JPH09294261A - 衛星放送受信機用ｄｂｓチューナー - Google Patents
衛星放送受信機用ｄｂｓチューナーInfo
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- JPH09294261A JPH09294261A JP8107243A JP10724396A JPH09294261A JP H09294261 A JPH09294261 A JP H09294261A JP 8107243 A JP8107243 A JP 8107243A JP 10724396 A JP10724396 A JP 10724396A JP H09294261 A JPH09294261 A JP H09294261A
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- JP
- Japan
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- line
- broadcast receiver
- signal
- tuner
- satellite broadcast
- Prior art date
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-
- H—ELECTRICITY
- H01—ELECTRIC ELEMENTS
- H01P—WAVEGUIDES; RESONATORS, LINES, OR OTHER DEVICES OF THE WAVEGUIDE TYPE
- H01P1/00—Auxiliary devices
- H01P1/20—Frequency-selective devices, e.g. filters
- H01P1/201—Filters for transverse electromagnetic waves
- H01P1/203—Strip line filters
- H01P1/2039—Galvanic coupling between Input/Output
Landscapes
- Physics & Mathematics (AREA)
- Electromagnetism (AREA)
- Input Circuits Of Receivers And Coupling Of Receivers And Audio Equipment (AREA)
- Structure Of Receivers (AREA)
- Two-Way Televisions, Distribution Of Moving Picture Or The Like (AREA)
- Noise Elimination (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 衛星放送受信機用ＤＢＳチューナーの高周波
入力端子から局部発振信号の２次高調波及び３次高調波
が漏洩して、同じケーブルに接続された他のチューナー
の受信や他の機器類に妨害を与えるという問題がある。 【解決手段】 衛星放送受信機用ＤＢＳチューナーにお
いて、ＲＦ信号ラインまたは電源供給ラインから突起し
た形を持つところの負荷端を開放端とするマイクロスト
リップラインにより構成された減衰フィルター（トラッ
プ回路）を設けた衛星放送受信機用ＤＢＳチューナー。
入力端子から局部発振信号の２次高調波及び３次高調波
が漏洩して、同じケーブルに接続された他のチューナー
の受信や他の機器類に妨害を与えるという問題がある。 【解決手段】 衛星放送受信機用ＤＢＳチューナーにお
いて、ＲＦ信号ラインまたは電源供給ラインから突起し
た形を持つところの負荷端を開放端とするマイクロスト
リップラインにより構成された減衰フィルター（トラッ
プ回路）を設けた衛星放送受信機用ＤＢＳチューナー。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、衛星放送受信機用
ＤＢＳチューナーの回路構成に関し、特にプリント基板
上にマイクロストリップラインを用いた減衰フィルター
（トラップ回路）の構成を持つ衛星放送受信機用ＤＢＳ
チューナーに関するものである。
ＤＢＳチューナーの回路構成に関し、特にプリント基板
上にマイクロストリップラインを用いた減衰フィルター
（トラップ回路）の構成を持つ衛星放送受信機用ＤＢＳ
チューナーに関するものである。
【０００２】
【従来の技術】一般的な衛星放送受信システムは、１２
ＧＨｚ帯の地上波電波は先ずＢＳアンテナによって集め
られ、ＢＳコンバータによって１ＧＨｚ帯（９００〜２
１５０ＭＨｚ）の高周波信号に周波数変換される。つぎ
にＤＢＳチューナに導かれ、ＤＢＳチューナはＢＳコン
バータからの１ＧＨｚ帯の信号から所望の信号帯域を選
択して、この選択した信号を中間周波信号（４０２．７
８ＭＨｚ）に変換する。ここに、ＤＢＳとはＤｉｒｅｃ
ｔ Ｂｒｏａｄｃａｓｔｉｎｇ Ｓａｔｅｌｌｉｔｅの
ことであり、人工衛星からの放送を直接受信するシステ
ムのことである。
ＧＨｚ帯の地上波電波は先ずＢＳアンテナによって集め
られ、ＢＳコンバータによって１ＧＨｚ帯（９００〜２
１５０ＭＨｚ）の高周波信号に周波数変換される。つぎ
にＤＢＳチューナに導かれ、ＤＢＳチューナはＢＳコン
バータからの１ＧＨｚ帯の信号から所望の信号帯域を選
択して、この選択した信号を中間周波信号（４０２．７
８ＭＨｚ）に変換する。ここに、ＤＢＳとはＤｉｒｅｃ
ｔ Ｂｒｏａｄｃａｓｔｉｎｇ Ｓａｔｅｌｌｉｔｅの
ことであり、人工衛星からの放送を直接受信するシステ
ムのことである。
【０００３】図７はこのような従来の衛星放送受信機用
ＤＢＳチューナーの回路ブロック図を示す。各回路部を
接続する２重線の標記はＲＦ信号ラインを表し、１重線
の標記は電源ラインを表す。
ＤＢＳチューナーの回路ブロック図を示す。各回路部を
接続する２重線の標記はＲＦ信号ラインを表し、１重線
の標記は電源ラインを表す。
【０００４】従来のＤＢＳチューナは、入力端子５１に
印加された１ＧＨｚ帯の入力信号は、広帯域増幅器であ
るＲＦ回路部５２、アッテネータ５３、トラッキングフ
ィルター５４を通過し、ミキサー５５に印加される。局
部発振回路部５６からの局部発振信号はハイパスフィル
ター５７を介してＰＬＬ（フェイズ・ロックド・ルー
プ）５８に入力され、ＰＬＬ５８は局部発振回路部５６
の局部発振信号をフェイズ・ロックさせるように動作す
る。フェイズ・ロックされた局部発振信号はミキサー
（混合器）５５に入力され、中間周波信号（ＩＦ信号）
に変換される。このＩＦ信号はＩＦ回路部６０に印加さ
れ、復調部６１に入力される。６２は電源入力端子であ
り、ＲＦ回路部５２、ミキサー５５、ＰＬＬ５８、局部
発振回路部５６、ＩＦ回路部６０及び復調部６１に接続
されている。この時のＩＦ信号出力の周波数は４０２．
７８ＭＨｚである。ＲＦ回路部５２及びＩＦ回路部６０
は変調された信号であり、復調部６１でその変調信号を
検波し、復調して、検波信号として出力する。ＲＦ回路
部はアッテネータ（減衰）のレベルを調整するように動
作し、アッテネータはＲＦ入力信号レベルが変化しても
歪みのない一定レベルにするために設けられている回路
である。
印加された１ＧＨｚ帯の入力信号は、広帯域増幅器であ
るＲＦ回路部５２、アッテネータ５３、トラッキングフ
ィルター５４を通過し、ミキサー５５に印加される。局
部発振回路部５６からの局部発振信号はハイパスフィル
ター５７を介してＰＬＬ（フェイズ・ロックド・ルー
プ）５８に入力され、ＰＬＬ５８は局部発振回路部５６
の局部発振信号をフェイズ・ロックさせるように動作す
る。フェイズ・ロックされた局部発振信号はミキサー
（混合器）５５に入力され、中間周波信号（ＩＦ信号）
に変換される。このＩＦ信号はＩＦ回路部６０に印加さ
れ、復調部６１に入力される。６２は電源入力端子であ
り、ＲＦ回路部５２、ミキサー５５、ＰＬＬ５８、局部
発振回路部５６、ＩＦ回路部６０及び復調部６１に接続
されている。この時のＩＦ信号出力の周波数は４０２．
７８ＭＨｚである。ＲＦ回路部５２及びＩＦ回路部６０
は変調された信号であり、復調部６１でその変調信号を
検波し、復調して、検波信号として出力する。ＲＦ回路
部はアッテネータ（減衰）のレベルを調整するように動
作し、アッテネータはＲＦ入力信号レベルが変化しても
歪みのない一定レベルにするために設けられている回路
である。
【０００５】そして、これら、上記の入力端子５１、Ｒ
Ｆ回路部５２、アッテネータ５３、トラッキングフィル
ター５４、ミキサー５５、ＰＬＬ５８、局部発振回路部
５６、ＩＦ回路部６０、電源端子６２、復調部６１の間
を接続する信号ラインは図１０に示されるようなプリン
ト基板上に設けた銅箔の導体で接続されている。図１０
において、６５はプリント基板の誘電体支持部材、６６
は信号ライン、６７はプリント基板の下部に設けられた
銅箔層である。信号ライン６６はただ単なる帯状の導体
形状によって作られている。
Ｆ回路部５２、アッテネータ５３、トラッキングフィル
ター５４、ミキサー５５、ＰＬＬ５８、局部発振回路部
５６、ＩＦ回路部６０、電源端子６２、復調部６１の間
を接続する信号ラインは図１０に示されるようなプリン
ト基板上に設けた銅箔の導体で接続されている。図１０
において、６５はプリント基板の誘電体支持部材、６６
は信号ライン、６７はプリント基板の下部に設けられた
銅箔層である。信号ライン６６はただ単なる帯状の導体
形状によって作られている。
【０００６】従来の衛星放送受信機用ＤＢＳチューナー
の回路構成では、入力端子からの局部発振信号（基本
波、２次高調波及び３次高調波含む）の漏洩を防止する
手段として、主に例えばλ／２形バンドパスフィルタ
（Ｂ．Ｐ．Ｆ）やλ／４形Ｂ．Ｐ．Ｆ等のトラッキング
フィルター５４やＲＦ回路部５２内に例えば図８に示す
ようにチップコンデンサー６８とストリップライン６９
からなるローパスフィルタをＧＮＤ７０間に設けること
により前記信号を減衰させている。
の回路構成では、入力端子からの局部発振信号（基本
波、２次高調波及び３次高調波含む）の漏洩を防止する
手段として、主に例えばλ／２形バンドパスフィルタ
（Ｂ．Ｐ．Ｆ）やλ／４形Ｂ．Ｐ．Ｆ等のトラッキング
フィルター５４やＲＦ回路部５２内に例えば図８に示す
ようにチップコンデンサー６８とストリップライン６９
からなるローパスフィルタをＧＮＤ７０間に設けること
により前記信号を減衰させている。
【０００７】また、電源端子からの局部発振信号（基本
波、２次高調波及び３次高調波含む）の漏洩を防止する
手法として、図９に示すようにバイパスコンデンサー７
１をＧＮＤ７０へ接続することで前記信号を減衰させて
いる。
波、２次高調波及び３次高調波含む）の漏洩を防止する
手法として、図９に示すようにバイパスコンデンサー７
１をＧＮＤ７０へ接続することで前記信号を減衰させて
いる。
【０００８】従来の衛星放送受信機用ＤＢＳチューナー
において、図７に示す様に局部発振回路５６からＰＬＬ
回路部５８に入力する局部発振信号の２次高調波及び３
次高調波成分の入力を防止する手法として、局部発振信
号伝達ラインとＧＮＤ間に例えば前述したバイパスコン
デンサを接続することにより前記高調波成分を減衰させ
ている。
において、図７に示す様に局部発振回路５６からＰＬＬ
回路部５８に入力する局部発振信号の２次高調波及び３
次高調波成分の入力を防止する手法として、局部発振信
号伝達ラインとＧＮＤ間に例えば前述したバイパスコン
デンサを接続することにより前記高調波成分を減衰させ
ている。
【０００９】また、復調部にＶＣＯ発振信号の高調波成
分の入力を防止する手法として、前述のバイパスコンデ
ンサをＲＦＡＧＣライン５９とＧＮＤ（アース）との間
に接続することで前記高調波成分を減衰させている。Ｒ
ＦＡＧＣライン５９はアッテネータ５３と復調部６１と
を繋ぐ高周波ラインである。
分の入力を防止する手法として、前述のバイパスコンデ
ンサをＲＦＡＧＣライン５９とＧＮＤ（アース）との間
に接続することで前記高調波成分を減衰させている。Ｒ
ＦＡＧＣライン５９はアッテネータ５３と復調部６１と
を繋ぐ高周波ラインである。
【００１０】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、従来の
技術では、高周波入力端子からの局部発振信号の漏洩の
防止については、基本波に対して十分減衰できている
が、２次高調波及び３次高調波の高い周波数領域では減
衰できず、高周波入力端子から漏洩してしまう問題があ
る。これは、２次高調波及び３次高調波の高い周波数領
域になるにつれフィルタを構成するチップコンデンサの
リード線及び電極のインダクタンス成分が大きくなるこ
とや、ストリップラインのインダクタンス成分が周波数
により変化することが要因と考えられる。高周波入力端
子から局部発振信号が漏れることが原因で、同じケーブ
ルに接続された他のＤＢＳチューナーの受信や他の機器
類に妨害を与えることになっている。
技術では、高周波入力端子からの局部発振信号の漏洩の
防止については、基本波に対して十分減衰できている
が、２次高調波及び３次高調波の高い周波数領域では減
衰できず、高周波入力端子から漏洩してしまう問題があ
る。これは、２次高調波及び３次高調波の高い周波数領
域になるにつれフィルタを構成するチップコンデンサの
リード線及び電極のインダクタンス成分が大きくなるこ
とや、ストリップラインのインダクタンス成分が周波数
により変化することが要因と考えられる。高周波入力端
子から局部発振信号が漏れることが原因で、同じケーブ
ルに接続された他のＤＢＳチューナーの受信や他の機器
類に妨害を与えることになっている。
【００１１】ここに、衛星放送受信機用ＤＢＳチューナ
ーの局部発振信号の基本波は１３００ＭＨｚ〜２５５０
ＭＨｚであり、その２次高調波の周波数は（１３００Ｍ
Ｈｚ〜２５５０ＭＨｚ）×２であり、３次高調波の周波
数は（１３００ＭＨｚ〜２５５０ＭＨｚ）×３である。
ーの局部発振信号の基本波は１３００ＭＨｚ〜２５５０
ＭＨｚであり、その２次高調波の周波数は（１３００Ｍ
Ｈｚ〜２５５０ＭＨｚ）×２であり、３次高調波の周波
数は（１３００ＭＨｚ〜２５５０ＭＨｚ）×３である。
【００１２】また、ＶＣＯ発振信号の基本波は４０２．
７８ＭＨｚＭＨｚであり、その２次高調波の周波数は４
０２．７８ＭＨｚ×２であり、３次高調波の周波数は４
０２．７８ＭＨｚ×３である。
７８ＭＨｚＭＨｚであり、その２次高調波の周波数は４
０２．７８ＭＨｚ×２であり、３次高調波の周波数は４
０２．７８ＭＨｚ×３である。
【００１３】また、局部発振回路からＰＬＬ回路部に入
力される局部発振信号の２次高調波及び３次高調波成分
の混入防止についても、従来の技術では、バイパスコン
デンサ（例えば１０００ｐＦ程度）の自己共振周波数
（約１ＧＨｚ程度）が局部発振信号の周波数（約１３０
０ＭＨｚ〜２５５０ＭＨｚ程度）よりも低い領域にある
ため、上述したチップコンデンサのリード線及び電極の
インダクタンス成分が大きくなり、前記信号成分をＧＮ
Ｄ（アース）へ十分減衰させることができない。
力される局部発振信号の２次高調波及び３次高調波成分
の混入防止についても、従来の技術では、バイパスコン
デンサ（例えば１０００ｐＦ程度）の自己共振周波数
（約１ＧＨｚ程度）が局部発振信号の周波数（約１３０
０ＭＨｚ〜２５５０ＭＨｚ程度）よりも低い領域にある
ため、上述したチップコンデンサのリード線及び電極の
インダクタンス成分が大きくなり、前記信号成分をＧＮ
Ｄ（アース）へ十分減衰させることができない。
【００１４】このようないくつかの要因により、前記高
調波成分がＰＬＬ回路に混入する問題が生じ、この要因
によって、ＰＬＬ回路での選局誤動作が発生してしまう
結果となっていた。
調波成分がＰＬＬ回路に混入する問題が生じ、この要因
によって、ＰＬＬ回路での選局誤動作が発生してしまう
結果となっていた。
【００１５】電源端子からの局部発振信号（基本波、２
次高調波及び３次高調波含む）の漏洩の防止について、
従来の技術では、この前記信号の漏洩は上記ＤＢＳチュ
ーナーを内蔵したセット本体からの不要輻射となり問題
となる。
次高調波及び３次高調波含む）の漏洩の防止について、
従来の技術では、この前記信号の漏洩は上記ＤＢＳチュ
ーナーを内蔵したセット本体からの不要輻射となり問題
となる。
【００１６】ＲＦＡＧＣラインを介する復調回路部のＶ
ＣＯ発振信号高調波成分の混入防止についても、従来の
技術では上述したバイパスコンデンサのインダクタンス
成分増加により十分減衰できず、前記高調波成分がＲＦ
信号ラインに戻った場合、ＶＣＯ発振信号高調波に近い
ＲＦ周波数受信時（約１．２ＧＨｚ）に、画面上にビー
トを発生する問題がある。
ＣＯ発振信号高調波成分の混入防止についても、従来の
技術では上述したバイパスコンデンサのインダクタンス
成分増加により十分減衰できず、前記高調波成分がＲＦ
信号ラインに戻った場合、ＶＣＯ発振信号高調波に近い
ＲＦ周波数受信時（約１．２ＧＨｚ）に、画面上にビー
トを発生する問題がある。
【００１７】そこで、この本発明の目的は、局部発振信
号（高調波を含む）やＶＣＯ発振信号（高調波を含む）
の漏洩を防止する減衰フィルター（トラップ回路）を有
した衛星放送受信機用ＤＢＳチューナーを提供すること
にある。
号（高調波を含む）やＶＣＯ発振信号（高調波を含む）
の漏洩を防止する減衰フィルター（トラップ回路）を有
した衛星放送受信機用ＤＢＳチューナーを提供すること
にある。
【００１８】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に、本発明の請求項１に記載の衛星放送受信機用ＤＢＳ
チューナーは、ＲＦ信号ラインまたは電源供給ラインか
ら突起した形を持つところの負荷端を開放端とするマイ
クロストリップラインにより構成された減衰フィルター
（トラップ回路）を設けたことを特徴とするものであ
る。
に、本発明の請求項１に記載の衛星放送受信機用ＤＢＳ
チューナーは、ＲＦ信号ラインまたは電源供給ラインか
ら突起した形を持つところの負荷端を開放端とするマイ
クロストリップラインにより構成された減衰フィルター
（トラップ回路）を設けたことを特徴とするものであ
る。
【００１９】請求項２に記載の衛星放送受信機用ＤＢＳ
チューナーは、前記減衰フィルターが負荷端を開放端と
した長さの異なる複数個のマイクロストリップラインに
より構成されることを特徴とするものである。
チューナーは、前記減衰フィルターが負荷端を開放端と
した長さの異なる複数個のマイクロストリップラインに
より構成されることを特徴とするものである。
【００２０】請求項３に記載の衛星放送受信機用ＤＢＳ
チューナーは、該チューナーの入力端子と局部発振回路
部とをつなぐＲＦ信号ラインに、前記減衰フィルター設
けたことを特徴とするものである。
チューナーは、該チューナーの入力端子と局部発振回路
部とをつなぐＲＦ信号ラインに、前記減衰フィルター設
けたことを特徴とするものである。
【００２１】請求項４に記載の衛星放送受信機用ＤＢＳ
チューナーは、該チューナー内の電源供給ラインに、前
記減衰フィルター設けたことを特徴とするものである。
チューナーは、該チューナー内の電源供給ラインに、前
記減衰フィルター設けたことを特徴とするものである。
【００２２】請求項５に記載の衛星放送受信機用ＤＢＳ
チューナーは、該チューナーの復調部とアッテネータと
の間（ＲＦＡＧＣライン）に、前記減衰フィルター設け
たことを特徴とするものである。
チューナーは、該チューナーの復調部とアッテネータと
の間（ＲＦＡＧＣライン）に、前記減衰フィルター設け
たことを特徴とするものである。
【００２３】さらに、請求項６に記載の衛星放送受信機
用ＤＢＳチューナーは、該チューナーの局部発振回路部
とＰＬＬ回路部との間の局部発振信号伝達ラインに、前
記減衰フィルター設けたことを特徴とするものである。
用ＤＢＳチューナーは、該チューナーの局部発振回路部
とＰＬＬ回路部との間の局部発振信号伝達ラインに、前
記減衰フィルター設けたことを特徴とするものである。
【００２４】
【発明の実施の形態】図１乃至図６は本発明の一実施の
形態に関する図であり、以下、本発明の詳細を図示の実
施例によって説明する。
形態に関する図であり、以下、本発明の詳細を図示の実
施例によって説明する。
【００２５】先ず、本発明の主題である負荷端を開放端
としたマイクロストリップラインの動作原理について図
４、図５及び図６を用いて説明する。図４はプリント基
板の断面図であり、図５は実際の基板上のパターンモデ
ル、図６はその特性を示す図である。
としたマイクロストリップラインの動作原理について図
４、図５及び図６を用いて説明する。図４はプリント基
板の断面図であり、図５は実際の基板上のパターンモデ
ル、図６はその特性を示す図である。
【００２６】図４において、５はプリント基板の誘電体
基材であり、硬質プリント基板（ＰＷＢ）の厚さｈはお
よそ０．５ｍｍ〜１．５ｍｍ程度である。２及び４はそ
の基材両面に設けられた銅箔層で、厚さｔは約１８μｍ
〜３５μｍ程度である。下部の銅箔層４は基板のほぼ全
面にあるのに対し、上部の銅箔層２はマイクロストリッ
プラインとして用いられ、帯状であり、線路幅Ｗｏは
０．２ｍｍ〜２．０ｍｍ程度である。
基材であり、硬質プリント基板（ＰＷＢ）の厚さｈはお
よそ０．５ｍｍ〜１．５ｍｍ程度である。２及び４はそ
の基材両面に設けられた銅箔層で、厚さｔは約１８μｍ
〜３５μｍ程度である。下部の銅箔層４は基板のほぼ全
面にあるのに対し、上部の銅箔層２はマイクロストリッ
プラインとして用いられ、帯状であり、線路幅Ｗｏは
０．２ｍｍ〜２．０ｍｍ程度である。
【００２７】図５において信号ラインから見た入力イン
ピーダンスＺｉｎは以下の式で表せる。
ピーダンスＺｉｎは以下の式で表せる。
【００２８】 Ｚｉｎ ＝−ｊ×Ｚｏ×ｃｏｔβＬ （１） ここでＺｏはマイクロストリップライン２の特性インピ
ーダンス、βは位相定数、Ｌはマイクロストリップライ
ン２の長さである。
ーダンス、βは位相定数、Ｌはマイクロストリップライ
ン２の長さである。
【００２９】ここで、λｇを伝送線路長の信号波長とす
ると、 Ｌ＝（２ｎ＋１）λｇ／４ （ｎは整数） （２） となる周波数に対しては、Ｚｉｎ＝０（Ω）となり、入
力端が短絡されている状態と等価になる。本発明はこの
点に着目し、衛星放送受信機用ＤＢＳチューナーに減衰
フィルター（即ち、トラップ回路）としてプリント基板
上に設けるものである。
ると、 Ｌ＝（２ｎ＋１）λｇ／４ （ｎは整数） （２） となる周波数に対しては、Ｚｉｎ＝０（Ω）となり、入
力端が短絡されている状態と等価になる。本発明はこの
点に着目し、衛星放送受信機用ＤＢＳチューナーに減衰
フィルター（即ち、トラップ回路）としてプリント基板
上に設けるものである。
【００３０】ＲＦ信号ラインに設けた上記の負荷端を開
放端としたマイクロストリップラインによる減衰フィル
ター（トラップ回路）について詳しく述べる。マイクロ
ストリップラインの特性インピーダンスＺｏを求めるＷ
ｈｅｅｌｅｒの式は、マイクロストリップ線路の形状を
図５のように決めると、 Ｚｏ ＝４２．４／（ε＋１）1 / 2 ×ｌｎ（１＋（４×ｈ／Ｗ） ×（ｂ＋（ｂ2 ＋ａ×π2 ）1 / 2 ）） （３） で表される。
放端としたマイクロストリップラインによる減衰フィル
ター（トラップ回路）について詳しく述べる。マイクロ
ストリップラインの特性インピーダンスＺｏを求めるＷ
ｈｅｅｌｅｒの式は、マイクロストリップ線路の形状を
図５のように決めると、 Ｚｏ ＝４２．４／（ε＋１）1 / 2 ×ｌｎ（１＋（４×ｈ／Ｗ） ×（ｂ＋（ｂ2 ＋ａ×π2 ）1 / 2 ）） （３） で表される。
【００３１】 ここで、Ｗ＝Ｗｏ＋ａ×ΔＷｏ ΔＷｏ＝ｔ／π（１＋ｌｎ（４／（（ｔ／ｈ）2 ＋（１／（π×（Ｗｏ／ｔ＋１．１）））2 ）1 / 2 ）） ａ ＝（１＋１／ε）／２ ｂ ＝（１４＋８／ε）／１１×４×ｈ／Ｗ ε：基板の比誘電率、 Ｗｏ：マイクロストリップ線
路幅、 ｈ：誘電体厚み、 ｔ ：マイクロストリップ線
路厚み、 である。
路幅、 ｈ：誘電体厚み、 ｔ ：マイクロストリップ線
路厚み、 である。
【００３２】ここで、マイクロストリップラインでは、
電界が空中に漏れる分だけ、誘電体の誘電率が小さくな
ったのと等価と考えられ、この実効比誘電率εe f f
は、Ｗｈｅｅｌｅｒの式より、 εe f f ＝ε−（ε−εe f f o ）／（１＋Ｇ（ｆ／ｆp ）2 ）（４） ここで、Ｇ ≡０．６＋０．００９×Ｚo （Ｚｏ：Ω） ｆp ≡Ｚｏ／（０．８×π×ｈ） （ｈ ：ｍｍ） εe f f o ＝（Ｚｏｏ／Ｚo ）2 ｆ ：使用する周波数 ［ＧＨｚ］ Ｚｏｏ：誘電体を取り除いたときの特性インピーダンス となる。
電界が空中に漏れる分だけ、誘電体の誘電率が小さくな
ったのと等価と考えられ、この実効比誘電率εe f f
は、Ｗｈｅｅｌｅｒの式より、 εe f f ＝ε−（ε−εe f f o ）／（１＋Ｇ（ｆ／ｆp ）2 ）（４） ここで、Ｇ ≡０．６＋０．００９×Ｚo （Ｚｏ：Ω） ｆp ≡Ｚｏ／（０．８×π×ｈ） （ｈ ：ｍｍ） εe f f o ＝（Ｚｏｏ／Ｚo ）2 ｆ ：使用する周波数 ［ＧＨｚ］ Ｚｏｏ：誘電体を取り除いたときの特性インピーダンス となる。
【００３３】この式（３）、（４）は、文献『高周波回
路の設計と実装』（宮本幸彦著、日本放送出版協会、平
成元年第３刷発行）の２６、２７ページより引用した。
路の設計と実装』（宮本幸彦著、日本放送出版協会、平
成元年第３刷発行）の２６、２７ページより引用した。
【００３４】さらに、周波数と波長との関係式として以
下の式が成り立つ。
下の式が成り立つ。
【００３５】 λｇ＝Ｃ／（ｆ×（εe f f ）1 / 2 ） （５） Ｃ ＝２．９９８×１０10ｃｍ／ｓｅｃ （Ｃ＝光速度） 以上より、例えば前記局部発振信号の第３高調波領域で
ある５ＧＨｚ帯を減衰させる場合、マイクロストリップ
線路の幅を０．４ｍｍ、プリント基板の材質を例えばガ
ラスエポキシ系とすると比誘電率ε＝３．８、マイクロ
ストリップライン厚みｔを０．０１８ｍｍ（即ち１８μ
ｍ）、誘電体厚みｈを１ｍｍとして、（２）、（３）、
（４）式よりＬ＝λｇ／４となるマイクロストリップラ
インの長さを求めると、Ｌ≒９．２ｍｍとなる。さらに
前記局部発振信号第２高調波領域である３．２ＧＨｚを
減衰させたい場合、上記係数を用いてマイクロストリッ
プラインの長さを求めると、Ｌ≒１４．５ｍｍとなる。
ある５ＧＨｚ帯を減衰させる場合、マイクロストリップ
線路の幅を０．４ｍｍ、プリント基板の材質を例えばガ
ラスエポキシ系とすると比誘電率ε＝３．８、マイクロ
ストリップライン厚みｔを０．０１８ｍｍ（即ち１８μ
ｍ）、誘電体厚みｈを１ｍｍとして、（２）、（３）、
（４）式よりＬ＝λｇ／４となるマイクロストリップラ
インの長さを求めると、Ｌ≒９．２ｍｍとなる。さらに
前記局部発振信号第２高調波領域である３．２ＧＨｚを
減衰させたい場合、上記係数を用いてマイクロストリッ
プラインの長さを求めると、Ｌ≒１４．５ｍｍとなる。
【００３６】更に、上記マイクロストリップライン２の
長さは、減衰させたい周波数に対しＬ＝λｇ／４となる
ように設計している。ここで、マイクロストリップライ
ン２の線路幅Ｗｏは、トラップする帯域幅に関係し、前
記線路幅Ｗｏを広く採る程大きくできる。（１）式にお
いて、β（位相定数）は周波数の関数であり、Ｚｉｎの
値はＺｏの値により変化率が決まる。今、線路幅Ｗｏを
広く（大きく）すると、Ｚｏは小さくなる方向に変化す
る。従って、周波数に対するＺｉｎの変化率は小さくな
る。つまり、帯域幅が広がる。
長さは、減衰させたい周波数に対しＬ＝λｇ／４となる
ように設計している。ここで、マイクロストリップライ
ン２の線路幅Ｗｏは、トラップする帯域幅に関係し、前
記線路幅Ｗｏを広く採る程大きくできる。（１）式にお
いて、β（位相定数）は周波数の関数であり、Ｚｉｎの
値はＺｏの値により変化率が決まる。今、線路幅Ｗｏを
広く（大きく）すると、Ｚｏは小さくなる方向に変化す
る。従って、周波数に対するＺｉｎの変化率は小さくな
る。つまり、帯域幅が広がる。
【００３７】図６は、信号源側から見た特性インピーダ
ンスＺｉｎとマイクロストリップライン２の長さＬとの
関係を図示したものであり、Ｌ＝（２ｎ＋１）λｇ／４
の場合、Ｚｉｎ＝０となり、Ｌ＝（２ｎ＋１）λｇ／２
の場合、Ｚｉｎ＝∽（無限大）となることが示されてい
る。
ンスＺｉｎとマイクロストリップライン２の長さＬとの
関係を図示したものであり、Ｌ＝（２ｎ＋１）λｇ／４
の場合、Ｚｉｎ＝０となり、Ｌ＝（２ｎ＋１）λｇ／２
の場合、Ｚｉｎ＝∽（無限大）となることが示されてい
る。
【００３８】上記の理論に基づき、図２及び図３は本発
明の負荷端を開放端としたマイクロストリップラインを
１本及び２本用いた場合の一実施の形態よりなる例を示
すものであり、図１にはそれを適用した衛星放送受信機
用ＤＢＳチューナーのブロック図を示す。
明の負荷端を開放端としたマイクロストリップラインを
１本及び２本用いた場合の一実施の形態よりなる例を示
すものであり、図１にはそれを適用した衛星放送受信機
用ＤＢＳチューナーのブロック図を示す。
【００３９】図２（ａ）において、信号ライン１に負荷
端を開放端とした１本のマイクロストリップライン２を
形成する。このマイクロストリップライン２の長さは、
減衰させたい周波数ｆ１に対しＬ１＝λｇ１／４となる
ように設計する。
端を開放端とした１本のマイクロストリップライン２を
形成する。このマイクロストリップライン２の長さは、
減衰させたい周波数ｆ１に対しＬ１＝λｇ１／４となる
ように設計する。
【００４０】また、図２（ｂ）は信号ライン１の伝送特
性を示し、周波数を横軸にとり、入力インピーダンスＺ
ｉｎまたは減衰量との関係をグラフにしたものである。
入力インピーダンスＺｉｎの場合は、信号ライン１から
みたスタブの入力インピーダンスＺｉｎとなる。
性を示し、周波数を横軸にとり、入力インピーダンスＺ
ｉｎまたは減衰量との関係をグラフにしたものである。
入力インピーダンスＺｉｎの場合は、信号ライン１から
みたスタブの入力インピーダンスＺｉｎとなる。
【００４１】図３は減衰させたい２つの周波数ｆ１及び
ｆ２に対して負荷端を開放端としたマイクロストリップ
ライン２及び３を設計し、信号ラインに付加したもので
あり、Ｌ１＝λｇ１／４及びＬ２＝λｇ２／４となるよ
うに設計する。この場合の一実施の形態よりなる例で
は、例えば、ｆ１＝４．８ＧＨｚの時、Ｌ１＝ ９．２
ｍｍとなる。
ｆ２に対して負荷端を開放端としたマイクロストリップ
ライン２及び３を設計し、信号ラインに付加したもので
あり、Ｌ１＝λｇ１／４及びＬ２＝λｇ２／４となるよ
うに設計する。この場合の一実施の形態よりなる例で
は、例えば、ｆ１＝４．８ＧＨｚの時、Ｌ１＝ ９．２
ｍｍとなる。
【００４２】ｆ２＝３．２ＧＨｚの時、Ｌ２＝１４．５
ｍとなる。
ｍとなる。
【００４３】また信号ライン１の線路幅は０．４ｍｍ、
マイクロストリップラインの線路幅はＷｏ＝０．４ｍ
ｍ、銅箔の厚さはｔ＝１８μｍ、である。
マイクロストリップラインの線路幅はＷｏ＝０．４ｍ
ｍ、銅箔の厚さはｔ＝１８μｍ、である。
【００４４】また、図３（ｂ）は周波数ｆ１、ｆ２と入
力インピーダンスＺｉｎまたは減衰量との関係をグラフ
にしたものである（Ｌ１＞Ｌ２、ｆ１＜ｆ２であ
る。）。長さの異なる複数のマイクロストリップライン
を設け、Ｌ１＞Ｌ２＞Ｌ３・・・＞Ｌｎとすることによ
り、減衰させたい周波数、ｆ１＜ｆ２＜ｆ３＜・・＜ｆ
ｎとなり、ｆ１，ｆ２，ｆ３，・・，ｆｎの値を近接し
て選ぶことにより、幅広い周波数帯域において、入力イ
ンピーダンスＺｉｎの値（または減衰量）を小さくする
ことができる。減衰量の単位では大きくすることができ
る。これを図３（ｃ）に示す。
力インピーダンスＺｉｎまたは減衰量との関係をグラフ
にしたものである（Ｌ１＞Ｌ２、ｆ１＜ｆ２であ
る。）。長さの異なる複数のマイクロストリップライン
を設け、Ｌ１＞Ｌ２＞Ｌ３・・・＞Ｌｎとすることによ
り、減衰させたい周波数、ｆ１＜ｆ２＜ｆ３＜・・＜ｆ
ｎとなり、ｆ１，ｆ２，ｆ３，・・，ｆｎの値を近接し
て選ぶことにより、幅広い周波数帯域において、入力イ
ンピーダンスＺｉｎの値（または減衰量）を小さくする
ことができる。減衰量の単位では大きくすることができ
る。これを図３（ｃ）に示す。
【００４５】上記の図３（ｂ）では、複数の長さの異な
るマイクロストリップラインを設ける場合について説明
したが、ほぼ同じ長さのマイクロストリップラインを設
けることにより、減衰させたい周波数に対する減衰度を
増大させることができる。
るマイクロストリップラインを設ける場合について説明
したが、ほぼ同じ長さのマイクロストリップラインを設
けることにより、減衰させたい周波数に対する減衰度を
増大させることができる。
【００４６】本発明の一実施の形態よりなる衛星放送受
信機用ＤＢＳチューナーの回路ブロック図を図１に示
す。各回路部を接続する２重線の標記は高周波信号ライ
ンを表し、１重線の標記は電源ラインを表す。
信機用ＤＢＳチューナーの回路ブロック図を図１に示
す。各回路部を接続する２重線の標記は高周波信号ライ
ンを表し、１重線の標記は電源ラインを表す。
【００４７】図１において、入力端子３１に印加された
１ＧＨｚ帯の入力信号は、広帯域増幅器であるＲＦ回路
部３２、アッテネータ３３、トラッキングフィルター３
４を通過し、ミキサー３５に印加される。局部発振回路
部３６からの局部発振信号はハイパスフィルター３７を
介してＰＬＬ（フェイズ・ロックド・ループ）３８に入
力され、ＰＬＬ３８は局部発振回路部３６の局部発振信
号（１３００ＭＨｚ〜２５５０ＭＨｚ）をフェイズ・ロ
ックさせるように動作する。フェイズ・ロックされた局
部発振信号はミキサー（混合器）３５に入力され、中間
周波信号（ＩＦ信号）に変換される。このＩＦ信号はＩ
Ｆ回路部４０に印加され、復調部４１に入力信号され
る。復調されたこの信号は信号出力ライン４７を介し
て、出力端子４８に入力される。また、４２は電源入力
端子であり、ＲＦ回路部３２、ミキサー３５、ＰＬＬ３
８、局部発振回路部３６、ＩＦ回路部４０及び復調部４
１に接続されている。この時のＩＦ信号出力の周波数は
４０２．７８ＭＨｚである。
１ＧＨｚ帯の入力信号は、広帯域増幅器であるＲＦ回路
部３２、アッテネータ３３、トラッキングフィルター３
４を通過し、ミキサー３５に印加される。局部発振回路
部３６からの局部発振信号はハイパスフィルター３７を
介してＰＬＬ（フェイズ・ロックド・ループ）３８に入
力され、ＰＬＬ３８は局部発振回路部３６の局部発振信
号（１３００ＭＨｚ〜２５５０ＭＨｚ）をフェイズ・ロ
ックさせるように動作する。フェイズ・ロックされた局
部発振信号はミキサー（混合器）３５に入力され、中間
周波信号（ＩＦ信号）に変換される。このＩＦ信号はＩ
Ｆ回路部４０に印加され、復調部４１に入力信号され
る。復調されたこの信号は信号出力ライン４７を介し
て、出力端子４８に入力される。また、４２は電源入力
端子であり、ＲＦ回路部３２、ミキサー３５、ＰＬＬ３
８、局部発振回路部３６、ＩＦ回路部４０及び復調部４
１に接続されている。この時のＩＦ信号出力の周波数は
４０２．７８ＭＨｚである。
【００４８】ここで、本発明の図１が従来の図７と異な
る点は、高周波信号ラインに負荷端を開放端としたマイ
クロストリップラインを１本以上形成している点であ
る。図１において、例えばアッテネータ３３とトラッキ
ングフィルター３４との間、局部発振回路３６とハイパ
スフィルター３７との間、また復調部４１とアッテネー
タ３３との間等に、本発明の負荷端を開放端としたマイ
クロストリップラインよりなる減衰フィルター（トラッ
プ回路）４３、４４、４５等を設けている。減衰フィル
ター（トラップ回路）４５はＲＦＡＧＣライン３９に設
けられた例である。
る点は、高周波信号ラインに負荷端を開放端としたマイ
クロストリップラインを１本以上形成している点であ
る。図１において、例えばアッテネータ３３とトラッキ
ングフィルター３４との間、局部発振回路３６とハイパ
スフィルター３７との間、また復調部４１とアッテネー
タ３３との間等に、本発明の負荷端を開放端としたマイ
クロストリップラインよりなる減衰フィルター（トラッ
プ回路）４３、４４、４５等を設けている。減衰フィル
ター（トラップ回路）４５はＲＦＡＧＣライン３９に設
けられた例である。
【００４９】また、電源入力端子４２とＲＦ回路部３
２、ミキサー３５、ＰＬＬ３８、局部発振回路部３６、
ＩＦ回路部４０及び復調部４１との間に本発明の負荷端
を開放端としたマイクロストリップラインよりなる減衰
フィルタ（トラップ回路）４６等を設けている。
２、ミキサー３５、ＰＬＬ３８、局部発振回路部３６、
ＩＦ回路部４０及び復調部４１との間に本発明の負荷端
を開放端としたマイクロストリップラインよりなる減衰
フィルタ（トラップ回路）４６等を設けている。
【００５０】ここに局部発振信号の基本波は１３００Ｍ
Ｈｚ〜２５５０ＭＨｚであり、その２次高調波の周波数
は（１３００ＭＨｚ〜２５５０ＭＨｚ）×２であり、３
次高調波の周波数は（１３００ＭＨｚ〜２５５０ＭＨ
ｚ）×３である。
Ｈｚ〜２５５０ＭＨｚであり、その２次高調波の周波数
は（１３００ＭＨｚ〜２５５０ＭＨｚ）×２であり、３
次高調波の周波数は（１３００ＭＨｚ〜２５５０ＭＨ
ｚ）×３である。
【００５１】また、ＶＣＯ発振信号の基本波は４０２．
７８ＭＨｚＭＨｚであり、その２次高調波の周波数は４
０２．７８ＭＨｚ×２であり、３次高調波の周波数は４
０２．７８ＭＨｚ×３である。
７８ＭＨｚＭＨｚであり、その２次高調波の周波数は４
０２．７８ＭＨｚ×２であり、３次高調波の周波数は４
０２．７８ＭＨｚ×３である。
【００５２】トラップ回路４３では主として基本波の１
３００ＭＨｚ〜２５５０ＭＨｚの第２高調波及び第３高
調波を、トラップ回路４４では主としてＶＣＯ発振信号
の基本波の４０２．７８ＭＨｚＭＨｚの２次高調波及び
３次高調波を、トラップ回路４５では主として基本波の
１３００ＭＨｚ〜２５５０ＭＨｚの第２高調波及び第３
高調波を減衰させるようにマイクロストリップラインが
設計される。また、電源入力ラインに設けられるトラッ
プ回路４６では主として基本波の１３００ＭＨｚ〜２５
５０ＭＨｚ及びＶＣＯ発振信号の基本波の４０２．７８
ＭＨｚＭＨｚを対象として設計される。さらに、それら
の２次高調波及び３次高調波について対策される場合も
ある。
３００ＭＨｚ〜２５５０ＭＨｚの第２高調波及び第３高
調波を、トラップ回路４４では主としてＶＣＯ発振信号
の基本波の４０２．７８ＭＨｚＭＨｚの２次高調波及び
３次高調波を、トラップ回路４５では主として基本波の
１３００ＭＨｚ〜２５５０ＭＨｚの第２高調波及び第３
高調波を減衰させるようにマイクロストリップラインが
設計される。また、電源入力ラインに設けられるトラッ
プ回路４６では主として基本波の１３００ＭＨｚ〜２５
５０ＭＨｚ及びＶＣＯ発振信号の基本波の４０２．７８
ＭＨｚＭＨｚを対象として設計される。さらに、それら
の２次高調波及び３次高調波について対策される場合も
ある。
【００５３】ここで、上記例ではＲＦ信号ラインに減衰
フィルタ（トラップ回路）を設けたが、入力端子から局
部発振回路までの信号ラインであればどこでももよい。
また、上記例ではマイクロストリップラインの幅を０．
４ｍｍとしたが、これに限るものでは無く、他の適切な
数値であれば良い。また、上記例では減衰したい周波数
に対し、マイクロストリップラインの長さをλｇ／４と
したが、（２ｎ＋１）λｇ／４（ｎは整数）であれば良
いことは当然である。
フィルタ（トラップ回路）を設けたが、入力端子から局
部発振回路までの信号ラインであればどこでももよい。
また、上記例ではマイクロストリップラインの幅を０．
４ｍｍとしたが、これに限るものでは無く、他の適切な
数値であれば良い。また、上記例では減衰したい周波数
に対し、マイクロストリップラインの長さをλｇ／４と
したが、（２ｎ＋１）λｇ／４（ｎは整数）であれば良
いことは当然である。
【００５４】
【発明の効果】以上のように、本発明の請求項１によれ
ば、衛星放送受信機用ＤＢＳチューナーにおいて、ＲＦ
信号ラインまたは電源供給ラインから突起した形を持つ
ところの負荷端を開放端とするマイクロストリップライ
ンにより構成された減衰フィルター（トラップ回路）を
設けたことにより、ＤＢＳチューナーの製造時の簡易な
回路パターン変更により、従来技術では対応しにくかっ
た高い周波数領域の減衰が可能となり、同じケーブルに
接続された他のＤＢＳチューナーの受信や他の機器類へ
の妨害の抑圧、ＰＬＬでの選局誤動作発生の防止、上記
ＤＢＳチューナーを内蔵したセット本体からの不要輻射
量の減少、ＶＣＯ発振信号高調波周波数に近いＲＦ周波
数受信時の画面上へのビート発生の抑圧を実現できる。
また、この回路パターンはプリント基板上に形成できる
ため、全くコストアップすることなく実現できる。
ば、衛星放送受信機用ＤＢＳチューナーにおいて、ＲＦ
信号ラインまたは電源供給ラインから突起した形を持つ
ところの負荷端を開放端とするマイクロストリップライ
ンにより構成された減衰フィルター（トラップ回路）を
設けたことにより、ＤＢＳチューナーの製造時の簡易な
回路パターン変更により、従来技術では対応しにくかっ
た高い周波数領域の減衰が可能となり、同じケーブルに
接続された他のＤＢＳチューナーの受信や他の機器類へ
の妨害の抑圧、ＰＬＬでの選局誤動作発生の防止、上記
ＤＢＳチューナーを内蔵したセット本体からの不要輻射
量の減少、ＶＣＯ発振信号高調波周波数に近いＲＦ周波
数受信時の画面上へのビート発生の抑圧を実現できる。
また、この回路パターンはプリント基板上に形成できる
ため、全くコストアップすることなく実現できる。
【００５５】また、本発明の請求項２によれば、前記減
衰フィルターにおいて、複数個の負荷端を開放端とした
長さの異なる複数個のマイクロストリップラインにより
構成されることにより、異なる周波数を効果的に減衰す
ることができる。
衰フィルターにおいて、複数個の負荷端を開放端とした
長さの異なる複数個のマイクロストリップラインにより
構成されることにより、異なる周波数を効果的に減衰す
ることができる。
【００５６】また、本発明の請求項３によれば、衛星放
送受信機用ＤＢＳチューナーの入力端子と局部発振回路
部とをつなぐＲＦ信号ラインに、前記減衰フィルター設
けたことにより、入力端子からの前記局部発振信号の漏
洩を防ぐことができる。それにより、同じケーブルに接
続された他のＤＢＳチューナーの受信や他の機器に妨害
を与えることが無い。
送受信機用ＤＢＳチューナーの入力端子と局部発振回路
部とをつなぐＲＦ信号ラインに、前記減衰フィルター設
けたことにより、入力端子からの前記局部発振信号の漏
洩を防ぐことができる。それにより、同じケーブルに接
続された他のＤＢＳチューナーの受信や他の機器に妨害
を与えることが無い。
【００５７】また、本発明の請求項４によれば、衛星放
送受信機用ＤＢＳチューナー内の電源供給ラインに、前
記減衰フィルター設けたことにより、電源端子からの前
記局部発振信号の漏洩を防ぐことができる。それにより
セット本体からの不要輻射をほとんど無くすることがで
きる。また、本発明の請求項５によれば、衛星放送受信
機用ＤＢＳチューナーの復調部とアッテネータとの間
（ＲＦＡＧＣライン）に、前記減衰フィルター設けたこ
とにより、ＲＦＡＧＣラインに復調回路部ＶＣＯ発振信
号高調波成分の入力を防ぐことができる。それにより前
記ＶＣＯ発振信号高調波周波数に近いＲＦ周波数受信
時、画面上でのビートの発生を抑えることができる。
送受信機用ＤＢＳチューナー内の電源供給ラインに、前
記減衰フィルター設けたことにより、電源端子からの前
記局部発振信号の漏洩を防ぐことができる。それにより
セット本体からの不要輻射をほとんど無くすることがで
きる。また、本発明の請求項５によれば、衛星放送受信
機用ＤＢＳチューナーの復調部とアッテネータとの間
（ＲＦＡＧＣライン）に、前記減衰フィルター設けたこ
とにより、ＲＦＡＧＣラインに復調回路部ＶＣＯ発振信
号高調波成分の入力を防ぐことができる。それにより前
記ＶＣＯ発振信号高調波周波数に近いＲＦ周波数受信
時、画面上でのビートの発生を抑えることができる。
【００５８】さらに、本発明の請求項６によれば、衛星
放送受信機用ＤＢＳチューナーの局部発振回路部とＰＬ
Ｌ回路部との間の局部発振信号伝達ラインに、前記減衰
フィルター設けたことを特徴とすることにより、ＰＬＬ
回路部に前記局部発振信号の２次高調波及び３次高調波
成分の入力を防ぐことができる。それにより、ＰＬＬで
の選局誤動作の発生を防ぐことができる。
放送受信機用ＤＢＳチューナーの局部発振回路部とＰＬ
Ｌ回路部との間の局部発振信号伝達ラインに、前記減衰
フィルター設けたことを特徴とすることにより、ＰＬＬ
回路部に前記局部発振信号の２次高調波及び３次高調波
成分の入力を防ぐことができる。それにより、ＰＬＬで
の選局誤動作の発生を防ぐことができる。
【図１】本発明の一実施の形態よりなる衛星放送受信機
用ＤＢＳチューナーの回路ブロック図。
用ＤＢＳチューナーの回路ブロック図。
【図２】本発明の一実施の形態よりなる衛星放送受信機
用ＤＢＳチューナーの負荷端を開放端としたマイクロス
トリップライン１本より構成される減衰フィルターを示
し、（ａ）はパターンモデルの斜視図であり、（ｂ）は
周波数と入力インピーダンスＺｉｎとの関係を示す図で
ある。
用ＤＢＳチューナーの負荷端を開放端としたマイクロス
トリップライン１本より構成される減衰フィルターを示
し、（ａ）はパターンモデルの斜視図であり、（ｂ）は
周波数と入力インピーダンスＺｉｎとの関係を示す図で
ある。
【図３】本発明の一実施の形態よりなる衛星放送受信機
用ＤＢＳチューナーの負荷端を開放端としたマイクロス
トリップライン複数本より構成される減衰フィルターを
示し、（ａ）はパターンモデルの斜視図であり、（ｂ）
は２本の長さの異なるマイクロストリップラインの周波
数と入力インピーダンスＺｉｎとの関係を示す図であ
り、（ｃ）は長さ異なる複数のマイクロストリップライ
ンの周波数と入力インピーダンスＺｉｎとの関係を示す
図である。
用ＤＢＳチューナーの負荷端を開放端としたマイクロス
トリップライン複数本より構成される減衰フィルターを
示し、（ａ）はパターンモデルの斜視図であり、（ｂ）
は２本の長さの異なるマイクロストリップラインの周波
数と入力インピーダンスＺｉｎとの関係を示す図であ
り、（ｃ）は長さ異なる複数のマイクロストリップライ
ンの周波数と入力インピーダンスＺｉｎとの関係を示す
図である。
【図４】プリント基板の断面図である。
【図５】本発明の１実施例によるプリント基板上に設け
られたマイクロストリップラインの斜視図である。
られたマイクロストリップラインの斜視図である。
【図６】本発明の１実施例によるプリント基板上に設け
られたマイクロストリップラインの長さＬと信号ライン
から見た入力インピーダンスＺｉｎとの関係を示す図で
ある。
られたマイクロストリップラインの長さＬと信号ライン
から見た入力インピーダンスＺｉｎとの関係を示す図で
ある。
【図７】従来の衛星放送受信機用ＤＢＳチューナーの回
路ブロック図である。
路ブロック図である。
【図８】従来の技術によるローパスフィルタの構成を示
す回路図である。
す回路図である。
【図９】従来の技術によるバイパスコンデンサを示す回
路図である。
路図である。
【図１０】従来の衛星放送受信機用ＤＢＳチューナーの
ＲＦ信号ラインの斜視図である。
ＲＦ信号ラインの斜視図である。
【符号の説明】 １ ＲＦ信号ライン ２ プリント基材の上面に設けられたマイクロストリッ
プライン ３ プリント基材の上面に設けられたマイクロストリッ
プライン ４ プリント基材の下面に設けられた銅箔層 ５ プリント基板の誘電体支持部材 ３１ 高周波入力端子 ３２ 広帯域増幅器であるＲＦ回路部 ３３ アッテネータ ３４ トラッキングフィルター ３５ ミキサー（混合器） ３６ 局部発振回路部 ３７ ハイパスフィルター ３８ ＰＬＬ（フェイズ・ロックド・ループ） ３９ アッテネータ３３と復調部４１とをつなぐＲＦＡ
ＧＣライン ４０ ＩＦ回路部 ４１ 復調部 ４２ 電源入力端子 ４３ 本発明の負荷端を開放端としたマイクロストリッ
プラインよりなる減衰フィルター（トラップ回路） ４４ 本発明の負荷端を開放端としたマイクロストリッ
プラインよりなる減衰フィルター（トラップ回路） ４５ アッテネータ３３と復調部４１とをつなぐＲＦＡ
ＧＣラインに設けられた本発明の負荷端を開放端とした
マイクロストリップラインよりなる減衰フィルター（ト
ラップ回路） ４６ 衛星放送受信機用ＤＢＳチューナー内の電源供給
ラインに設けられた本発明の減衰フィルタ（トラップ回
路） ４７ 復調された高周波信号出力ライン ４８ 復調された高周波信号出力端子 Ｌ ：マイクロストリップラインの長さ Ｗｏ：マイクロストリップラインの幅 Ｚｏ：マイクロストリップラインの特性インピーダンス Ｚｏｏ：誘電体を取り除いたときの特性インピーダンス Ｚｉｎ：信号ラインから見た負荷端を開放端としたマイ
クロストリップラインの入力インピーダンス ｆ ：使用する周波数 ［ＧＨｚ］ ｈ ：誘電体支持部材の厚さ ｔ ：マイクロストリップ線路厚さ β ：位相定数 εe f f ：実効比誘電率 λｇ：伝送線路長の信号波長
プライン ３ プリント基材の上面に設けられたマイクロストリッ
プライン ４ プリント基材の下面に設けられた銅箔層 ５ プリント基板の誘電体支持部材 ３１ 高周波入力端子 ３２ 広帯域増幅器であるＲＦ回路部 ３３ アッテネータ ３４ トラッキングフィルター ３５ ミキサー（混合器） ３６ 局部発振回路部 ３７ ハイパスフィルター ３８ ＰＬＬ（フェイズ・ロックド・ループ） ３９ アッテネータ３３と復調部４１とをつなぐＲＦＡ
ＧＣライン ４０ ＩＦ回路部 ４１ 復調部 ４２ 電源入力端子 ４３ 本発明の負荷端を開放端としたマイクロストリッ
プラインよりなる減衰フィルター（トラップ回路） ４４ 本発明の負荷端を開放端としたマイクロストリッ
プラインよりなる減衰フィルター（トラップ回路） ４５ アッテネータ３３と復調部４１とをつなぐＲＦＡ
ＧＣラインに設けられた本発明の負荷端を開放端とした
マイクロストリップラインよりなる減衰フィルター（ト
ラップ回路） ４６ 衛星放送受信機用ＤＢＳチューナー内の電源供給
ラインに設けられた本発明の減衰フィルタ（トラップ回
路） ４７ 復調された高周波信号出力ライン ４８ 復調された高周波信号出力端子 Ｌ ：マイクロストリップラインの長さ Ｗｏ：マイクロストリップラインの幅 Ｚｏ：マイクロストリップラインの特性インピーダンス Ｚｏｏ：誘電体を取り除いたときの特性インピーダンス Ｚｉｎ：信号ラインから見た負荷端を開放端としたマイ
クロストリップラインの入力インピーダンス ｆ ：使用する周波数 ［ＧＨｚ］ ｈ ：誘電体支持部材の厚さ ｔ ：マイクロストリップ線路厚さ β ：位相定数 εe f f ：実効比誘電率 λｇ：伝送線路長の信号波長
Claims (6)
- 【請求項１】 衛星放送受信機用ＤＢＳチューナーにお
いて、ＲＦ信号ラインまたは電源供給ラインに突起した
形を持つところの負荷端を開放端とするマイクロストリ
ップラインにより構成された減衰フィルターを設けたこ
とを特徴とする衛星放送受信機用ＤＢＳチューナー。 - 【請求項２】 前記減衰フィルターにおいて、負荷端を
開放端とした長さの異なる複数個のマイクロストリップ
ラインにより構成されることを特徴とする請求項１記載
の衛星放送受信機用ＤＢＳチューナー。 - 【請求項３】 衛星放送受信機用ＤＢＳチューナーの入
力端子と局部発振回路部とをつなぐＲＦ信号ラインに、
前記減衰フィルター設けたことを特徴とする請求項１記
載または請求項２記載の衛星放送受信機用ＤＢＳチュー
ナー。 - 【請求項４】 衛星放送受信機用ＤＢＳチューナー内の
電源供給ラインに、前記減衰フィルター設けたことを特
徴とする請求項１記載または請求項２記載の衛星放送受
信機用ＤＢＳチューナー。 - 【請求項５】 衛星放送受信機用ＤＢＳチューナーの復
調部とアッテネータとの間に、前記減衰フィルター設け
たことを特徴とする請求項１記載または請求項２記載の
衛星放送受信機用ＤＢＳチューナー。 - 【請求項６】 衛星放送受信機用ＤＢＳチューナーの局
部発振回路部とＰＬＬ回路部との間の局部発振信号伝達
ラインに、前記減衰フィルター設けたことを特徴とする
請求項１記載または請求項２記載の衛星放送受信機用Ｄ
ＢＳチューナー。
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
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Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A912 Effective date: 20040709 |