JPH09270771A - 通信装置の秘話回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】正確に９０度の位相差を有する搬送波信号を生
成する。 【解決手段】発振器６から発生する基準搬送波信号を積
分器１３で積分し、三角波信号に波形整形する。三角波
信号は全波整流回路１４で全波整流され、三角波信号の
２倍の周波数の出力信号が発生する。全波整流回路１４
の出力信号は比較器１５で矩形波に波形整形される。こ
の際、比較器１５の基準レベルは全波整流回路１４の出
力信号を抵抗Ｒ３及びコンデンサーＣ３で平滑して得ら
れる。矩形波信号はインバータ１６を介して第１Ｄ−Ｆ
Ｆ１７に、また、第２Ｄ−ＦＦ１８に印加され、２分周
される。その結果、９０度の位相差のある第１及び第２
搬送波信号が得られる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、周波数反転方式の
通話装置の秘話回路に関し、特に、搬送波信号を発生す
る回路の改良に関する。

【０００２】

【従来の技術】従来、例えば、コードレス電話及びトラ
ンシーバ等の通信装置において、送信機と受信機との間
で盗聴されないように秘話が行なわれていた。図２はそ
のような通信装置の秘話回路のうち周波数反転方式で秘
話を行う回路であり、図２の回路を用いると、簡単な回
路構成で秘話の効果を高くすることができるとともに希
望の周波数反転信号を得るためにフィルター回路を用い
る必要がなかった。

【０００３】図２において、入力信号は第１及び第２位
相シフト回路（１）及び（２）で位相シフトされ、第１
及び第２位相シフト回路（１）及び（２）から互いに９
０度ずれた出力信号が発生する。第１位相シフト回路
（１）の出力信号は第１乗算器（３）で第１搬送波信号
と乗算される。入力信号をｓｉｎωａ・ｔとし、第１搬
送波信号をｓｉｎωｂ・ｔとすると、第１乗算器（３）
の出力信号Ａは、

【０００４】

【数１】

【０００５】となる。但し、ωａは入力信号の角周波
数、ωｂは搬送波信号の角周波数、及びψ１は第１位相
シフト回路（１）の位相シフト量である。また、第２位
相シフト回路（２）の出力信号は第２乗算器（４）で第
２搬送波信号と乗算される。第２乗算器（４）の出力信
号Ｂは、

【０００６】

【数２】

【０００７】となる。但し、ψ２は第２位相シフト回路
（２）の位相シフト量及びψ３は第１及び第２搬送波信
号の位相差である。第１及び第２乗算器（３）及び
（４）の出力信号は加算回路（５）で加算されるので、
式（１）及び（２）より加算回路（５）の出力信号（Ａ
＋Ｂ）は、

【０００８】

【数３】

【０００９】となる。但し、ψ１−ψ２＝（π／２）及
びψ３＝（π／２）である。よって、加算回路（５）の
出力信号は音声信号の角周波数ωａと搬送信号の角周波
数ωｂとの差成分のみとなる。また、第１及び第２搬送
波信号の発生について説明する。まず、基準搬送波信号
が基準発振器（６）から発生し、比較器（７）で基準電
圧ＶＢと比較されることにより矩形波信号に波形整形さ
れる。比較器（７）の出力信号は位相比較器（８）及び
基準ＬＰＦ（９）に印加される。基準ＬＰＦ（９）は比
較器（７）の出力信号の位相をシフトし、位相シフト量
が制御信号により制御されるものである。位相比較器
（８）において、基準ＬＰＦ（８）の出力信号と比較器
（７）の出力信号との位相が比較され、位相差に応じた
出力信号が位相比較器（８）から発生する。位相比較器
（８）の出力信号はコンデンサーＣ１で平滑された後、
直流アンプ（１０）で増幅される。直流アンプ（１０）
の出力信号は制御信号として基準ＬＰＦ（９）に印加さ
れ、基準ＬＰＦ（９）の移相特性は制御信号に応じて変
化する。基準ＬＰＦ（９）は遮断周波数が変更されるこ
とにより、移相特性が変化するフィルタである。位相比
較器（８）、基準ＬＰＦ（９）、コンデンサーＣ１及び
直流アンプ（１０）はＰＬＬ回路を構成し、基準ＬＰＦ
（９）が制御信号が印加されないときに９０度位相シフ
トする特性であるので、前記ＰＬＬは位相比較器（８）
の入力信号の位相差が９０度となるようにロックする。

【００１０】比較器（７）の出力信号及び基準ＬＰＦ
（９）の出力信号は比較器（１１）及び（１２）で再度
波形整形され、第１及び第２比較器（１１）及び（１
２）から第１及び第２搬送波信号が発生する。比較器
（７）の出力信号と基準ＬＰＦ（９）の出力信号とは位
相差が９０度となるので、第１及び第２搬送波信号の位
相差を９０度にすることができる。

【００１１】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、図２の
回路では、第１及び第２搬送波信号の位相差を正確に９
０度にすることができなかった。即ち、素子のバラツキ
が発生することにより基準ＬＰＦ（９）の移相特性がば
らつくが、前記ＰＬＬ回路は位相比較器（８）の入力信
号の位相差を９０度になるように動作するため基準ＬＰ
Ｆ（９）の特性のバラツキによる位相誤差が補正され
る。この時、例えば直流アンプ（１０）のゲインを増大
させて、ＰＬＬ回路のループゲインを増大させることに
より、バラツキによる位相誤差の補正を効果的に行わせ
ることができる。しかし、ＰＬＬ回路のループゲインを
大きくすると、位相比較器（８）の素子の特性が合致し
ないために発生する位相比較器（８）の直流オフセット
電圧の影響が大きくなるので、位相比較器（８）の入力
信号の位相差が９０度でないところでＰＬＬ回路がロッ
クするという問題が生じていた。よって、従来はＰＬＬ
回路のループゲインを基準ＬＰＦ（８）の移相特性のバ
ラツキと直流オフセット電圧とを考慮して設定してい
た。その為、第１及び第２搬送波信号の位相差を正確に
９０度とすることができないため加算器（９）から式
（３）の如き出力信号が得られず、和成分を十分に除去
できないので、秘話変復調したときに原音と異なる音声
信号が混入され、秘話信号のＳ／Ｎが悪化するという問
題が発生していた。

【００１２】

【課題を解決するための手段】本発明は、第１及び第２
搬送信号により入力信号を周波数反転する周波数反転方
式で秘話通信する通信装置の秘話回路において、基準搬
送波信号を発生する基準搬送波信号発生回路と、該搬送
波信号を三角波信号に波形整形する三角波波形整形回路
と、該三角波信号を全波整流する全波整流回路と、該全
波整流回路の出力信号を矩形波信号に波形整形する矩形
波波形整形回路と、該矩形波信号を分周することにより
互いに直交関係にとなる第１及び第２搬送波信号を発生
する搬送波信号発生回路と、を備えることを特徴とす
る。

【００１３】また、前記矩形波波形整形回路は、前記全
波整流回路の出力信号が印加される一方の入力端子と、
コンデンサーを介して接地される他方の入力端子とを有
する比較器と、前記比較器の両入力端子間に接続される
抵抗とから成ることを特徴とする。

【００１４】

【発明の実施の形態】図１は本発明の実施の形態を示す
図であり、（１３）は抵抗Ｒ１及びＲ２と、コンデンサ
ーＣ２と、オペアンプＯＰとから成るとともに、基準搬
送波信号を積分し三角波信号を生成する積分器、（１
４）は前記三角波信号を全波整流する全波整流回路、
（１５）は、全波整流回路（１４）の出力信号が印加さ
れる正入力端子と、コンデンサーＣ３を介して接地され
るとともに抵抗Ｒ３を介して前記正入力端子に接続され
る負入力端子とを有する比較器、（１６）は比較器（１
５）の出力信号を反転するインバータ、（１７）はイン
バータ（１６）の出力信号を分周する第１Ｄ−ＦＦ、
（１８）は比較器（１５）の出力信号を分周する第２Ｄ
−ＦＦ、（１９）は矩形波の前記基準搬送波信号を発生
する発振器である。尚、図１において図２の従来例と同
一の回路については従来例と同一の符号を付し、説明を
省略する。また、第１位相シフト回路（１）乃至加算器
（５）の回路動作についても図２の従来例と同一なため
動作説明を省略する。

【００１５】図１において、発振器（１９）から図３
（イ）の如き基準搬送波信号が発生する。前記基準搬送
波信号は積分器（１３）で積分され、積分器（１３）の
抵抗Ｒ１及びコンデンサーＣ２で定まる時定数が大のた
め積分器（１３）の出力信号は図３（ロ）の如く三角波
信号になる。前記三角波信号は全波整流回路（１４）で
全波整流されるので、全波整流回路（１４）の出力信号
は、図３（ハ）の如く、周波数が前記三角波信号の周波
数の２倍となり、振幅が前記三角波信号の振幅の１／２
となる三角波信号になる。全波整流回路（１４）の出力
信号は比較器（１５）の正入力端子に印加され、負入力
端子の基準電圧Ｖｒｅｆと比較される。全波整流回路
（１４）の出力信号は抵抗Ｒ３及びコンデンサーＣ３に
印加されるので、コンデンサーＣ３の一端から前記出力
信号を平滑して得られる基準電圧Ｖｒｅｆが発生する。
抵抗Ｒ３及びコンデンサーＣ３により定まる時定数は全
波整流回路（１４）の出力信号の交流成分に追従せず、
その直流成分に追従するように設定されている。その
為、比較器（１５）の基準電圧Ｖｒｅｆは全波整流回路
（１４）の直流出力信号と等しくなり、比較器（１５）
の出力信号は図３（ニ）の如くデューティー比が５０％
の矩形波となる。

【００１６】比較器（１５）の出力信号はインバータ
（１６）で反転され、インバータ（１６）の出力信号は
図３（ホ）の如く比較器（１５）の出力信号を１８０度
移相した信号になる。インバータ（１６）の出力信号は
第１Ｄ−ＦＦ（１７）のクロック端子Ｃに印加される。
また、比較器（１５）の出力信号は第２Ｄ−ＦＦ（１
８）のクロック端子Ｃに印加される。第１Ｄ−ＦＦ（１
７）において、Ｑ出力信号は第２乗算器（４）に印加さ
れ、＊Ｑ出力信号は第１Ｄ−ＦＦ（１７）のＤ入力端子
に印加される。第１Ｄ−ＦＦ（１７）はクロック端子Ｃ
のクロック信号の立ち上がりに応じて＊Ｑ出力信号を取
り込むので、第１Ｄ−ＦＦ（１７）の状態が変化し、Ｑ
出力信号は「Ｈ」または「Ｌ」レベルに変化する。その
為、第１Ｄ−ＦＦ（１７）のＱ出力信号は図３（ト）の
如くインバータ（１６）の出力信号を２分周した信号と
なる。また、第２Ｄ−ＦＦ（１８）も第１Ｄ−ＦＦ（１
７）と同様の動作を行うので、第２Ｄ−ＦＦ（１８）の
Ｑ出力信号は図３（ヘ）の如く比較器（１５）の出力信
号を２分周した信号となる。ここで、第１及び第２Ｄ−
ＦＦ（１７）及び（１８）のクロック入力信号は１８０
度の位相差があるので、それぞれの入力信号を２分周し
た結果第１及び第２搬送波信号の位相差は図３（ヘ）及
び（ト）から明らかな如く９０度になる。第１及び第２
搬送波信号は分周することにより得られるので、第１及
び第２搬送波信号の位相差を正確に９０度にすることが
できる。そして、第１及び第２Ｄ−ＦＦ（１７）及び
（１８）の出力信号はそれぞれ第１及び第２搬送波信号
になる。

【００１７】前記第１及び第２搬送波信号は第１及び第
２乗算器（３）及び（４）に印加され、第１及び第２位
相シフト回路（３）及び（４）の出力信号と乗算され
る。その結果、第１及び第２乗算器（３）及び（４）の
出力信号は式（１）及び（２）の如くなる。そして、加
算器（５）の出力信号は、第１及び第２搬送波信号の位
相差は正確に９０度になっているので、式（３）で示さ
れる如く和成分が十分に除去された信号になる。

【００１８】

【発明の効果】以上述べた如く本発明によれば、分周回
路を用いて互いに直交関係となる搬送波信号を生成して
いるので、素子の特性のバラツキに関係なく正確に９０
度の位相差を有する２つの搬送波信号を生成することが
できる。その為、周波数反転方式で得られる秘話信号に
不要な信号を十分に除去でき、秘話信号のＳ／Ｎを改善
することができる。

【００１９】矩形波信号の生成の際、三角波信号の直流
レベルを検出し前記直流レベルと三角波信号とを比較す
ることにより矩形波信号を発生するので、安定した周波
数と９０度の位相差のある搬送波信号を発生し、秘話効
果を向上させることができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の実施の形態を示すブロック図である。

【図２】従来例を示すブロック図である。

【図３】図１の各回路の出力信号波形を示す波形図であ
る。

【符号の説明】

１３ 積分器 １４ 全波整流回路 １５ 比較器 １６ インバータ １７ 第１Ｄ−ＦＦ １８ 第２Ｄ−ＦＦ

Claims (2)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】第１及び第２搬送信号により入力信号を周
   波数反転する周波数反転方式で秘話通信する通信装置の
   秘話回路において、 基準搬送波信号を発生する基準搬送波信号発生回路と、 該搬送波信号を三角波信号に波形整形する三角波波形整
   形回路と、 該三角波信号を全波整流する全波整流回路と、 該全波整流回路の出力信号を矩形波信号に波形整形する
   矩形波波形整形回路と、 該矩形波信号を分周することにより互いに直交関係にと
   なる第１及び第２搬送波信号を発生する搬送波信号発生
   回路と、 を備えることを特徴とする通信装置の秘話回路。
2. 【請求項２】前記矩形波波形整形回路は、 前記全波整流回路の出力信号が印加される一方の入力端
   子と、コンデンサーを介して接地される他方の入力端子
   とを有する比較器と、前記比較器の両入力端子間に接続
   される抵抗とから成ることを特徴とする請求項１記載の
   通信装置の秘話回路。