ_N 及び高速リカバリ型ダイオードＤ
₂ の接続点に対して帰還されることで、図１０にて説明
したと同様の作用によって力率改善が図られることにな
る。

【００２７】また、前述の制御回路２の制御動作によ
り、例えば交流入力電圧の上昇に応じて共振電源用コン
トロールＩＣ５において生成されるスイッチング駆動パ
ルスの周波数を上昇させることで、スイッチング素子Ｑ
₁ 、Ｑ₂ のスイッチング周波数が高くなるようにされ、
これによって、図１０にて説明したと同様にして交流入
力電圧の変化に対して力率をほぼ一定に保つようにする
ことが可能となる。

【００２８】ここで、図１に示した第１の実施の形態と
しての力率改善コンバータ回路と、先行技術として図１
０に示した力率改善コンバータ回路とを比較した場合、
先ず、図１０の場合にはスイッチング周波数が２５０Ｋ
Ｈｚ以下とされていたのに対して、本実施の形態である
図１の場合には５００ＫＨｚ以上のスイッチング周波数
を設定することができる。これは、本実施の形態のスイ
ッチング素子Ｑ₁ 、Ｑ₂ がＭＯＳ−ＦＥＴとされている
ことで、蓄積時間Ｔｓがなく、またバイポーラトランジ
スタよりも下降時間ｔｆが短いため、スイッチング周波
数を高周波化しても電力損失が問題にならないことによ
る。そして、このようにして高周波のスイッチング周波
数を設定することが実現されることで、例えばフェライ
ト材により形成されるコンバータドライブトランスＣＤ
Ｔ、コンバータトランスＣＶＴ、及び力率改善コンバー
タ部１０内に設けられる各種コンデンサの各種部品の小
型／軽量化を図ることが可能となる。

【００２９】また、スイッチング素子Ｑ₁ 、Ｑ₂ にＭＯ
Ｓ−ＦＥＴを用いるようにすることで、前述したバイポ
ーラトランジスタのような電流増幅率ｈ_FEや蓄積時間Ｔ
ｓのばらつきの問題は考慮する必要はなくなる。そし
て、このために前述したようなスイッチング素子の選別
管理の必要はなくなり、それだけ製造工程も簡略化され
ることになる。

【００３０】次に、図２により本発明の第２の実施の形
態について説明する。なお、図２において図１と同一部
分には同一符号を付して説明を省略する。この図に示す
力率改善コンバータ部１１においては、先ず、ブリッジ
整流回路Ｄ₁ の正極出力端子と平滑コンデンサＣｉの正
極端子間のライン（整流出力ライン）に対して、フィル
タチョークコイルＬ_N −高速リカバリ型ダイオードＤ₂
−磁気結合トランスＭＣＴの二次巻線Ｎｉが直列に挿入
されている。この場合、フィルタコンデンサＣ_N の挿入
形態は図１の場合と異なり、フィルタチョークコイルＬ
_N と高速リカバリ型ダイオードＤ₂ の接続点と、平滑コ
ンデンサＣｉの正極端子間に挿入されているが、このよ
うな接続形態によっても、フィルタチョークコイルＬ_N
と共にノーマルモードのローパスフィルタが形成され
る。また、この図では磁気結合トランスＭＣＴの二次巻
線Ｎ₂ に対して並列に共振用コンデンサＣ₂ が接続され
て、二次巻線Ｎ₂ のインダクタンス等と共に並列共振回
路を形成するようにされるが、その作用は図１の場合と
同様とされて、軽負荷時の整流平滑電圧Ｅｉの上昇を抑
制するように動作する。

【００３１】本実施の形態に示される磁気結合トランス
ＭＣＴは、例えばフェライト等のコアに対して一次巻線
Ｎ₁ と二次巻線Ｎ₂ を磁気的に密結合するように巻装し
て構成される。この場合には三次巻線Ｎ₃ も磁気結合ト
ランスＭＣＴに巻装される。また、この図に示す直列共
振回路としては、一次巻線Ｎ₁ の一端がスイッチング素
子Ｑ₁ 、Ｑ₂ のスイッチング出力点に対して接続され、
他端は直列共振コンデンサＣ₁ を介してアースに接地さ
れる。このような磁気結合トランスＭＣＴが備えられる
場合の力率改善動作であるが、スイッチング素子Ｑ₁ 、
Ｑ₂ がスイッチング動作を行うと、そのスイッチング出
力は磁気結合トランスＭＣＴの一次巻線Ｎ₁ に供給され
ることになる。そして、磁気結合トランスＭＣＴにおい
ては一次巻線Ｎ₁ に得られたスイッチング周期の交番電
圧を、その磁気結合を介して二次巻線Ｎ₂ に伝送する。
二次巻線Ｎ₂ は整流出力ラインに挿入されているもので
あり、従って整流出力ラインにはスイッチング周期の交
番電圧（スイッチング電圧）が重畳されることになる。
このスイッチング電圧の重畳分により、同じく整流出力
ラインに挿入された高速リカバリ型ダイオードＤ₂ によ
り整流電流をスイッチング周期で断続する動作が得られ
ることになり、以降は第１の実施の形態と同様の作用に
よって力率改善が図られることになる。

【００３２】また、本実施の形態ではスイッチング素子
Ｑ₁ 、Ｑ₂ をスイッチング駆動する駆動回路系としてド
ライブ回路４及び発振回路３が設けられる。この場合、
発振回路３によりスイッチング周波数の交番パルス信号
が生成され、ドライブ回路４では発振回路３から供給さ
れる交番パルス信号に基づいて、スイッチング素子Ｑ
₁ 、Ｑ₂ のためのスイッチング駆動電圧を生成して、ス
イッチング素子Ｑ₁ 、Ｑ₂ の各ゲートに印加する。これ
により、スイッチング素子Ｑ₁ 、Ｑ₂ は例えば５００Ｋ
Ｈｚ以上のスイッチング周波数によりスイッチング駆動
されることになる。この場合、スイッチング素子Ｑ₁ 、
Ｑ₂ はドライブ回路４のドライブ出力によって直接駆動
されるために、図１に示したコンバータドライブトラン
スＣＤＴ及び、駆動巻線Ｎ_B1、Ｎ_B2、ゲート抵抗Ｒｇ
₁ ，Ｒｇ₂ 、コンデンサＣｇ₁ ，Ｃｇ₂ などの素子は省
略される。また、この場合には制御部２の制御信号が発
振回路３に供給されることで、発振回路３にて生成され
る信号の発振周波数が可変される結果、スイッチング周
波数の可変制御が行われて、交流入力電圧の変化に対し
て力率を一定に保つようにされる。

【００３３】また、本実施の形態においては図に破線で
括って示すように、スイッチング素子Ｑ₁ 、Ｑ₂ 、ドラ
イブ回路４、発振回路３、及び制御回路２が、電流共振
形コンバータ用ハイブリッドＩＣ６として構成されてお
り、これらの各機能回路部を１チップの部品として基板
上に設けるようにされる。これにより、例えば回路基板
サイズの小型／軽量化を促進することが可能となる。

【００３４】ここで、上記電流共振形コンバータ用ハイ
ブリッドＩＣ６の内部構成の一例を図３のブロック図に
示す。電流共振形コンバータ用ハイブリッドＩＣ６は、
図に示す各機能回路部が設けられた集積回路部６Ａと、
ＭＯＳ−ＦＥＴのスイッチング素子Ｑ₁ 、Ｑ₂ 及びクラ
ンプダイオードＤ_B1，Ｄ_B2が、図のように接続されて構
成されており、実質的に、図２に示した力率改善コンバ
ータ部２におけるスイッチング素子Ｑ₁ 、Ｑ₂、クラン
プダイオードＤ_B1，Ｄ_B2、及びドライブ回路４、発振回
路３、制御回路２の機能を備えるものとされている。

【００３５】この場合、電流共振形コンバータ用ハイブ
リッドＩＣ６には、１５の端子Ｔ１〜Ｔ１５が示されて
いるが、これら各端子Ｔ１〜Ｔ１５の機能を図４に示
す。図４に示すように、端子Ｔ１はハーフブリッジ電源
入力（Ｖ_IN）、端子Ｔ２はハイサイドＭＯＳ−ＦＥＴゲ
ート（Ｇ（Ｈ））、端子Ｔ３は制御部グランド（ＧＮ
Ｄ）、端子Ｔ４は発振器用コンデンサ接続端子（Ｃ
Ｔ）、端子Ｔ５は発振器制御端子（ＣＯＮＴ）、端子Ｔ
６は発振器用抵抗接続端子（ＲＴ）、端子Ｔ７はソフト
スタート用コンデンサ接続端子（Ｃ_SS）、端子Ｔ８はデ
ィレイラッチ用コンデンサ接続端子・ＯＮ−ＯＦＦ端子
（ＣＤ）、端子Ｔ９は制御部電源端子（Ｖ_CC）、端子Ｔ
１０はローサイドＭＯＳ−ＦＥＴゲート（Ｇ（Ｌ））、
端子Ｔ１１は過電流検出端子（ＯＣ）、端子Ｔ１２はハ
ーフブリッジＧＮＤ（ＣＯＭ）、端子Ｔ１４はハーフブ
リッジ出力（ＯＵＴ）、端子Ｔ１５はハイサイドゲート
ドライブ電源入力（Ｖ_B ）とされる。そして、図２に示
した力率改善改善コンバータ部５においては、電流共振
形コンバータ用ハイブリッドＩＣ６の端子Ｔ１〜Ｔ１５
のうち、例えば図２に示すように端子Ｔ１、Ｔ１４、Ｔ
５、Ｔ１４、Ｔ１５（及びＴ９）のみが用いられて、電
流共振形コンバータ用ハイブリッドＩＣ６内部におい
て、図２に示す回路構成を実現するのに必要な機能回路
部を利用するようにされる。

【００３６】この場合には、例えば図３に示す機能回路
部として、ロジック回路（Ｌｏｇｉｃ）とその出力を増
幅するアンプが図２に示すドライブ回路４に相当し、オ
シレータ（ＯＳＣ）が発振回路３に相当する、また、オ
シレータコントロール回路（ＯＳＣＣＯＮＴＲＯＬ）
が制御回路２に相当するものとされる。そして、端子Ｔ
５を介して入力される整流平滑電圧の分圧値が、オシレ
ータコントロール回路に供給されることで、オシレータ
コントロール回路はオシレータの発振周波数を可変制御
するようにされる。そして、このオシレータの発振出力
がロジック回路に供給されることで、スイッチング素子
Ｑ₁ 、Ｑ₂ を交互のタイミングでスイッチング駆動する
スイッチング駆動信号を生成し、それぞれアンプを介し
てスイッチング素子Ｑ₁ 、Ｑ₂ のゲートに印加するよう
にされる。

【００３７】また、図２には示していないが、例えば平
滑コンデンサＣｉと一次側アース間に過電流検出抵抗な
どを設け、この検出信号を端子Ｔ１１（過電流検出端
子）に接続するように構成すれば、電流共振形コンバー
タ用ハイブリッドＩＣ６により過電流保護回路を形成す
ることもができる。この場合には、例えば過電流検出信
号が端子Ｔ１１を介して過電流保護回路（ＯＣ）に供給
されると、過電流保護回路（ＯＣ）は、オシレータコン
トロール回路に検出情報信号を供給する。これにより、
オシレータコントロール回路はオシレータに制御を供給
し、例えばオシレータにおける発振動作を停止させてス
イッチング動作を停止させたり、発振周波数を制御して
スイッチング周波数を可変して、過電流を抑制するよう
にされる。また、端子Ｔ７（ソフトスタート用コンデン
サ接続端子）を利用することで、ソフトスタート機能が
有効となって、電源起動時にスイッチング素子Ｑ₁ 、Ｑ
₂のスイッチング周波数を強制的に急上昇させる。これ
により、整流平滑電圧Ｅｉのオーバーシュート現象を抑
制することが可能とされる。

【００３８】このように、本実施の形態の力率改善コン
バータ部１１では、スイッチング素子Ｑ₁ 、Ｑ₂ にＭＯ
Ｓ−ＦＥＴを使用することで、先の実施の形態と同様の
効果を有すると共に、電流共振形コンバータ用ハイブリ
ッドＩＣ６により、スイッチング素子Ｑ₁ 、Ｑ₂ を含む
駆動回路系について１チップの部品としてまとめること
により、更に小型／軽量化が図られると共に、必要であ
れば特に新規に機能回路部を付加することなく、簡単な
外付け部品を設けることで過電流保護機能やソフトスタ
ート機能を追加することが可能となる。また、電流共振
形コンバータ用ハイブリッドＩＣ６は、汎用のＩＣを使
用することが可能とされ、この場合にはより低コストに
力率改善コンバータ回路を構成することが可能となる。

【００３９】次に、図５の回路図を参照して本発明の第
３の実施の形態について説明する。この実施の形態の力
率改善コンバータ回路としては、倍電圧整流回路が備え
られることで、例えば交流入力電圧ＡＣ１００Ｖ系で比
較的重負荷の条件に適用して好適とされる。なお、図１
及び図２と同一部分は同一符号を付して説明を省略す
る。

【００４０】この図に示す本実施の形態の力率改善コン
バータ回路としては、力率改善整流回路１２がこれに相
当する。この力率改善整流回路１２においては商用交流
電源ＡＣの正極ラインに直列にフィルタチョークコイル
Ｌ_N が挿入されており、フィルタコンデンサＣ_N は図の
ように商用交流電源ＡＣの両極ラインに並列に挿入され
てノーマルモードのローパスフィルタを形成する。整流
ダイオードＤ₁₁，Ｄ₁₂は倍電圧整流回路を形成するもの
とされ、整流ダイオードＤ₁₁のカソードは、商用交流電
源ＡＣの正極ラインに対してフィルタチョークコイルＬ
_N を介して接続され、アノードは一次側アースに接地さ
れる。整流ダイオードＤ₁₂のアノードは整流ダイオード
Ｄ₁₁のカソードと接続され、そのカソードは平滑コンデ
ンサＣｉ_A の正極端子と接続される。この場合、整流ダ
イオードＤ₁₁，Ｄ₁₂は、スイッチング周期で断続される
整流電流が流れることに対応して高速リカバリ型とされ
ている。また、整流ダイオードＤ₁₁，Ｄ₁₂には、それぞ
れ共振用コンデンサＣ₂ 、Ｃ₂が並列に接続されて、フ
ィルタチョークコイルＬ_N 及びフィルタコンデンサＣ_N
と共に並列共振回路を形成するようにされるが、その作
用はこれまで説明してきた各実施の形態と同様である。

【００４１】この場合、力率改善整流回路１２に対して
設けられる平滑回路は、平滑コンデンサＣｉ_A ，Ｃｉ_B
を直列に接続し、整流平滑ラインと一次側アース間に対
して挿入されるようにして設けられる。この直列接続さ
れた平滑コンデンサＣｉ_A −Ｃｉ_B の接続点は商用交流
電源ＡＣの負極ラインに対して接続される。

【００４２】本実施の形態の力率改善整流回路において
は、上記のような接続形態により倍電圧整流回路が形成
されるが、その倍電圧整流動作は次のようになる。例え
ば、商用電源ＡＣに供給された交流入力電圧Ｖ_ACが正の
期間では、整流電流は『商用交流電源ＡＣ→コモンモー
ドチョークコイルＣＭＣの巻線Ｎａ→フィルタチョーク
コイルＬ_N →整流ダイオードＤ₁₂→平滑コンデンサＣｉ
_A →コモンモードチョークコイルＣＭＣの巻線Ｎｂ→商
用交流電源ＡＣ』の経路で流れ、整流ダイオードＤ₁₂の
整流出力によって平滑コンデンサＣｉ_A に充電する動作
となる。従って、平滑コンデンサＣｉ_A の両端には、図
に示すように、交流入力電圧レベルに対応するＥｉのレ
ベルの整流平滑電圧が得られる。

【００４３】一方、交流入力電圧Ｖ_ACが負の期間は、整
流電流は『商用交流電源ＡＣ→巻線Ｎｂ→平滑コンデン
サＣｉ_B →整流ダイオードＤ₁₁→フィルタチョークコイ
ルＬ_N →巻線Ｎａ→商用交流電源ＡＣ』の経路で流れ、
整流ダイオードＤ₁₁の整流出力を平滑コンデンサＣｉ_B
に充電する動作となり、平滑コンデンサＣｉ_B の両端に
もＥｉのレベルの整流平滑電圧が得られる。このような
平滑コンデンサＣｉ_A ，Ｃｉ_B に対するそれぞれ正期
間、負期間の充電動作が行われる結果、直列接続された
平滑コンデンサＣｉ_A −Ｃｉ_B の両端に得られる総合的
な整流平滑電圧としては２Ｅｉとなり、交流入力電圧Ｖ
_ACがＡＣ１００系とした場合、そのピークレベルのほぼ
倍の２００Ｖ系の整流平滑電圧が得られる倍電圧整流動
作となる。従って、本実施の形態の場合にはスイッチン
グ素子Ｑ₁ 、Ｑ₂ は、上記２００Ｖ系の整流平滑電圧を
入力電源としてスイッチング動作を行うことになる。

【００４４】本実施の形態の直列共振回路は、コンバー
タトランスＣＶＴの一次巻線Ｎ₁ の一端がスイッチング
出力点と接続され、他端は直列共振コンデンサＣ₁ を介
して整流ダイオードＤ₁₁，Ｄ₁₂の接続点に接続されて、
スイッチング出力を整流電流経路に印加するようにされ
ている。これにより、整流ダイオードＤ₁₁，Ｄ₁₂の整流
出力に対してスイッチング電圧が重畳されることにな
り、このスイッチング電圧の重畳分によって、高速リカ
バリ型ダイオードである整流ダイオードＤ₁₁，Ｄ₁₂が整
流電流をスイッチング周期で断続する動作が得られるこ
とになる。この動作によって、力率改善整流回路１２に
おいては整流出力電圧にスイッチング出力が重畳された
状態で、平滑コンデンサＣｉ_A 、Ｃｉ_B に充電を行うよ
うにされ、交流入力電圧が正／負の各期間で、スイッチ
ング電圧の重畳分によって平滑コンデンサＣｉ_A 、Ｃｉ
_B の両端電圧をスイッチング周期で引き下げるようにさ
れる。このため、整流出力電圧レベルが平滑コンデンサ
の両端電圧よりも低いとされる期間にも平滑コンデンサ
Ｃｉ_A 、Ｃｉ_B へ充電電流が流れるようにされる。この
結果、交流入力電流の平均的な波形が交流入力電圧Ｖ_AC
の波形に近付くようにされ、交流入力電流の導通角が拡
大されることになって力率改善が図られることになる。

【００４５】本実施の形態のスイッチング素子の駆動制
御回路系としては、制御回路２、発振・ドライブ回路
７、スタート回路（起動回路）８が備えられており、例
えばこれら各機能回路部はそれぞれ汎用のＩＣにより構
成される。この場合、発振・ドライブ回路７は、先に図
２において説明した発振回路３、ドライブ回路４を機能
的に組み合わせたものとされ、スイッチング駆動信号を
スイッチング素子Ｑ₁ 、Ｑ₂ の供給する。スタート回路
８は、電源投入時に整流平滑ラインに得られる電圧に基
づいて、発振・ドライブ回路７のための起動用電源を供
給する。このため、この図においては起動用抵抗Ｒｓが
省略されている。制御回路２の機能は図２の場合と同様
である。なお、発振・ドライブ回路７のドライブ出力と
して、スイッチング素子Ｑ₁ のためのハイサイド用のド
ライブ出力は、例えば発振・ドライブ回路７内部に設け
られたブートストラップ回路によってフローティング電
源を生成し、このフローティング電源の電圧を利用する
ようにされる。これにより、図１のようにコンバータド
ライブトランスＣＤＴを設けることなくスイッチング駆
動を行うことが可能となる。このように構成した場合に
は、例えばＡＣ１００Ｖ系の重負荷に対応可能とされた
上で、これまで説明してきた実施の形態と同様の効果を
有するようにされる。

【００４６】次に、本発明の第４の実施の形態について
説明する。図６の回路図に第４の実施の形態の力率改善
コンバータ回路を備えた電源回路の一例を示す。なお、
図１、図２及び図５と同一部分は同一符号を付して説明
を省略する。この図に示す、本実施の形態としての力率
改善整流回路１３としては、図５の実施の形態に示した
倍電圧整流回路と、図２に示した磁気結合トランスＭＣ
Ｔによる力率改善方式と、電流共振形コンバータ用ハイ
ブリッドＩＣ６を組み合わせた構成を採るものとされ
る。この図では、電流共振形コンバータ用ハイブリッド
ＩＣ６の内部構成は図２の場合と同様とされ、図３に示
した構成のものが用いられればよいことから、その図示
及び説明は省略する。ただし、この場合には端子Ｔ１５
を介して２Ｅｉのレベルの整流平滑電圧を入力して、ド
ライブ回路４の動作電源としている。このように構成し
ても、倍電圧整流回路を備えることによってＡＣ１００
Ｖ系の重負荷時に対応可能とされると共に、これまで説
明してきた各実施の形態と同様の効果を有することがで
きる。

【００４７】図７は、本発明の第５の実施の形態として
の力率改善コンバータ回路を備えるスイッチング電源回
路の構成例を示す回路図とされる。これまで説明してき
た実施の形態は、例えば、交流入力電圧ＡＣ１００系又
は２００Ｖ系の単レンジの場合に適用して好適なものと
されるが、本実施の形態では以下説明するようにＡＣ１
００Ｖ系では倍電圧整流動作、ＡＣ２００Ｖ系では全波
整流動作となるように切換え制御が行われる。これによ
り、結果的にＡＣ１００Ｖ系とＡＣ２００Ｖ系とでほぼ
同等レベルの整流平滑電圧が得られることになり、ＡＣ
１００Ｖ系とＡＣ２００Ｖ系とで共用可能ないわゆるワ
イドレンジ対応の力率改善コンバータ回路を得ることが
できる。なお、図１、図２、図５及び図６と同一部分は
同一符号を付して説明を省略する。

【００４８】図７に示す力率改善整流回路１４において
は、ノーマルモードのローパスフィルタ（Ｌ_N 、Ｃ_N ）
の後段に、ブリッジ整流回路Ｄ_1Aが接続される。このブ
リッジ整流回路Ｄ_1Aは４本の高速リカバリ型ダイオード
Ｄ_F1、Ｄ_F2、Ｄ_F3、Ｄ_F4により形成されている。この場
合には高速リカバリ型ダイオードＤ_F1、Ｄ_F2に対して、
それぞれ共振用コンデンサＣ₂ 、Ｃ₂ が並列に接続され
て設けられる。

【００４９】ブリッジ整流回路Ｄ_1Aの正極出力端子（高
速リカバリ型ダイオードＤ_F2、Ｄ_F4の接続点）は平滑コ
ンデンサＣｉ_A の正極端子と接続される。また、正極入
力端子（高速リカバリ型ダイオードＤ_F1、Ｄ_F2の接続
点）は直列共振コンデンサＣ₁を介してコンバータトラ
ンスＣＶＴの一次巻線Ｎ₁ と接続されている。負極入力
端子はスイッチＳを介して、平滑コンデンサＣｉ_A ，Ｃ
ｉ_B の接続点に対して接続される。

【００５０】本実施の形態においては、抵抗Ｒ₃ 及びツ
ェナーダイオードＺＤ₁ からなる定電圧回路より得られ
る直流低電圧は、図２及び図６の場合と同様に電流共振
型コンバータ用ハイブリッドＩＣ６の動作電源として供
給されると共に、電磁リレーＲＬの駆動部Ｒ_D を介し
て、次に述べる電圧検出回路１４ＡのトランジスタＱ₄
に対して電磁リレー駆動用の動作電源として供給され
る。

【００５１】電磁リレーＲＬは、駆動部Ｒ_D への通電状
態に応じてスイッチＳの開閉が制御される。この電磁リ
レーＲＬの駆動部Ｒ_D の通電制御は電圧検出回路１４Ａ
によって行われる。

【００５２】電圧検出回路１４Ａにおいては、整流ダイ
オードＤ₅ 及び平滑コンデンサＣ₅からなる半波整流回
路が商用交流電源ＡＣに対して接続されて、入力された
交流入力電圧レベルに応じた直流電圧が生成される。こ
の直流電圧のラインと一次側アース間には分圧抵抗
Ｒ₂₁、Ｒ₂₂が直列に接続され、その分圧点にはツェナー
ダイオードＺＤ₂ のアノードが接続されている。本実施
の形態の場合には例えばＡＣ１５０以上の交流入力電圧
が入力された場合に、上記半波整流回路（Ｄ₅ 、Ｃ₅ ）
の直流電圧を分圧抵抗Ｒ₂₁、Ｒ₂₂により分圧した電圧値
によりツェナーダイオードＺＤ₂ を導通させるように設
定されている。上記ツェナーダイオードＺＤ₂ のカソー
ドはトランジスタＱ₃ のベースと接続される。また、ト
ランジスタＱ₄ のベースと一次側アース間には、コンデ
ンサＣ ₄ と抵抗Ｒ₂₃が並列に接続される。トランジスタ
Ｑ₄ のエミッタは前述した駆動部Ｒ_D を介するようにし
て、前述した抵抗Ｒ₃ とツェナーダイオードＺＤ₁ から
なる定電圧回路と接続される。なお、駆動部Ｒ_D に対し
ては逆方向電流を流すためのダイオードＤ₄ が並列に接
続されている。

【００５３】上記構成による電圧検出回路１４Ａの整流
動作の切換えは次のようにして行われる。例えば、ＡＣ
１００Ｖ系としてＡＣ１５０Ｖ以下の交流入力電圧が供
給されている場合、ツェナーダイオードＺＤ₂ は導通し
ないことから、トランジスタＱ₄ではベース電流が抵抗
Ｒ₃ を介して流れるようにされてオン状態となる。これ
により電磁リレーＲＬのリレー駆動部Ｒ_D には、エミッ
タ電流が導通する。そして、リレー駆動部Ｒ_D の励磁作
用によってスイッチＳはオン状態とされることになる。

【００５４】スイッチＳがオンとされると、平滑コンデ
ンサＣｉ_A −Ｃｉ_B の接続点とブリッジ整流回路Ｄ_1Aの
負極入力端子（高速リカバリ型ダイオードＤ_F3、Ｄ_F4の
接続点）間が導通するが、これにより、図１に示した整
流回路系と等価の倍電圧整流回路が形成されることにな
る。つまり、交流入力電圧Ｖ_ACが正の期間では整流ダイ
オードＤ_F1で整流した商用電源ＡＣを平滑コンデンサＣ
ｉ_A に充電して、平滑コンデンサＣｉ_A の両端にＥｉの
レベルの整流平滑電圧を発生し、交流入力電圧Ｖ_ACが負
の期間では整流ダイオードＤ_F1で整流した商用電源ＡＣ
を平滑コンデンサＣｉ_B に充電して、平滑コンデンサＣ
ｉ_A の両端にＥｉのレベルの整流平滑電圧を発生する。
これにより、直列接続された平滑コンデンサＣｉ_A −Ｃ
ｉ_B の両端には２Ｅｉのレベルの整流平滑電圧が得ら
れ、実際には、ＡＣ１００Ｖ系のほぼ２倍に相当する２
００Ｖ系の整流平滑電圧が得られることになる。

【００５５】これに対して、ＡＣ２００Ｖ系としてＡＣ
１５０Ｖ以上の交流入力電圧が供給されている場合で
は、電圧検出回路１４ＡのツェナーダイオードＺＤ₂ が
導通することにより、トランジスタＱ₄ のベース電位が
所定以上に引き上げられてベース電流が流れないように
され、トランジスタＱ₄ をオフとする。このため、トラ
ンジスタＱ₄ のエミッタ電流は駆動部Ｒ_D を流れなくな
り、スイッチＳはオフ状態とされて、平滑コンデンサＣ
ｉ_A −Ｃｉ_B の接続点とブリッジ整流回路Ｄ_1Aの負極入
力端子間はオープンとなる。この場合には、商用電源Ａ
Ｃをブリッジ整流回路Ｄ_1Aの４本の高速リカバリ型ダイ
オード（Ｄ_F1、Ｄ_F2、Ｄ_F3、Ｄ_F4）により全波整流を行
い、平滑コンデンサＣｉ_A −Ｃｉ_B の直列接続に対して
充電をする全波整流平滑動作となる。従って、直列接続
された平滑コンデンサＣｉ_A −Ｃｉ_B の両端には交流入
力電圧に対応する２００Ｖ系の整流平滑電圧が得られる
ことになる。

【００５６】このように、本実施の形態ではＡＣ１５０
Ｖ以下（ＡＣ１００Ｖ系）では倍電圧整流動作となり、
ＡＣ１５０Ｖ以上（ＡＣ２００Ｖ系）では全波整流動作
となるように切換え制御が行われることによって、入力
された交流入力電圧レベルがＡＣ１０Ｖ系と２００Ｖ系
の場合とで共に、２００Ｖ系の整流平滑電圧が得られる
ことになる。

【００５７】本実施の形態の力率改善整流回路１４にお
ける電流共振形コンバータの直列共振回路は、一次巻線
Ｎ₁ の一端が直列共振コンデンサＣ₁ を介して、整流ダ
イオードＤ_F1、Ｄ_F2の接続点に対して接続されている。
これにより、一次巻線Ｎ₁ に得られた直列共振電流に対
応するスイッチング出力を、直列共振コンデンサＣ₁の
静電容量結合を介して整流経路に帰還するようにしてい
る。従って、本実施の形態におけるＡＣ１００Ｖ系時に
対応する倍電圧整流動作時には、力率改善整流回路１４
の力率改善のための回路形態は、図５に示す力率改善整
流回路１２の場合と等価となって、同様の作用によって
力率改善が図られることになる。

【００５８】また、ＡＣ２００系時に対応する全波整流
平滑動作時においては、交流入力電圧が正の期間では高
速リカバリ型ダイオードＤ_F2を介する整流出力に対して
スイッチング電圧が重畳され、負の期間では高速リカバ
リ型ダイオードＤ_F2を介する整流出力に対してスイッチ
ング電圧が重畳されて、整流電流をスイッチング周期で
断続するように動作することになる。これにより、図１
の場合と同様の作用によって、直列接続された平滑コン
デンサＣｉ_A −Ｃｉ_B の両端電圧よりもＡＣ２００Ｖの
交流入力電圧レベルが低い期間にも整流電流が流れるよ
うにされる結果、交流入力電流の導通角が拡大されて力
率改善が図られることになる。

【００５９】また、本実施の形態においては高速リカバ
リ型ダイオードＤ_F1、Ｄ_F2に対して、それぞれ共振用コ
ンデンサＣ₂ 、Ｃ₂ が並列に接続されているが、この場
合にも共振用コンデンサＣ₂ 、Ｃ₂ は、先の各実施の形
態と同様の作用を有しており、軽負荷時において直列接
続された平滑コンデンサＣｉ_A −Ｃｉ_B の両端電圧が上
昇するのを抑制する。

【００６０】このように力率改善整流回路１４を構成し
た場合には、ＡＣ１００Ｖ系とＡＣ２００Ｖ系とで共用
可能な力率改善コンバータ回路を形成することが可能と
されるとともに、先の各実施の形態と同様にＭＯＳ−Ｆ
ＥＴのスイッチングトランジスタを用いることにより、
製造工程の簡略化及び回路サイズの小型／軽量化を図る
ことが可能とされる。なお、電磁リレーＲＬなどの代わ
りにトライアックをはじめとする半導体スイッチなどを
用いることも可能とされる。

【００６１】図８は、本発明の第６の実施の形態として
の力率改善コンバータ回路を備えた電源回路の構成例を
示す回路図とされ、図１、図５及び図１０と同一部分に
は同一符号を付して説明を省略する。本実施の形態の力
率改善コンバータ回路としては、例えば交流入力電圧Ａ
Ｃ１００Ｖ系又はＡＣ２００系の単レンジに対応するも
のとされる。この図に示す力率改善コンバータ部１５に
おいては、これまでの実施の形態と同様にして、ハーフ
ブリッジ結合されたＭＯＳ−ＦＥＴのスイッチング素子
Ｑ₁、Ｑ₂ が備えられるが、その駆動回路系としては自
励発振回路が備えられて、自励式によりスイッチングを
行う電流共振形コンバータとされている。

【００６２】このため、本実施の形態においてはスイッ
チング素子Ｑ₁ 、Ｑ₂ を駆動すると共にそのスイッチン
グ周波数を可変制御する制御トランスＰＲＴが備えられ
る。この場合制御トランスＰＲＴは、互いに逆極性とな
るように巻装された駆動巻線Ｌ_B1，Ｌ_B2、駆動巻線Ｌ_B1
を巻き上げて形成される検出巻線Ｎ_D 、及びこれら各巻
線に対して、その巻装方向が直交するように巻装される
制御巻線Ｎ_C が備えられて構成される。駆動巻線Ｌ_B1の
一端は、ゲート抵抗Ｒ_4Aを介してスイッチング素子Ｑ₁
のゲートと接続され、その他端はスイッチング出力点と
接続される。また、駆動巻線Ｌ_B1に対して並列にコンデ
ンサＣｇ₁ が挿入され自励発振用の共振回路が形成され
る。スイッチング素子Ｑ₁ のゲート−ソース間に対して
は抵抗Ｒ_5Aが挿入されている。また、駆動巻線Ｌ_B2の一
端は、ゲート抵抗Ｒ_4Bを介してスイッチング素子Ｑ₁の
ゲートと接続され、その他端はスイッチング出力点と接
続される。また、駆動巻線Ｌ_B2に対して並列にコンデン
サＣｇ₂ が挿入され、自励発振用の共振回路が形成され
る。スイッチング素子Ｑ₂ のゲート−ソース間に対して
は抵抗Ｒ_5Bが挿入される。なお、駆動巻線Ｌ_B1とコンデ
ンサＣｇ₁ により設定されるスイッチング周波数ｆｓ
は、ｆｓ＝１／｛２π（Ｌ_B1・Ｃ_G ）^1/2 ｝で求められる。駆動巻線Ｌ_B2とコンデンサＣｇ₂ により
設定されるスイッチング周波数も同様にして求められ
る。

【００６３】この場合、コンバータトランスＣＶＴの一
次巻線Ｎ₁ は、直列共振コンデンサＣ₁ と共に直列共振
回路を形成すると共に、一次巻線Ｎ₁ の一端が巻線Ｎ_D
を介してスイッチング出力点と接続され、他端が直列共
振コンデンサＣ₁ を介して整流ダイオードＤ₂ のアノー
ドに接続される。また起動回路９は、整流平滑ラインに
得られた電圧を入力して起動用の駆動信号としてとして
スイッチング素子Ｑ₂ のゲートに印加するようにされ
る。

【００６４】このような構成による力率改善コンバータ
部１５では、例えば商用交流電源ＡＣが投入されると、
起動回路９からスイッチング素子Ｑ₂ のゲートに対して
起動用の駆動信号が印加され、先ずローサイドのスイッ
チング素子Ｑ₂ がオンとなるものとされる。以降は、図
１０にて説明したスイッチング動作に準ずるようにし
て、駆動巻線Ｌ_B1とコンデンサＣｇ₁ 、及び駆動巻線Ｌ
_B2とコンデンサＣｇ₂ により設定されるスイッチング周
波数により、スイッチング素子Ｑ₁ 、Ｑ₂ が交互にオン
／オフとなる自励式のスイッチング動作が行われること
になる。また、このスイッチング動作に基づく力率改善
動作は図１にて説明した場合と同様となる。

【００６５】また、本実施の形態では図１０の場合と同
様に、交流入力電圧の変化に応じて制御トランスＰＲＴ
の制御巻線Ｎ_C に供給すべき制御電流Ｉ_C の電流レベル
を可変して、駆動巻線Ｌ_B1，Ｌ_B2のインダクタンスを可
変制御するようにしている。これによって交流入力電圧
の上昇に応じてスイッチング周波数を上昇させて、交流
入力電圧の変化に対して力率がほぼ一定となるように制
御される。

【００６６】図９は、本発明の第７の実施の形態として
の力率改善コンバータ回路を備えた電源回路を示す回路
図とされ、図１、図２及び図５と同一部分には同一符号
を付して説明を省略する。この図に示す力率改善整流回
路１６は、図５の実施の形態に示した倍電圧整流回路、
図２に示した磁気結合トランスＭＣＴによる力率改善方
式、及び図１に示した共振電源用コントロールＩＣ５及
びコンバータドライブトランスＣＤＴを備えた、他励式
によるスイッチング素子のスイッチング駆動方式を組み
合わせたものとされるが、本実施の形態の場合には４つ
のＭＯＳ−ＦＥＴのスイッチング素子Ｑ₁ ，Ｑ₂ ，Ｑ
₃ ，Ｑ₄ を備え、これらのスイッチング素子をフルブリ
ッジ結合して構成される。

【００６７】この場合には、それぞれハーフブリッジ結
合されたスイッチング素子Ｑ₁ ，Ｑ₂ の組と、スイッチ
ング素子Ｑ₃ ，Ｑ₄ の組を図のように設けることで、フ
ルブリッジ結合が形成される。また、スイッチング素子
Ｑ₃ 、Ｑ₄ の駆動回路系として設けられる、各素子（Ｎ
_B3，Ｒｇ₃ ，Ｃｇ₃ ，Ｃ_C3及びＮ_B4，Ｒｇ₄ ，Ｃｇ₄，
Ｃ_C4）の接続形態は、スイッチング素子Ｑ₁ 、Ｑ₂ に設
けられた駆動回路系の素子と同様とされる。また、この
ようなフルブリッジ結合の場合、例えば、直列共振回路
としては磁気結合トランスＭＣＴの一次巻線Ｎ₁ の一端
が、スイッチング素子Ｑ₁ ，Ｑ₂ のソース−ドレインの
接続点と接続され、その他端は直列共振コンデンサＣ₁
を介して、スイッチング素子Ｑ₃ ，Ｑ₄ のソース−ドレ
インの接続点に対して接続されて、スイッチング素子Ｑ
₁ ，Ｑ₂ ，Ｑ₃ ，Ｑ₄ のスイッチング出力が供給され
る。

【００６８】上記のようにフルブリッジ結合タイプとさ
れる場合、コンバータドライブトランスＣＤＴには、ス
イッチング素子Ｑ₁ ，Ｑ₂ ，Ｑ₃ ，Ｑ₄ に対応する４つ
の駆動巻線Ｎ_B1〜Ｎ_B4が備えられることになる。そし
て、共振電源用コントロールＩＣ５からスイッチング周
波数に対応する交番パルスが巻線Ｎ_D に印加されること
により、例えばスイッチング素子Ｑ₁ 、Ｑ₄ の組と、ス
イッチング素子Ｑ₂ 、Ｑ₃ の組が交互にオン／オフする
ようにしてスイッチング動作を行うようにされる。そし
て、本実施の形態の力率改善動作としては、上記フルブ
リッジ結合されたスイッチング素子Ｑ₁ 〜Ｑ₄ のスイッ
チング出力が、磁気結合トランスＭＣＴの一次巻線Ｎ₁
に供給されることで、以降は図２にて説明したと同様の
作用によって行われることになる。本実施の形態のよう
な構成の場合、これまで説明してきた実施の形態と同様
の効果を有することができると共に、倍電圧整流回路系
を備えると共にフルブリッジ結合方式を採ることによっ
て、例えば交流入力電圧ＡＣ１００Ｖ系で重負荷の条件
に対応する力率改善コンバータ回路を得ることができ
る。

【００６９】なお、本発明はこれまで説明してした上記
各実施の形態の回路構成に限定されるものではなく、例
えば上記各実施の形態として示した以外の、力率改善コ
ンバータとしてのハーフブリッジ／フルブリッジ結合方
式、整流方式、及び力率改善方式の組み合わせによっ
て、本発明としての力率改善コンバータ回路を構成する
ことが可能である。また、スイッチング素子としてはＭ
ＯＳ−ＦＥＴのほかに、ＩＧＢＴ(Insurated Gate Bipo
lar Transister) やＳＩＴ(Static Induction Transist
er) を採用しても、バイポーラトランジスタを用いる場
合のような電流増幅率ｈ_FE、蓄積時間Ｔｓ、及び下降時
間Ｔｆの問題を回避することができる。また、上記各実
施の形態に示すスイッチング電源部１としては、ＰＷＭ
方式によるフライバックコンバータあるいはフォワード
コンバータ等のほか、ＲＣＣ（リンギングチョークコン
バータ）をはじめとする他の方式による各種タイプのス
イッチングコンバータが用いられても構わないことはい
うまでもないが、スイッチング動作の電流波形もしくは
電圧波形が矩形波となるスイッチングコンバータが接続
される場合に適用して好適とされる。また、先に本出願
人により上記各実施の形態に示す回路構成以外で、電流
共振形コンバータのスイッチング出力を整流電流経路に
帰還することにより力率改善を図るスイッチング電源回
路が各種提案されているが、これらの発明の構成を本発
明の力率改善コンバータ回路の構成として適用すること
も可能とされる。

【００７０】

【発明の効果】以上説明したように本発明は、電流共振
形コンバータによりスイッチング出力を整流電流経路に
重畳するようにして力率改善を図る力率改善コンバータ
において、スイッチング素子として、バイポーラトラン
ジスタの代わりに、ＭＯＳ−ＦＥＴなどの電圧制御型の
トランジスタを用いることで、電流増幅率ｈ_FE、蓄積時
間Ｔｓのばらつきによる部品選別管理の必要が無くなる
ことから、製造工程上の部品管理が簡略化されて製造能
率の向上が図られる。また、蓄積時間Ｔｓ及び下降時間
ｔｆの問題が解消されるため、スイッチング周波数を高
く設定することが可能となり、これによって、回路の小
型／軽量化を図ることができる。また、電圧制御型のス
イッチング素子とこれらスイッチング素子を直接駆動す
る駆動回路系を含んで構成されるハイブリッドＩＣを用
いることで、複数の機能回路部が１チップ化されると共
に、スイッチング素子を駆動するためのコンバータトラ
ンス等を省略することが可能となり、これによっても回
路の小型／軽量化が促進される。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の第１の実施の形態としての力率改善コ
ンバータ回路を備えたスイッチング電源回路の構成を示
す回路図である。

【図２】第２の実施の形態の力率改善コンバータ回路を
備えたスイッチング電源回路の構成を示す回路図であ
る。

【図３】電流共振形コンバータ用ハイブリッドＩＣの内
部構成を示すブロック図である。

【図４】電流共振形コンバータ用ハイブリッドＩＣの端
子機能を示す説明図である。

【図５】第３の実施の形態の力率改善コンバータ回路を
備えたスイッチング電源回路の構成を示す回路図であ
る。

【図６】第４の実施の形態の力率改善コンバータ回路を
備えたスイッチング電源回路の構成を示す回路図であ
る。

【図７】第５の実施の形態の力率改善コンバータ回路を
備えたスイッチング電源回路の構成を示す回路図であ
る。

【図８】第６の実施の形態の力率改善コンバータ回路を
備えたスイッチング電源回路の構成を示す回路図であ
る。

【図９】第７の実施の形態の力率改善コンバータ回路を
備えたスイッチング電源回路の構成を示す回路図であ
る。

【図１０】先行技術としての力率改善コンバータ回路を
備えたスイッチング電源回路の構成を示す回路図であ
る。

【符号の説明】

１スイッチング電源部、２制御回路、３発振回
路、４ドライブ回路、５共振電源用コントロールＩ
Ｃ、６電流共振形コンバータ用ハイブリッドＩＣ、７
発振・ドライブ回路、８スタート回路、９起動回
路、１０，１１，１５力率改善コンバータ回路、１
２，１３，１４，１６力率改善整流回路、Ｄ₁ ，Ｄ_1A
ブリッジ整流回路、Ｃｉ，Ｃｉ_A ，Ｃｉ_B 平滑コン
デンサ、ＣＶＴコンバータトランス、ＣＤＴコンバ
ータドライブトランス、Ｑ₁ ，Ｑ₂ ，Ｑ₃ ，Ｑ₄ スイ
ッチング素子、Ｃ₁ 直列共振コンデンサ、Ｎ₁ 一次
巻線、ＭＣＴ磁気結合トランス、Ｌ_N フィルタチョ
ークコイル、Ｃ_N フィルタコンデンサ、Ｃ₂ 共振用
コンデンサ

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】電圧制御型のトランジスタがスイッチン
グ素子として用いられ、整流平滑電圧を動作電源として
スイッチング動作を行うスイッチング手段と、直列共振
コンデンサ及び直列共振巻線により形成され、上記スイ
ッチング手段のスイッチング出力が供給される直列共振
回路とを備えた電流共振形コンバータと、上記直列共振回路から整流電流経路に対して帰還された
スイッチング出力に基づいて力率改善を図るようにされ
た力率改善手段と、を備えて構成される力率改善コンバータ回路。
【請求項２】上記電圧制御型のトランジスタとして、
ＭＯＳ形電界効果トランジスタが用いられることを特徴
とする請求項１に記載の力率改善コンバータ回路。
【請求項３】上記力率改善手段は、整流回路の出力に対して設けられるフィルタチョーク及
びフィルタコンデンサからなるノーマルモードのローパ
スフィルタと、整流回路の整流電流経路に直列に挿入される高速リカバ
リ型整流素子と、少なくとも上記直列共振巻線が巻装されるコンバータト
ランスとを備え、上記直列共振回路は、上記直列共振巻線に得られたスイ
ッチング出力を上記直列共振コンデンサの静電容量結合
を介して整流電流経路に対して印加するようにして設け
られていることを特徴とする請求項１に記載の力率改善
コンバータ回路。
【請求項４】上記力率改善手段は、整流回路の出力に対して設けられるフィルタチョーク及
びフィルタコンデンサからなるノーマルモードのローパ
スフィルタと、整流回路の整流電流経路に直列に挿入される高速リカバ
リ型整流素子と、少なくとも、上記直列共振巻線と、整流電流経路に直列
に挿入される重畳巻線とを互いに磁気的に密結合して形
成される磁気結合トランスを備えて構成されていること
を特徴とする請求項１に記載の力率改善コンバータ回
路。
【請求項５】上記スイッチング手段の一部あるいはす
べてが、１チップの集積回路として構成されていること
を特徴とする請求項１に記載の力率改善コンバータ回
路。
【請求項６】上記スイッチング手段は、自励発振によ
りスイッチング素子を駆動する自励発振回路を備えると
共に、入力される交流入力電圧レベルに応じて上記自励発振回
路の発振周波数を可変制御することにより、交流入力電
圧レベルの変化に対して、力率がほぼ一定となるように
制御を行う力率制御手段を備えて構成されていることを
特徴とする請求項１に記載の力率改善コンバータ回路。
【請求項７】商用電源を倍電圧整流して入力された交
流入力電圧レベルの略２倍に対応する整流平滑電圧を生
成する倍電圧整流回路と、電圧制御型のトランジスタがスイッチング素子として用
いられ、上記整流平滑電圧を動作電源としてスイッチン
グ動作を行うスイッチング手段と、直列共振コンデンサ
及び直列共振巻線により形成され、上記スイッチング手
段のスイッチング出力が供給される直列共振回路とを備
えた電流共振形コンバータと、上記直列共振回路から整流電流経路に対して帰還された
スイッチング出力に基づいて力率改善を図るようにされ
た力率改善手段と、を備えて構成される力率改善コンバータ回路。
【請求項８】上記電圧制御型のトランジスタとして、
ＭＯＳ形電界効果トランジスタが用いられることを特徴
とする請求項７に記載の力率改善コンバータ回路。
【請求項９】上記力率改善手段は、上記倍電圧整流回路を形成する整流素子を高速リカバリ
型とすると共に、商用電源に対して設けられるフィルタチョーク及びフィ
ルタコンデンサからなるノーマルモードのローパスフィ
ルタと、少なくとも上記直列共振巻線が巻装されるコンバータト
ランスとを備え、上記直列共振回路は、上記直列共振巻線に得られたスイ
ッチング出力を上記直列共振コンデンサの静電容量結合
を介して整流電流経路に対して印加するようにして設け
られていることを特徴とする請求項７に記載の力率改善
コンバータ回路。
【請求項１０】上記力率改善手段は、上記倍電圧整流回路を形成する整流素子を高速リカバリ
型とすると共に、商用電源に対して設けられるフィルタチョーク及びフィ
ルタコンデンサからなるノーマルモードのローパスフィ
ルタと、少なくとも、上記直列共振巻線と、整流電流経路に直列
に挿入される重畳巻線とを互いに磁気的に密結合して形
成される磁気結合トランスを備えて構成されていること
を特徴とする請求項７に記載の力率改善コンバータ回
路。
【請求項１１】上記スイッチング手段の一部あるいは
すべてが、１チップの集積回路として構成されているこ
とを特徴とする請求項７に記載の力率改善コンバータ回
路。
【請求項１２】４本のスイッチング素子が備えられ、
これら４本のスイッチング素子がフルブリッジ結合され
ていることを特徴とする請求項７に記載の力率改善コン
バータ回路。
【請求項１３】商用電源に入力される交流入力電圧レ
ベルに基づいて、交流入力電圧レベルの略２倍に対応す
る整流平滑電圧を生成する倍電圧整流回路と、交流入力
電圧レベルに対応する整流平滑電圧を生成する全波整流
回路との切換えが可能とされた整流手段と、電圧制御型のトランジスタがスイッチング素子として用
いられ、上記整流平滑電圧を動作電源としてスイッチン
グ動作を行うスイッチング手段と、直列共振コンデンサ
及び直列共振巻線により形成され、上記スイッチング手
段のスイッチング出力が供給される直列共振回路とを備
えた電流共振形コンバータと、上記直列共振回路から整流電流経路に対して帰還された
スイッチング出力に基づいて力率改善を図るようにされ
た力率改善手段と、を備えて構成される力率改善コンバータ回路。
【請求項１４】上記電圧制御型のトランジスタとし
て、ＭＯＳ形電界効果トランジスタが用いられることを
特徴とする請求項１３に記載の力率改善コンバータ回
路。
【請求項１５】上記力率改善手段は、上記整流手段を形成する整流素子を高速リカバリ型とす
ると共に、商用電源に対して設けられるフィルタチョーク及びフィ
ルタコンデンサからなるノーマルモードのローパスフィ
ルタと、少なくとも上記直列共振巻線が巻装されるコンバータト
ランスとを備え、上記直列共振回路は、上記直列共振巻線に得られたスイ
ッチング出力を上記直列共振コンデンサの静電容量結合
を介して整流電流経路に対して印加するようにして設け
られていることを特徴とする請求項１３に記載の力率改
善コンバータ回路。
【請求項１６】上記スイッチング手段の一部あるいは
すべてが、１チップの集積回路として構成されているこ
とを特徴とする請求項１３に記載の力率改善コンバータ
回路。