JPH09307173A - 半導体レーザモジュール - Google Patents
半導体レーザモジュールInfo
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- JPH09307173A JPH09307173A JP8125104A JP12510496A JPH09307173A JP H09307173 A JPH09307173 A JP H09307173A JP 8125104 A JP8125104 A JP 8125104A JP 12510496 A JP12510496 A JP 12510496A JP H09307173 A JPH09307173 A JP H09307173A
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 マイクロ波信号を変調信号として直接入力す
る半導体レーザモジュールにおいて、レーザダイオード
チップに直列に挿入する負荷抵抗による電力損失を抑制
して変換効率を高めると共に、規定の特性インピーダン
スを有する伝送路に容易に接続できるようにする。 【解決手段】 レーザダイオードチップ２を収納すると
共に変調信号入力端子６を備えたモジュールパッケージ
の内部に、変調信号入力端子６に接続された伝送路７の
特性インピーダンスをレーザダイオードチップ２の負荷
のインピーダンスに近いインピーダンスに変換するイン
ピーダンス変換器８を備えている。
る半導体レーザモジュールにおいて、レーザダイオード
チップに直列に挿入する負荷抵抗による電力損失を抑制
して変換効率を高めると共に、規定の特性インピーダン
スを有する伝送路に容易に接続できるようにする。 【解決手段】 レーザダイオードチップ２を収納すると
共に変調信号入力端子６を備えたモジュールパッケージ
の内部に、変調信号入力端子６に接続された伝送路７の
特性インピーダンスをレーザダイオードチップ２の負荷
のインピーダンスに近いインピーダンスに変換するイン
ピーダンス変換器８を備えている。
Description
【発明の属する技術分野】本発明は、直接変調方式の光
通信システムに用いられる半導体レーザモジュールに関
する。
通信システムに用いられる半導体レーザモジュールに関
する。
【従来の技術】近年、半導体レーザモジュールは、ＣＡ
ＴＶ、公衆通信など、マイクロ波周波数領域の信号を取
り扱う通信分野への適用が盛んに試みられ、実用化が始
まっている。このなかで、雑音や信号歪みの累積が少な
い数百ｍ〜数ｋｍの短中距離伝送においては、高周波信
号を変調信号として半導体レーザモジュールに直接入力
して光信号に変換する直接強度変調方式が、設備の簡便
性及びコストの面で有利である。図２に、従来の半導体
レーザモジュールの第１の構成例の電気的等価回路を示
す。図２において、１はモジュールパッケージ、２はレ
ーザダイオードチップ、３はボンディングワイヤ、４は
マイクロストリップライン、５はＤＣバイアス回路、６
は変調信号入力端子、７は規定の特性インピーダンスの
伝送路、１０は入力インピーダンス整合用抵抗である。
まず、ＤＣバイアス回路５からＤＣ駆動電流を投入し
て、レーザダイオードチップ２を励起発振させる。次
に、前記の変調信号入力端子６から高周波変調信号を入
力してレーザダイオードチップ２を直接変調する。通
常、レーザダイオードチップ２の負荷は数Ωであり、伝
送路７の特性インピーダンスは５０Ωである。そこで、
負荷抵抗１０を挿入することによって、伝送路７の特性
インピーダンスと半導体レーザモジュールの入力インピ
ーダンスの整合を実現させている。また、図３に示す従
来の半導体レーザモジュールの第２の構成例では、イン
ピーダンス変換器９を挿入して特性インピーダンスを低
く変換することにより、伝送路７の特性インピーダンス
と半導体レーザモジュールの入力インピーダンスとの整
合を実現させている。
ＴＶ、公衆通信など、マイクロ波周波数領域の信号を取
り扱う通信分野への適用が盛んに試みられ、実用化が始
まっている。このなかで、雑音や信号歪みの累積が少な
い数百ｍ〜数ｋｍの短中距離伝送においては、高周波信
号を変調信号として半導体レーザモジュールに直接入力
して光信号に変換する直接強度変調方式が、設備の簡便
性及びコストの面で有利である。図２に、従来の半導体
レーザモジュールの第１の構成例の電気的等価回路を示
す。図２において、１はモジュールパッケージ、２はレ
ーザダイオードチップ、３はボンディングワイヤ、４は
マイクロストリップライン、５はＤＣバイアス回路、６
は変調信号入力端子、７は規定の特性インピーダンスの
伝送路、１０は入力インピーダンス整合用抵抗である。
まず、ＤＣバイアス回路５からＤＣ駆動電流を投入し
て、レーザダイオードチップ２を励起発振させる。次
に、前記の変調信号入力端子６から高周波変調信号を入
力してレーザダイオードチップ２を直接変調する。通
常、レーザダイオードチップ２の負荷は数Ωであり、伝
送路７の特性インピーダンスは５０Ωである。そこで、
負荷抵抗１０を挿入することによって、伝送路７の特性
インピーダンスと半導体レーザモジュールの入力インピ
ーダンスの整合を実現させている。また、図３に示す従
来の半導体レーザモジュールの第２の構成例では、イン
ピーダンス変換器９を挿入して特性インピーダンスを低
く変換することにより、伝送路７の特性インピーダンス
と半導体レーザモジュールの入力インピーダンスとの整
合を実現させている。
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上記の
第１の従来構成では、レーザダイオードチップの数Ωの
負荷に対して、直列に挿入された負荷抵抗が数倍大きい
ため、変調信号電力の多くが負荷抵抗によって消費され
てしまう。このため、レーザダイオードチップ２が変換
する入力電力効率が低下し、変調度が小さくなる。例え
ば、レーザダイオードチップの負荷を３Ω、負荷抵抗を
３９Ωとしたとき、インピーダンス整合を電圧定在波比
ＶＳＷＲで表すと図４のようになる。また、このときの
光出力レベルを変調信号入力電流と光出力電力との比で
表したグラフを図５に示す。図４から分かるように、入
力インピーダンス整合用の負荷抵抗１０を挿入したこと
によりＶＳＷＲが低くなり、整合が実現されている。し
かし、図５から分かるように、抵抗で消費される電力が
大きいため、レーザダイオードチップが変換できる変調
信号電力及び出力レベルは低い。したがって、所望の変
調度を得るためには大きな変調信号電力を投入する必要
があり、その結果、前段増幅器を新たに設ける必要、あ
るいは既存の前段増幅器の高利得化の必要が生じ、シス
テムの複雑化、大型化、高コスト化の要因となる。ま
た、第２の従来構成では、モジュールパッケージ外部で
特性インピーダンスが変換されるため、モジュールの伝
送路を全て変換後の特性インピーダンスに置き換える必
要があり、５０Ω伝送路との直接的な接続ができない。
このため、インピーダンス変換比が変更になる場合に
は、伝送路の特性インピーダンスを変更する必要があり
柔軟性に乏しい。また、外部のインピーダンス変換器の
実装スペースを確保する必要があり、システムの大型
化、複雑化の要因となる。図６は、負荷３Ωのレーザダ
イオードチップと、５０Ωから１２．５Ωへの４：１の
インピーダンス変換器を用いた場合のインピーダンス整
合を電圧定在波比ＶＳＷＲで表したものであり、図７は
そのときの光出力レベルを変調信号入力電流と光出力電
力の比で表した周波数特性のグラフである。インピーダ
ンス変換器により特性インピーダンスが１２．５Ωに変
換されているため、ＶＳＷＲが低くなり整合が実現され
ている。しかし、ボンディングワイヤ３及びマイクロス
トリップライン４の有する電気長の分だけインピーダン
ス不整合が発生し、変調信号電力及び出力レベルが低く
なる。また、無線信号の光伝送に際して複数の帯域の信
号を伝送する必要があるが、この場合、入力インピーダ
ンスの整合とレーザモジュールの効率的な変調駆動がよ
り困難になる。本発明は上記のような従来の問題点を解
決するためになされたものであり、広帯域での入力イン
ピーダンス整合を実現し、少ない変調信号電力で高い変
調度が得られ、しかも特性インピーダンス伝送路と直接
接続することが可能な半導体レーザモジュールを提供す
ることを目的とする。
第１の従来構成では、レーザダイオードチップの数Ωの
負荷に対して、直列に挿入された負荷抵抗が数倍大きい
ため、変調信号電力の多くが負荷抵抗によって消費され
てしまう。このため、レーザダイオードチップ２が変換
する入力電力効率が低下し、変調度が小さくなる。例え
ば、レーザダイオードチップの負荷を３Ω、負荷抵抗を
３９Ωとしたとき、インピーダンス整合を電圧定在波比
ＶＳＷＲで表すと図４のようになる。また、このときの
光出力レベルを変調信号入力電流と光出力電力との比で
表したグラフを図５に示す。図４から分かるように、入
力インピーダンス整合用の負荷抵抗１０を挿入したこと
によりＶＳＷＲが低くなり、整合が実現されている。し
かし、図５から分かるように、抵抗で消費される電力が
大きいため、レーザダイオードチップが変換できる変調
信号電力及び出力レベルは低い。したがって、所望の変
調度を得るためには大きな変調信号電力を投入する必要
があり、その結果、前段増幅器を新たに設ける必要、あ
るいは既存の前段増幅器の高利得化の必要が生じ、シス
テムの複雑化、大型化、高コスト化の要因となる。ま
た、第２の従来構成では、モジュールパッケージ外部で
特性インピーダンスが変換されるため、モジュールの伝
送路を全て変換後の特性インピーダンスに置き換える必
要があり、５０Ω伝送路との直接的な接続ができない。
このため、インピーダンス変換比が変更になる場合に
は、伝送路の特性インピーダンスを変更する必要があり
柔軟性に乏しい。また、外部のインピーダンス変換器の
実装スペースを確保する必要があり、システムの大型
化、複雑化の要因となる。図６は、負荷３Ωのレーザダ
イオードチップと、５０Ωから１２．５Ωへの４：１の
インピーダンス変換器を用いた場合のインピーダンス整
合を電圧定在波比ＶＳＷＲで表したものであり、図７は
そのときの光出力レベルを変調信号入力電流と光出力電
力の比で表した周波数特性のグラフである。インピーダ
ンス変換器により特性インピーダンスが１２．５Ωに変
換されているため、ＶＳＷＲが低くなり整合が実現され
ている。しかし、ボンディングワイヤ３及びマイクロス
トリップライン４の有する電気長の分だけインピーダン
ス不整合が発生し、変調信号電力及び出力レベルが低く
なる。また、無線信号の光伝送に際して複数の帯域の信
号を伝送する必要があるが、この場合、入力インピーダ
ンスの整合とレーザモジュールの効率的な変調駆動がよ
り困難になる。本発明は上記のような従来の問題点を解
決するためになされたものであり、広帯域での入力イン
ピーダンス整合を実現し、少ない変調信号電力で高い変
調度が得られ、しかも特性インピーダンス伝送路と直接
接続することが可能な半導体レーザモジュールを提供す
ることを目的とする。
【課題を解決するための手段】この目的を達成するため
に本発明の半導体レーザモジュールは、レーザダイオー
ドチップを収納すると共に変調信号入力端子を備えたモ
ジュールパッケージの内部に、前記変調信号入力端子に
接続された伝送路のインピーダンスを前記レーザダイオ
ードチップの負荷のインピーダンスに近いインピーダン
スに変換するインピーダンス変換器（トランス）を備え
たことを特徴とする。このトランスは、フェライトコア
を用いた広帯域トランスであることが好ましい。また、
前記インピーダンス変換器に直列に、好ましくは二次側
（レーザダイオードチップ側）に抵抗素子が接続されて
いることにより、レーザダイオードチップのインピーダ
ンスが変動したときの整合状態および駆動電流の変化を
抑制することができる。前記抵抗素子の抵抗値は挿入損
失を抑える観点から、１０Ω以下であることが好まし
い。さらに、モジュールパッケージの外部にＬＣ型イン
ピーダンス整合回路を備えていることが好ましく、この
インピーダンス整合回路のＬＣ定数を適切に設定するこ
とにより、１又は複数の周波数帯域で伝送効率が良好と
なるようにすることができる。
に本発明の半導体レーザモジュールは、レーザダイオー
ドチップを収納すると共に変調信号入力端子を備えたモ
ジュールパッケージの内部に、前記変調信号入力端子に
接続された伝送路のインピーダンスを前記レーザダイオ
ードチップの負荷のインピーダンスに近いインピーダン
スに変換するインピーダンス変換器（トランス）を備え
たことを特徴とする。このトランスは、フェライトコア
を用いた広帯域トランスであることが好ましい。また、
前記インピーダンス変換器に直列に、好ましくは二次側
（レーザダイオードチップ側）に抵抗素子が接続されて
いることにより、レーザダイオードチップのインピーダ
ンスが変動したときの整合状態および駆動電流の変化を
抑制することができる。前記抵抗素子の抵抗値は挿入損
失を抑える観点から、１０Ω以下であることが好まし
い。さらに、モジュールパッケージの外部にＬＣ型イン
ピーダンス整合回路を備えていることが好ましく、この
インピーダンス整合回路のＬＣ定数を適切に設定するこ
とにより、１又は複数の周波数帯域で伝送効率が良好と
なるようにすることができる。
【発明の実施の形態】以下、本発明の実施形態を図面に
基づいて説明する。 （実施形態１）図１に、本発明の実施形態１に係る半導
体レーザモジュールの等価回路を示す。図１において、
従来例の説明に用いた図２と同じ回路要素については同
じ番号を付している。図１は以下の点で図２と異なって
いる。つまり、モジュールパッケージ１の内部にフェラ
イトコアを用いた広帯域のインピーダンス変換用トラン
ス８が設けられている。このトランス８は、ボンディン
グワイヤ３とマイクロストリップライン４との間に挿入
され、トランス８の一次巻線にマイクロストリップライ
ン４が、二次巻線にボンディングワイヤ３がそれぞれ直
列に接続された状態になる。ＤＣバイアス回路５からＤ
Ｃ駆動電流が供給されると、レーザダイオードチップ２
が励起されて発振する。そして、変調信号入力端子６か
ら高周波変調信号を入力するとこにより、レーザダイオ
ードチップ２を直接変調することができる。このとき、
インピーダンス変換用トランス８の変換比をＮ：１とす
れば、伝送路７の特性インピーダンス５０Ωがトランス
８によって５０／ＮΩに変換される。この結果、レーザ
ダイオードチップ２の数Ωの負荷との整合がとられる。
さらに、一次側に接続されたマイクロストリップライン
４もインピーダンス変換され、これとボンディングワイ
ヤ３に相当する伝送路成分のインピーダンスがトランス
８のインピーダンスに比べて十分小さいので、ボンディ
ングワイヤ３及びマイクロストリップライン４の電気長
成分に起因するインピーダンス整合外れが抑制される。
一実施例として、負荷３Ωのレーザダイオードチップ、
５０Ωから１２．５Ωへの４：１のインピーダンス変換
器を用いた場合のインピーダンス整合を電圧定在波比Ｖ
ＳＷＲで表したグラフを図８に示す。また、このときの
光出力レベルを光出力電力と変調信号入力電流との比で
示したグラフを図９に示す。インピーダンス変換器によ
って特性インピーダンスが１２．５Ωに変換されている
ため、ＶＳＷＲは広い周波数帯域で低くなりインピーダ
ンス整合が実現されている様子が図８からわかる。これ
に伴って、光出力レベルが広い周波数帯域で高くなって
いることが図９からわかる。以上のように本実施形態に
よれば、モジュールパッケージの内部にインピーダンス
変換器を設けることにより、規定の特性インピーダンス
を有する伝送路との接続が容易になり、インピーダンス
変換比の変更も容易であるので、デバイス設計の柔軟性
が向上する。また、インピーダンス不整合の発生の要因
となるボンディングワイヤ及びマイクロストリップライ
ンの電気長成分の影響を緩和することができる。このよ
うにして、小電力の変調信号入力であっても、高い光出
力レベル及び大きな変調度が得られる半導体レーザモジ
ュールを実現することができる。なお、インピーダンス
変換器の変換比は、一例として示した上記の４：１に限
らず、例えば９：１または１６：１であってもよい。 （実施形態２）次に、本発明の実施形態２に係る半導体
レーザモジュールの等価回路を図１０に示す。この回路
が実施形態１の図１と異なる点は、抵抗素子（以下、
「負荷抵抗」という）１１がインピーダンス変換器８の
レーザダイオードチップ２側（二次側）に接続されてい
る点である。正確には、インピーダンス変換器８の二次
側に接続されたボンディングワイヤ３とレーザダイオー
ドチップ２との間に直列接続されている。この荷抵抗１
１は、レーザダイオードチップ２のインピーダンスの変
動による整合状態の変化、および駆動電流の変化を抑制
する機能を有する。つまり、レーザダイオードチップ２
と負荷抵抗１１の合成値を、レーザダイオードのインピ
ーダンスに対して十分大きい値に設定することにより、
レーザダイオードチップ２のインピーダンスの変動によ
る不整合の発生が抑えられる。さらに、二次または三次
の相互変調歪みの増大も抑制される。負荷抵抗８４の値
は、挿入ロスを抑える観点から１０Ω以下、望ましくは
５Ω以下とするのが良い。なお、負荷抵抗の挿入位置
は、ボンディングワイヤ３とレーザダイオードチップ２
との間に限らず、例えばインピーダンス変換器８とボン
ディングワイヤ３との間に挿入してもよい。 （実施形態３）次に、本発明の実施形態３に係る半導体
レーザモジュールの等価回路を図１１に示す。実施形態
１の図１と異なる点は、モジュールパッケージ１の外部
に入力インピーダンス整合回路９を備えている点であ
る。この実施形態では、入力インピーダンス整合回路９
の回路定数を調整することにより、所望の周波数帯域に
おいて入力インピーダンス整合をとることができる。ま
た、所望の周波数帯域でのインピーダンス整合をさらに
高めることができる。具体例として、ＬＣ回路によるπ
型インピーダンス整合回路を用い、１２００ＭＨｚの周
波数における入力インピーダンス整合を行った場合の電
圧定在波比ＶＳＷＲの周波数特性を図１２に示す。ま
た、このときの光出力レベルを光出力電力と変調信号入
力電流との比で表したグラフを図１３に示す。所望の周
波数１２００ＭＨｚにおいて、より高度なインピーダン
ス整合が実現され、高い光出力レベルが得られることが
これらのグラフからわかる。また、複数の周波数帯域で
インピーダンス整合を向上させたい場合にも、入力イン
ピーダンス整合回路９が有効である。ＬＣ回路定数の調
整によって容易に複数の周波数でインピーダンス整合を
とることができる。一例として、９００ＭＨｚおよび１
５００ＭＨｚにおいてインピーダンス整合をとった場合
の電圧定在波比ＶＳＷＲの周波数特性を図１４に示す。
また、このときの光出力レベルを光出力電力と変調信号
入力電流との比で表したグラフを図１５に示す。所望の
２つの周波数帯域で、より高度なインピーダンス整合が
実現されて高い光出力レベルが得られることがわかる。
なお、モジュールパッケージ１の外部に設けた入力イン
ピーダンス整合回路９は、本実施形態のようなＣＬＣπ
型回路に限らず、種々の回路構成を用いることができ
る。また、インピーダンス整合をとるべき複数の周波数
帯域は２つに限らず、３つ以上であっても良い。
基づいて説明する。 （実施形態１）図１に、本発明の実施形態１に係る半導
体レーザモジュールの等価回路を示す。図１において、
従来例の説明に用いた図２と同じ回路要素については同
じ番号を付している。図１は以下の点で図２と異なって
いる。つまり、モジュールパッケージ１の内部にフェラ
イトコアを用いた広帯域のインピーダンス変換用トラン
ス８が設けられている。このトランス８は、ボンディン
グワイヤ３とマイクロストリップライン４との間に挿入
され、トランス８の一次巻線にマイクロストリップライ
ン４が、二次巻線にボンディングワイヤ３がそれぞれ直
列に接続された状態になる。ＤＣバイアス回路５からＤ
Ｃ駆動電流が供給されると、レーザダイオードチップ２
が励起されて発振する。そして、変調信号入力端子６か
ら高周波変調信号を入力するとこにより、レーザダイオ
ードチップ２を直接変調することができる。このとき、
インピーダンス変換用トランス８の変換比をＮ：１とす
れば、伝送路７の特性インピーダンス５０Ωがトランス
８によって５０／ＮΩに変換される。この結果、レーザ
ダイオードチップ２の数Ωの負荷との整合がとられる。
さらに、一次側に接続されたマイクロストリップライン
４もインピーダンス変換され、これとボンディングワイ
ヤ３に相当する伝送路成分のインピーダンスがトランス
８のインピーダンスに比べて十分小さいので、ボンディ
ングワイヤ３及びマイクロストリップライン４の電気長
成分に起因するインピーダンス整合外れが抑制される。
一実施例として、負荷３Ωのレーザダイオードチップ、
５０Ωから１２．５Ωへの４：１のインピーダンス変換
器を用いた場合のインピーダンス整合を電圧定在波比Ｖ
ＳＷＲで表したグラフを図８に示す。また、このときの
光出力レベルを光出力電力と変調信号入力電流との比で
示したグラフを図９に示す。インピーダンス変換器によ
って特性インピーダンスが１２．５Ωに変換されている
ため、ＶＳＷＲは広い周波数帯域で低くなりインピーダ
ンス整合が実現されている様子が図８からわかる。これ
に伴って、光出力レベルが広い周波数帯域で高くなって
いることが図９からわかる。以上のように本実施形態に
よれば、モジュールパッケージの内部にインピーダンス
変換器を設けることにより、規定の特性インピーダンス
を有する伝送路との接続が容易になり、インピーダンス
変換比の変更も容易であるので、デバイス設計の柔軟性
が向上する。また、インピーダンス不整合の発生の要因
となるボンディングワイヤ及びマイクロストリップライ
ンの電気長成分の影響を緩和することができる。このよ
うにして、小電力の変調信号入力であっても、高い光出
力レベル及び大きな変調度が得られる半導体レーザモジ
ュールを実現することができる。なお、インピーダンス
変換器の変換比は、一例として示した上記の４：１に限
らず、例えば９：１または１６：１であってもよい。 （実施形態２）次に、本発明の実施形態２に係る半導体
レーザモジュールの等価回路を図１０に示す。この回路
が実施形態１の図１と異なる点は、抵抗素子（以下、
「負荷抵抗」という）１１がインピーダンス変換器８の
レーザダイオードチップ２側（二次側）に接続されてい
る点である。正確には、インピーダンス変換器８の二次
側に接続されたボンディングワイヤ３とレーザダイオー
ドチップ２との間に直列接続されている。この荷抵抗１
１は、レーザダイオードチップ２のインピーダンスの変
動による整合状態の変化、および駆動電流の変化を抑制
する機能を有する。つまり、レーザダイオードチップ２
と負荷抵抗１１の合成値を、レーザダイオードのインピ
ーダンスに対して十分大きい値に設定することにより、
レーザダイオードチップ２のインピーダンスの変動によ
る不整合の発生が抑えられる。さらに、二次または三次
の相互変調歪みの増大も抑制される。負荷抵抗８４の値
は、挿入ロスを抑える観点から１０Ω以下、望ましくは
５Ω以下とするのが良い。なお、負荷抵抗の挿入位置
は、ボンディングワイヤ３とレーザダイオードチップ２
との間に限らず、例えばインピーダンス変換器８とボン
ディングワイヤ３との間に挿入してもよい。 （実施形態３）次に、本発明の実施形態３に係る半導体
レーザモジュールの等価回路を図１１に示す。実施形態
１の図１と異なる点は、モジュールパッケージ１の外部
に入力インピーダンス整合回路９を備えている点であ
る。この実施形態では、入力インピーダンス整合回路９
の回路定数を調整することにより、所望の周波数帯域に
おいて入力インピーダンス整合をとることができる。ま
た、所望の周波数帯域でのインピーダンス整合をさらに
高めることができる。具体例として、ＬＣ回路によるπ
型インピーダンス整合回路を用い、１２００ＭＨｚの周
波数における入力インピーダンス整合を行った場合の電
圧定在波比ＶＳＷＲの周波数特性を図１２に示す。ま
た、このときの光出力レベルを光出力電力と変調信号入
力電流との比で表したグラフを図１３に示す。所望の周
波数１２００ＭＨｚにおいて、より高度なインピーダン
ス整合が実現され、高い光出力レベルが得られることが
これらのグラフからわかる。また、複数の周波数帯域で
インピーダンス整合を向上させたい場合にも、入力イン
ピーダンス整合回路９が有効である。ＬＣ回路定数の調
整によって容易に複数の周波数でインピーダンス整合を
とることができる。一例として、９００ＭＨｚおよび１
５００ＭＨｚにおいてインピーダンス整合をとった場合
の電圧定在波比ＶＳＷＲの周波数特性を図１４に示す。
また、このときの光出力レベルを光出力電力と変調信号
入力電流との比で表したグラフを図１５に示す。所望の
２つの周波数帯域で、より高度なインピーダンス整合が
実現されて高い光出力レベルが得られることがわかる。
なお、モジュールパッケージ１の外部に設けた入力イン
ピーダンス整合回路９は、本実施形態のようなＣＬＣπ
型回路に限らず、種々の回路構成を用いることができ
る。また、インピーダンス整合をとるべき複数の周波数
帯域は２つに限らず、３つ以上であっても良い。
【発明の効果】以上のように本発明の半導体レーザモジ
ュールによれば、モジュールパッケージの内部にインピ
ーダンス変換器を備えることにより、広帯域の入力イン
ピーダンス整合を実現し、所望の周波数帯域での信号応
答に関して、少ない変調信号電力で高い変調度を実現す
ることができる。しかも、所定の特性インピーダンスを
有する伝送路と直接接続することができる。
ュールによれば、モジュールパッケージの内部にインピ
ーダンス変換器を備えることにより、広帯域の入力イン
ピーダンス整合を実現し、所望の周波数帯域での信号応
答に関して、少ない変調信号電力で高い変調度を実現す
ることができる。しかも、所定の特性インピーダンスを
有する伝送路と直接接続することができる。
【図１】本発明の実施形態１に係る半導体レーザモジュ
ールの等価回路図
ールの等価回路図
【図２】従来の構成例１に係る半導体レーザモジュール
の等価回路図
の等価回路図
【図３】従来の構成例２に係る半導体レーザモジュール
の等価回路図
の等価回路図
【図４】従来の構成例１の半導体レーザモジュールにお
ける入力変調信号周波数とＶＳＷＲとの関係を例示する
グラフ
ける入力変調信号周波数とＶＳＷＲとの関係を例示する
グラフ
【図５】従来の構成例１の半導体レーザモジュールにお
ける入力変調信号周波数と光出力電力／入力信号電流比
との関係を例示するグラフ
ける入力変調信号周波数と光出力電力／入力信号電流比
との関係を例示するグラフ
【図６】従来の構成例２の半導体レーザモジュールにお
ける入力変調信号周波数とＶＳＷＲとの関係を例示する
グラフ
ける入力変調信号周波数とＶＳＷＲとの関係を例示する
グラフ
【図７】従来の構成例２の半導体レーザモジュールにお
ける入力変調信号周波数と光出力電力／入力信号電流比
との関係を例示するグラフ
ける入力変調信号周波数と光出力電力／入力信号電流比
との関係を例示するグラフ
【図８】本発明の実施形態１の半導体レーザモジュール
における入力変調信号周波数とＶＳＷＲとの関係を例示
するグラフ
における入力変調信号周波数とＶＳＷＲとの関係を例示
するグラフ
【図９】本発明の実施形態１の半導体レーザモジュール
における入力変調信号周波数と光出力電力／入力信号電
流比との関係を例示するグラフ
における入力変調信号周波数と光出力電力／入力信号電
流比との関係を例示するグラフ
【図１０】本発明の実施形態２に係る半導体レーザモジ
ュールの等価回路図
ュールの等価回路図
【図１１】本発明の実施形態３に係る半導体レーザモジ
ュールの等価回路図
ュールの等価回路図
【図１２】本発明の実施形態３の半導体レーザモジュー
ルにおける入力変調信号周波数とＶＳＷＲとの関係を例
示するグラフ
ルにおける入力変調信号周波数とＶＳＷＲとの関係を例
示するグラフ
【図１３】本発明の実施形態３の半導体レーザモジュー
ルにおける入力変調信号周波数と光出力電力／入力信号
電流比との関係を例示するグラフ
ルにおける入力変調信号周波数と光出力電力／入力信号
電流比との関係を例示するグラフ
【図１４】本発明の実施形態３の半導体レーザモジュー
ルにおける変形例の入力変調信号周波数とＶＳＷＲとの
関係を示すグラフ
ルにおける変形例の入力変調信号周波数とＶＳＷＲとの
関係を示すグラフ
【図１５】本発明の実施形態３の半導体レーザモジュー
ルにおける変形例の入力変調信号周波数と光出力電力／
入力信号電流比との関係を示すグラフ
ルにおける変形例の入力変調信号周波数と光出力電力／
入力信号電流比との関係を示すグラフ
１ モジュールパッケージ ２ レーザダイオードチップ ３ ボンディングワイヤ ４ マイクロストリップライン ５ ＤＣバイアス回路 ６ 変調信号入力端子 ７ 伝送路 ８ インピーダンス変換器 ９ 入力インピーダンス整合回路 １１ 負荷抵抗
Claims (7)
- 【請求項１】 レーザダイオードチップを収納すると共
に変調信号入力端子を備えたモジュールパッケージの内
部に、前記変調信号入力端子に接続された伝送路の特性
インピーダンスを前記レーザダイオードチップの負荷の
インピーダンスに近いインピーダンスに変換するインピ
ーダンス変換器を備えたことを特徴とする半導体レーザ
モジュール。 - 【請求項２】 前記インピーダンス変換器がフェライト
コアを用いた広帯域トランスである請求項１記載の半導
体レーザモジュール。 - 【請求項３】 前記インピーダンス変換器に直列に抵抗
素子が接続されている請求項１又は２記載の半導体レー
ザモジュール。 - 【請求項４】 前記抵抗素子の抵抗値が１０Ω以下であ
る請求項３記載の半導体レーザモジュール。 - 【請求項５】 前記抵抗素子が前記インピーダンス変換
器のレーザダイオードチップ側に接続されている請求項
３記載の半導体レーザモジュール。 - 【請求項６】 さらに、モジュールパッケージの外部に
ＬＣ型インピーダンス整合回路を備えている請求項１か
ら５のいずれか１項記載の半導体レーザモジュール。 - 【請求項７】 複数の周波数帯域における伝送効率が良
好となるように前記ＬＣ型インピーダンス整合回路のＬ
Ｃ定数が設定されている請求項６記載の半導体レーザモ
ジュール。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8125104A JPH09307173A (ja) | 1996-05-20 | 1996-05-20 | 半導体レーザモジュール |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8125104A JPH09307173A (ja) | 1996-05-20 | 1996-05-20 | 半導体レーザモジュール |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH09307173A true JPH09307173A (ja) | 1997-11-28 |
Family
ID=14901955
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP8125104A Pending JPH09307173A (ja) | 1996-05-20 | 1996-05-20 | 半導体レーザモジュール |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH09307173A (ja) |
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US20150156832A1 (en) * | 2013-12-02 | 2015-06-04 | Avago Technologies General Ip (Singapore) Pte. Ltd | Passive peaking circuit comprising a step-down impedance transformer |
| CN105490136A (zh) * | 2016-01-13 | 2016-04-13 | 中国科学院半导体研究所 | 直接调制激光器微带制备方法及由此得到的微带和激光器 |
| CN113626977A (zh) * | 2021-06-22 | 2021-11-09 | 南京光通光电技术有限公司 | 一种25g dfb激光器高频互联方法 |
| CN115220160A (zh) * | 2022-06-30 | 2022-10-21 | 青岛海信宽带多媒体技术有限公司 | 一种光模块 |
-
1996
- 1996-05-20 JP JP8125104A patent/JPH09307173A/ja active Pending
Cited By (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US20150156832A1 (en) * | 2013-12-02 | 2015-06-04 | Avago Technologies General Ip (Singapore) Pte. Ltd | Passive peaking circuit comprising a step-down impedance transformer |
| US9066391B1 (en) * | 2013-12-02 | 2015-06-23 | Avago Technologies General Ip (Singapore) Pte. Ltd. | Passive peaking circuit comprising a step-down impedance transformer |
| CN105490136A (zh) * | 2016-01-13 | 2016-04-13 | 中国科学院半导体研究所 | 直接调制激光器微带制备方法及由此得到的微带和激光器 |
| CN113626977A (zh) * | 2021-06-22 | 2021-11-09 | 南京光通光电技术有限公司 | 一种25g dfb激光器高频互联方法 |
| CN113626977B (zh) * | 2021-06-22 | 2023-10-03 | 南京光通光电技术有限公司 | 一种25g dfb激光器高频互联方法 |
| CN115220160A (zh) * | 2022-06-30 | 2022-10-21 | 青岛海信宽带多媒体技术有限公司 | 一种光模块 |
| CN115220160B (zh) * | 2022-06-30 | 2023-10-27 | 青岛海信宽带多媒体技术有限公司 | 一种光模块 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A977 | Report on retrieval |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007 Effective date: 20050323 |
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| A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20050602 |
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| A02 | Decision of refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A02 Effective date: 20051011 |