JPH0964663A - 高ダイナミックレンジＧｍアンプ - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 安定、高性能、高ダイナミックレンジのＧｍ
アンプを提供する。 【解決手段】 Ｑ１，Ｑ２の差動アンプＡとＱ５，Ｑ６
の差動アンプＢによりギルバ−トゲインセルが構成され
る。Ｑ３のエミッタは、Ｑ１のコレクタに接続され、コ
レクタは、抵抗Ｒ１を介してＶCCに接続される。Ｑ４の
エミッタは、Ｑ２のコレクタに接続され、コレクタは、
抵抗Ｒ２を介してＶCCに接続される。Ｑ７のエミッタ
は、Ｑ３のコレクタに接続され、コレクタは、Ｑ１のベ
−スに接続される。Ｑ８のエミッタは、Ｑ４のコレクタ
に接続され、コレクタは、Ｑ２のベ−スに接続される。
Ｑ７，Ｑ８のベ−スには、バイアス電圧が印加される。
入力電圧は、Ｑ３，Ｑ４のベ−スに印加され、出力電流
は、Ｑ５，Ｑ６のコレクタから得られる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、Ｇｍアンプに関す
るもので、特にアナログ集積回路に内蔵される電子フィ
ルタ回路や自動利得制御（ＡＧＣ）回路に使用されるも
のである。

【０００２】

【従来の技術】図５は、従来のＧｍ（トランスコンダク
タンス）アンプを示すものである。このＧｍアンプは、
ＩＳＳＣＣ予講集（Ｔａｄａｓｈｉ Ａｒａｉ ｅｔ
ａｌ．“Ａ ２．５Ｖ Ａｃｔｉｖｅ Ｌｏｗｐａｓｓ
Ｆｉｌｔｅｒ Ｕｓｉｎｇ Ａｌｌ−ｎｐｎ Ｇａｉ
ｎ Ｃｅｌｌｓ ｗｉｔｈ ａ １Ｖpp Ｌｉｎｅａｒ
Ｉｎｐｕｔ Ｒａｎｇｅ”，ＩＳＳＣＣ ９３／ＳＥ
ＳＳＩＯＮ ７／ＡＮＡＬＯＧ ＴＥＣＨＮＩＱＵＥＳ
／ＰＡＰＥＲ ＴＡ７．２，ｐｐ．１１２−１１３）の
Ｆｉｇｕｒｅ．１を抜粋して示したものである。

【０００３】ギルバ−トゲインセル１は、ｎｐｎ型バイ
ポ−ラトランジスタＱ１，Ｑ２からなる入力側の差動ア
ンプと、ｎｐｎ型バイポ−ラトランジスタＱ５，Ｑ６か
らなる出力側の差動アンプにより構成されている。

【０００４】トランジスタＱ１のベ−スとトランジスタ
Ｑ６のベ−スは、互いに接続され、トランジスタＱ２の
ベ−スとトランジスタＱ５のベ−スは、互いに接続され
ている。

【０００５】トランジスタＱ１，Ｑ２のエミッタは共通
ノ−ド２に接続され、トランジスタＱ５，Ｑ６のエミッ
タは共通ノ−ド３に接続されている。抵抗Ｒ１は、共通
ノ−ド２と電源端子ＶEEの間に接続され、電流源Ｉ２
は、共通ノ−ド３と電源端子ＶEEの間に接続されてい
る。電源端子ＶEEには、例えば接地電位が印加される。
なお、出力信号（電流値）は、トランジスタＱ５，Ｑ６
のコレクタから得られる。

【０００６】入力信号（電圧値）は、ｎｐｎ型バイポ−
ラトランジスタＱ３，Ｑ４のベ−スに印加される。トラ
ンジスタＱ１のコレクタは、トランジスタＱ３のエミッ
タに接続され、トランジスタＱ２のコレクタは、トラン
ジスタＱ４のエミッタに接続されている。

【０００７】抵抗ＲＥＥは、トランジスタＱ３のエミッ
タとトランジスタＱ４のエミッタの間に接続されてい
る。電流源Ｉ１ａは、電源端子ＶCCとトランジスタＱ３
のコレクタの間に接続され、電流源Ｉ１ｂは、電源端子
ＶCCとトランジスタＱ４のコレクタの間に接続されてい
る。電源端子ＶCCには、例えば正電位が印加される。

【０００８】ｎｐｎ型バイポ−ラトランジスタＱ７のベ
−スは、トランジスタＱ３のコレクタに接続され、コレ
クタは、電源端子ＶCCに接続され、エミッタは、トラン
ジスタＱ１のベ−スに接続されると共に電流源Ｉ３ａを
介して電源端子ＶEEに接続されている。

【０００９】ｎｐｎ型バイポ−ラトランジスタＱ８のベ
−スは、トランジスタＱ４のコレクタに接続され、コレ
クタは、電源端子ＶCCに接続され、エミッタは、トラン
ジスタＱ２のベ−スに接続されると共に電流源Ｉ３ｂを
介して電源端子ＶEEに接続されている。

【００１０】上記Ｇｍアンプの場合、ギルバ−トゲイン
セルを構成する入力側の差動アンプは、トランジスタＱ
３，Ｑ４とカスコ−ド接続され、出力信号は、エミッタ
フォロワを介して入力側の差動アンプのトランジスタＱ
１のベ−スに負帰還されている。

【００１１】また、固定動作電流は、電流源Ｉ１ａ，Ｉ
１ｂからトランジスタＱ３，Ｑ４のコレクタに与えられ
ているため、入力信号によって固定動作電流が変化する
ことはない。

【００１２】また、抵抗ＲＥＥには、入力信号（電圧
値）のみに比例した電流が流れるため、出力信号に生じ
る歪みをなくすことができる。図６は、従来のＢＴＬア
ンプを示すものである。

【００１３】このＢＴＬアンプは、米国特許第３，０５
０，６８８号（Ｒｉｃｈａｒｄ Ｃ．Ｈｅｙｓｅｒ
“ＴＲＡＮＳＩＳＴＯＲ ＡＭＰＬＩＦＩＥＲ” Ｐａ
ｔｅｎｔｅｄ Ａｕｇ．２１，１９６２）のＦｉｇ．２
から基本アンプ部を抜粋して示したものである。

【００１４】入力信号は、ｐｎｐ型バイポ−ラトランジ
スタＱ１１，Ｑ１２のベ−スに印加されている。トラン
ジスタＱ１１のコレクタは、抵抗Ｒ１１を介して電源端
子ＶEEに接続され、トランジスタＱ１２のコレクタは、
抵抗Ｒ１２を介して電源端子ＶEEに接続されている。電
源端子ＶEEには、負電位が印加されている。

【００１５】ｎｐｎ型バイポ−ラトランジスタＱ１３，
Ｑ１４のベ−スには、バイアス電位が印加されている。
トランジスタＱ１３のエミッタは、トランジスタＱ１１
のコレクタに接続され、コレクタは、抵抗Ｒ１３を介し
て電源端子ＶCCに接続されている。トランジスタＱ１４
のエミッタは、トランジスタＱ１２のコレクタに接続さ
れ、コレクタは、抵抗Ｒ１４を介して電源端子ＶCCに接
続されている。電源端子ＶCCには、正電位が印加されて
いる。

【００１６】ｐｎｐ型バイポ−ラトランジスタＱ１５の
ベ−スは、トランジスタＱ１３のコレクタに接続され、
コレクタは、トランジスタＱ１１のエミッタに接続さ
れ、エミッタは、抵抗Ｒ１５を介して電源端子ＶCCに接
続されている。ｐｎｐ型バイポ−ラトランジスタＱ１６
のベ−スは、トランジスタＱ１４のコレクタに接続さ
れ、コレクタは、トランジスタＱ１２のエミッタに接続
され、エミッタは、抵抗Ｒ１６を介して電源端子ＶCCに
接続されている。

【００１７】負荷１３は、トランジスタＱ１１のエミッ
タとトランジスタＱ１５のコレクタが接続される共通ノ
−ド１１と、トランジスタＱ１２のエミッタとトランジ
スタＱ１６のコレクタが接続される共通ノ−ド１２との
間に接続されている。

【００１８】上記ＢＴＬアンプの場合、入力信号の最初
の半サイクルにおいてはトランジスタＱ１１，Ｑ１２の
一方が動作し、次の半サイクルにおいてはトランジスタ
Ｑ１１，Ｑ１２の他方が動作する。また、トランジスタ
Ｑ１５，Ｑ１６は、フォ−ルデッドカスコ−ド形式によ
りトランジスタＱ１３，Ｑ１４により折り返された信号
電流で駆動される。

【００１９】

【発明が解決しようとする課題】図５のＧｍアンプ（従
来例１とする）では、ｉ．電源電圧に応じた入力ダイナ
ミックレンジの最適化ができない、ii．過大な入力信号
が印加された時に大きな貫通電流が生じ易い、 iii．負
帰還量が大きくて動作が不安定になり易い、iV．ギルバ
−トゲインセルの制御電流源が電源端子ＶCC側と電源端
子ＶEE側の双方にあるため精度が低くなる、という欠点
がある。

【００２０】以下、上記４つの欠点について説明する。 ｉ． 電源電圧に応じた入力ダイナミックレンジの最適
化ができない。図５のＧｍアンプにおいて、電源電圧を
３Ｖ（例えば、ＶCCに３Ｖ，ＶEEに０Ｖを印加する）と
し、各トランジスタのベ−ス・エミッタ間電圧を０．７
Ｖとし、各トランジスタのコレクタ・エミッタ間の最小
動作電圧を０．３Ｖと仮定する。

【００２１】この時、入力信号の有効ダイナミックレン
ジは、電源端子ＶEEから積み上げた入力端の電圧Ｖ１と
電源端子ＶEE側のロス電圧Ｖ２との差になる。図４の
（ａ）を参照ながら、図５のＧｍアンプの有効ダイナミ
ックレンジを具体的に求める。まず、電源端子ＶEEから
積み上げた入力端の電圧Ｖ１は、 Ｖ１ ＝ ＶCE(I2)＋ＶBE(Q1)＋ＶBE(Q7)−ＶCE(Q3)＋ＶＢＥ（Ｑ３） ＝ ０．３＋０．７＋０．７−０．３＋０．７ ＝ ２．１Ｖ となる。なお、電流源Ｉ２は、通常、トランジスタで構
成するので、ＶＣＥ（Ｉ２）＝０．３Ｖを適用した。

【００２２】また、電源端子ＶEE側のロス電圧Ｖ２は、 Ｖ２ ＝ ＶCE(I2)＋ＶCE(Q1)＋ＶBE(Q3) ＝ ０．３＋０．３＋０．７ ＝ １．３Ｖ となる。

【００２３】ここで、ＶCE(I2)は、電源端子ＶEEと共通
ノ−ド２の間の電圧、ＶBE(QX)は、トランジスタＱｘ
（ｘは数字）のベ−ス・エミッタ間電圧、ＶCE(QX)は、
トランジスタＱｘ（ｘは数字）のコレクタ・エミッタ間
電圧である。

【００２４】従って、入力信号の有効ダイナミックレン
ジは、Ｖ１−Ｖ２＝０．８Ｖとなる。なお、この値は、
電源電圧に依存しないため、電源電圧を増大しても有効
ダイナミックレンジが広がることはない。

【００２５】図５のＧｍアンプにおいて、差動帰還ル−
プのレベルシフト（エミッタフォロア）を２ＶBE（ＶBE
は、各トランジスタのベ−ス・エミッタ間電圧）とすれ
ば、電源端子ＶEEから積み上げた入力端の電圧Ｖ１は、
２．１＋０．７＝２．８Ｖとなって、入力信号の有効ダ
イナミックレンジは、＝１．５Ｖとなる。

【００２６】しかし、この場合、ノ−ド４，５の動作電
圧Ｖａは、 Ｖａ ＝ ＶCE(I2)＋ＶCE(Q1)＋ＶBE(Q7)＋０．７ ＝ ２．４Ｖ となる。

【００２７】ここで、電源端子ＶCCと共通ノ−ド４，５
の間の電圧（電流源Ｉ１ａ，Ｉ１ｂを構成するトランジ
スタのコレクタ・エミッタ間電圧）ＶCE(I1)が０，３Ｖ
であることを考慮すると、減電圧特性は、約２．７Ｖに
制限される。

【００２８】その結果、このようなＧｍアンプは、電池
の衰弱や温度変化に対して実用的でなくなる。即ち、図
５のＧｍアンプの場合、電源電圧に応じた入力ダイナミ
ックレンジの最適化ができない欠点がある。

【００２９】ii．過大な入力信号が印加された時に大き
な貫通電流が生じ易い。エミッタフォロワで入力側の差
動アンプが駆動されるため、過大な入力信号が印加され
た時には、１／２×Ｉ１×βという大電流が入力側の差
動アンプを構成するトランジスタＱ１，Ｑ２のベ−スに
流れ込む。ここで、Ｉ１は、電流源Ｉ１ａ，Ｉ１ｂの電
流値、βは、トランジスタの電流増幅率である。

【００３０】その結果、トランジスタＱ１，Ｑ２は、強
い飽和領域まで駆動され、回路動作が不安定になり易
い。これを防止するためには、入力部に強力な正負のク
ランプ回路を設け、そのクランプ電圧を精密に設定する
必要があるため、回路構成が非常に複雑になる欠点があ
る。

【００３１】iii．負帰還量が大きくて動作が不安定に
なり易い。カスコ−ド入力差動段におけるマイナ−負帰
還ル−プ（Ｑ１，Ｑ３，Ｑ７）のル−プ利得は、β(Q7)
×β(Q1)＝約１０，０００という大きな値になる。ここ
で、β(Q7)は、トランジスタＱ７の電流増幅率、β(Q1)
は、トランジスタＱ１の電流増幅率であり、両者とも
に、約１００と仮定した。

【００３２】従って、出力信号の歪みは、改善される
が、回路動作は、不安定になり易くなる欠点がある。 iV．ギルバ−トゲインセルの制御電流源が電源端子ＶCC
側と電源端子ＶEE側の双方にあるため精度が低くなる。

【００３３】入力側の差動アンプは、電源端子ＶCC側の
電流源Ｉ１ａ，Ｉ１ｂの動作電流により動作し、出力側
の差動アンプは、電源端子ＶEE側の電流源Ｉ２の動作電
流により動作している。

【００３４】即ち、電流源Ｉ１ａ，Ｉ１ｂと電流源Ｉ２
の電流比を正確に決めるため、カレントミラ−回路を介
する必要があり、精度が低くなる欠点がある。これは、
コンダクタンス値（ｇｍ値＝出力値（電流）／入力値
（電圧））の精度の劣化に結び付き、このｇｍアンプを
フィルタ回路に用いた場合には、カットオフ周波数や特
性のバラツキの原因となる。

【００３５】図６のＢＴＬアンプ（従来例２とする）
は、本願のｇｍアンプと用途が全く異なるため、以下の
欠点がある。即ち、電圧アンプ（電圧入力、電圧出力）
であるため、ｇｍアンプ（電圧入力、電流出力）として
用いることができず、フィルタ回路やＡＧＣ回路への適
用も不可能である。

【００３６】また、ギルバ−トゲインセルを有していな
いため、利得の変化が行えない欠点がある。本発明は、
上記欠点を解決すべくなされたもので、その目的は、
ｉ．安定で高性能、かつ高ダイナミックレンジを有する
Ｇｍアンプを提供すること、及びii．電源電圧が変化し
ても、その変化に追従して最適、最大のダイナミックレ
ンジを確保できるＧｍアンプを提供することである。

【００３７】

【課題を解決するための手段】上記目的を達成するた
め、本発明の高ダイナミックレンジＧｍアンプは、第１
極性の第１及び第２バイポ−ラトランジスタから構成さ
れる第１差動アンプと、ベ−スに第１入力電圧が印加さ
れ、エミッタが前記第１バイポ−ラトランジスタのコレ
クタに接続される第３バイポ−ラトランジスタと、ベ−
スに第２入力電圧が印加され、エミッタが前記第２バイ
ポ−ラトランジスタのコレクタに接続される第４バイポ
−ラトランジスタと、前記第１及び第２バイポ−ラトラ
ンジスタのエミッタと第１電源端子との間に接続される
第１電流源と、前記第３バイポ−ラトランジスタのコレ
クタと第２電源端子との間に接続される第１抵抗と、前
記第４バイポ−ラトランジスタのコレクタと前記第２電
源端子との間に接続される第２抵抗と、前記第３及び第
４バイポ−ラトランジスタのエミッタ間に接続される第
３抵抗と、第１極性の第５及び第６バイポ−ラトランジ
スタから構成され、前記第５バイポ−ラトランジスタの
ベ−スが前記第２バイポ−ラトランジスタのベ−スに接
続され、前記第６バイポ−ラトランジスタのベ−スが前
記第１バイポ−ラトランジスタのベ−スに接続される第
２差動アンプと、前記第５及び第６バイポ−ラトランジ
スタのエミッタと前記第１電源端子との間に接続される
第２電流源と、エミッタが前記第３バイポ−ラトランジ
スタのコレクタに接続され、コレクタが前記第１バイポ
−ラトランジスタのべ−スに接続される第７バイポ−ラ
トランジスタと、エミッタが前記第４バイポ−ラトラン
ジスタのコレクタに接続され、コレクタが前記第２バイ
ポ−ラトランジスタのべ−スに接続される第８バイポ−
ラトランジスタと、前記第７及び第８バイポ−ラトラン
ジスタのベ−スにバイアス電位を供給するバイアス源と
を備え、前記第５及び第６バイポ−ラトランジスタのコ
レクタから出力電流が得られるものである。また、前記
第１電流源と前記第２電流源の電流比を制御することに
よってコンダクタンス値が制御される。

【００３８】

【発明の実施の形態】以下、図面を参照しながら、本発
明の実施の形態について詳細に説明する。図１は、本発
明の高ダイナミックレンジＧｍアンプを示している。ギ
ルバ−トゲインセル１は、ｎｐｎ型バイポ−ラトランジ
スタＱ１，Ｑ２からなる入力側の差動アンプＡと、ｎｐ
ｎ型バイポ−ラトランジスタＱ５，Ｑ６からなる出力側
の差動アンプＢにより構成されている。

【００３９】トランジスタＱ１のベ−スとトランジスタ
Ｑ６のベ−スは、互いに接続され、トランジスタＱ２の
ベ−スとトランジスタＱ５のベ−スは、互いに接続され
ている。

【００４０】トランジスタＱ１，Ｑ２のエミッタは共通
ノ−ド２に接続され、トランジスタＱ５，Ｑ６のエミッ
タは共通ノ−ド３に接続されている。電流源Ｉ１は、共
通ノ−ド２と電源端子ＶEEの間に接続され、電流源Ｉ２
は、共通ノ−ド３と電源端子ＶEEの間に接続されてい
る。電源端子ＶEEには、例えば接地電位が印加される。
なお、出力信号（電流値）は、トランジスタＱ５，Ｑ６
のコレクタから得られる。

【００４１】入力信号（電圧値）は、ｎｐｎ型バイポ−
ラトランジスタＱ３，Ｑ４のベ−スに印加される。トラ
ンジスタＱ１のコレクタは、トランジスタＱ３のエミッ
タに接続され、トランジスタＱ２のコレクタは、トラン
ジスタＱ４のエミッタに接続されている。

【００４２】抵抗Ｒ３は、トランジスタＱ３のエミッタ
とトランジスタＱ４のエミッタの間に接続されている。
抵抗Ｒ１は、電源端子ＶCCとトランジスタＱ３のコレク
タの間に接続され、抵抗Ｒ２は、電源端子ＶCCとトラン
ジスタＱ４のコレクタの間に接続されている。電源端子
ＶCCには、例えば正電位が印加される。

【００４３】ｐｎｐ型バイポ−ラトランジスタＱ７，Ｑ
８のベ−スは、バイアス源６に接続されている。トラン
ジスタＱ７のエミッタは、トランジスタＱ３のコレクタ
に接続され、コレクタは、トランジスタＱ１のベ−スに
接続されている。トランジスタＱ８のエミッタは、トラ
ンジスタＱ４のコレクタに接続され、コレクタは、トラ
ンジスタＱ２のベ−スに接続されている。

【００４４】上記Ｇｍアンプによれば、ギルバ−トゲイ
ンセルを構成する入力側の差動アンプを構成するトラン
ジスタＱ１，Ｑ２は、トランジスタＱ３，Ｑ４とカスコ
−ド接続され、入力信号は、トランジスタＱ３，Ｑ４の
ベ−スに印加されている。

【００４５】トランジスタＱ３，Ｑ４とこのトランジス
タと逆極性のトランジスタＱ７，Ｑ８は、それぞれ折り
返し型のいわゆるフォ−ルデッドカスコ−ドを構成して
おり、トランジスタＱ７，Ｑ８は、ベ−ス接地アンプと
なっている。

【００４６】ここでは、トランジスタＱ３，Ｑ４のコレ
クタ電流と抵抗Ｒ１，Ｒ２からの電流の差分を折り返し
て、トランジスタＱ１，Ｑ２のベ−スに導いている。ま
た、トランジスタＱ１，Ｑ２からなる差動アンプＡとト
ランジスタＱ５，Ｑ６からなる差動アンプＢは、ギルバ
−トゲインセルを構成している。差動アンプＡの信号電
流と差動アンプＢの信号電流の比は、各共通エミッタ電
流（電流源Ｉ１，Ｉ２による電流）の電流比によって決
定される。この比は、差動電流利得の精度を保つ上で重
要なパラメ−タである。

【００４７】トランジスタＱ７，Ｑ８のベ−スには、バ
イアス源６からバイアス電圧が印加されている。このた
め、抵抗Ｒ１，Ｒ２に印加される電圧は、ほぼ一定にな
り、抵抗Ｒ１，Ｒ２に流れる電流も、ほぼ一定になる。

【００４８】これにより、トランジスタＱ３，Ｑ４から
のコレクタ電流のうち信号電流分は、１００％近くここ
で折り返され、トランジスタＱ７，Ｑ８のエミッタに流
れ込む。即ち、信号電流分は、トランジスタＱ７，Ｑ８
のエミッタダイナミック抵抗ＲＥ７，ＲＥ８と抵抗Ｒ
１，Ｒ２の抵抗比で決定されるが、通常は、ＲＥ７，Ｒ
Ｅ８＜＜Ｒ１，Ｒ２である。

【００４９】入力ダイナミックレンジを最大にする条件
は、トランジスタＱ１，Ｑ２のベ−ス電位は、できるだ
け電源端子ＶEEの電位に近付け、トランジスタＱ７，Ｑ
８のベ−ス電位は、できるだけ電源端子ＶCCの電位に近
付けることである。また、トランジスタＱ７，Ｑ８のコ
レクタと電源端子ＶEEの間に所定の電流源を接続してお
いてもよい。

【００５０】上記構成を有するＧｍアンプによれば、帰
還経路にベ−ス接地のトランジスタＱ７，Ｑ８を設けて
いるため、入力ダイナミックレンジの上側（高電位側）
は、電源端子ＶCCの電位から決定され、入力ダイナミッ
クレンジの下側（低電位側）は、電源端子ＶEEの電位か
ら決定される。

【００５１】従って、入力ダイナミックレンジが電源電
圧に依存するようになり、電源電圧の増大に伴って入力
ダイナミックレンジも広くなる。また、従来例１の差動
帰還ル−プのエミッタフォロワを排して、ベ−ス接地ト
ランジスタＱ７，Ｑ８を設けたので、過大な入力信号が
印加された場合においても入力側の差動アンプＡの安定
した動作を確保できる。

【００５２】また、エミッタフォロワによる電流増幅率
βに等しいル−プゲイン分が低減され、本発明のマイナ
−帰還ル−プの利得は、トランジスタＱ１の電流増幅率
β（＝１００）と低くなるため、回路動作が安定する。

【００５３】図４の（ｂ）を参照ながら、図１のＧｍア
ンプの有効ダイナミックレンジを具体的に求める。な
お、図１のＧｍアンプにおいて、電源電圧を３Ｖ（例え
ば、ＶCCに３Ｖ，ＶEEに０Ｖを印加する）とし、各トラ
ンジスタのベ−ス・エミッタ間電圧を０．７Ｖとし、各
トランジスタのコレクタ・エミッタ間の最小動作電圧を
０．３Ｖと仮定する。

【００５４】まず、トランジスタＱ３，Ｑ４の最高動作
ベ−ス電圧Ｖ１は、 Ｖ１ ＝ ３−ＶCE（前段） ＝ ３−０．３ ＝ ２．７Ｖ となる。なお、ＶCE（前段）は、前段の出力トランジス
タのコレクタ・エミッタ間電圧である。

【００５５】また、トランジスタＱ３，Ｑ４の最低動作
ベ−ス電圧Ｖ２は、 Ｖ２ ＝ ＶCE(I2)＋ＶCE(Q1)＋ＶBE(Q3) ＝ ０．３＋０．３＋０．７ ＝ １．３Ｖ となる。なお、ＶCE(I2)は、電源端子ＶEEと共通ノ−ド
２の間の電圧、ＶＢＥ（Ｑ３）は、トランジスタＱ３の
ベ−ス・エミッタ間電圧、ＶＣＥ（Ｑ１）は、トランジ
スタＱ１のコレクタ・エミッタ間電圧である。

【００５６】従って、入力信号の有効ダイナミックレン
ジは、Ｖ１−Ｖ２＝１．４Ｖとなる。なお、この値は、
電源電圧に依存し、電源電圧を増大すれば、有効ダイナ
ミックレンジも広がる。

【００５７】なお、差動信号で考えれば、有効ダイナミ
ックレンジは、２．８Ｖとなり、さらに高ダイナミック
レンジのＧｍアンプとすることができる。図２は、一般
的なバイカッド型アクティブフィルタのブロック図を示
している。図３は、図１のＧｍアンプを図２のバイカッ
ド型アクティブフィルタに適用した場合の回路図を示し
ている。

【００５８】ｇｍ２１，ｇｍ２２には、それぞれ図１の
ｇｍアンプが用いられている。但し、トランジスタＱ
７，Ｑ８のコレクタに接続される電流源Ｉ１´と、トラ
ンジスタＱ６のコレクタと電源端子ＶCCの間に接続され
る電流源Ｉ３´と、電流源Ｉ１，Ｉ１´，Ｉ２と電源端
子ＶEEの間に接続される抵抗Ｒ´が追加されている。な
お、抵抗Ｒ´は、任意に設ける抵抗であり、各抵抗Ｒ´
の抵抗値は、同じであっても、異なっていてもよい。

【００５９】バイアス源６は、ベ−スとコレクタが互い
に接続されたｐｎｐ型バイポ−ラトランジスタＱＢと、
トランジスタＱＢのエミッタと電源端子ＶCCの間に接続
される抵抗ＲＢと、トランジスタＱＢのコレクタと電源
端子ＶEEの間に接続される電流源ＩＢとから構成されて
いる。

【００６０】電流源Ｉ１１，Ｉ１２、トランジスタＱＩ
１〜ＱＩ４及び抵抗Ｒ”は、各電流源Ｉ１，Ｉ１´，Ｉ
２，Ｉ３´を駆動するためのものである。図２のフィル
タは、２次のロ−パスフィルタを構成し、カットオフ周
波数ｆoとクオリティファクタ（回路の良さを示す）Ｑ
は、次のようになる。

【００６１】 ｆo ＝ ｛（ｇｍ２１・ｇｍ２２）／（Ｃ２１・Ｃ２２）｝^1/2 …（１） Ｑ ＝ ｛（Ｃ２２・ｇｍ２１）／（ｇｍ２２・Ｃ２１）｝^1/2 …（２） ここで、図２のフィルタを図３のように構成した場合、 ｇｍ２１＝（１／Ｒ３ａ）×Ｉ１２／Ｉ１１、 ｇｍ２２＝（１／Ｒ３ｂ）×Ｉ１２／Ｉ１１ となる。

【００６２】なお、Ｒ３ａは、ｇｍ２１の抵抗Ｒ３の抵
抗値、Ｒ３ｂは、ｇｍ２２の抵抗Ｒ３の抵抗値、Ｉ１１
は、電流源Ｉ１の電流値、Ｉ１２は、電流源Ｉ２の電流
値、Ｃ２１は、コンデンサＣ２１の容量、Ｃ２２は、コ
ンデンサＣ２２の容量である。

【００６３】これを（１）式及び（２）式に挿入する
と、 ｆo ＝ ｛１／（Ｒ３ａ・Ｒ３ｂ・Ｃ２１・Ｃ２２）｝^1/2 ・Ｉ１２／Ｉ１１ Ｑ ＝ ｛（Ｒ３ｂ・Ｃ２２）／（Ｒ３ａ・Ｃ２１）｝^1/2 となる。

【００６４】

【発明の効果】以上、説明したように、本発明のＧｍア
ンプによれば、次のような効果を奏する。 ｉ． 低電圧動作でも高いダイナミックレンジを確保で
きる。

【００６５】有効ダイナミックレンジは、電源電圧に依
存するため、電源電圧が大きくなると有効ダイナミック
レンジも拡大する。上述の図１のＧｍアンプによれば、
電源端子ＶEE側のロスは、約１．３Ｖ、電源端子ＶCC側
のロスは、約０．３Ｖになる（抵抗Ｒ１，Ｒ２の電圧降
下をＶBE以内にすれば、ロスは実質的に零になるが、前
段の出力トランジスタの駆動条件を考慮するとこの値に
なる）。

【００６６】従って、電源電圧が３Ｖの場合には、有効
ダイナミックレンジは、３−０．３−１．３＝１．４Ｖ
となる。また、差動入力を用いれば、２．８Ｖの有効ダ
イナミックレンジを確保できる。

【００６７】また、電源電圧が極端に低下した場合、例
えば電源電圧が１．８Ｖに低下した場合、有効ダイナミ
ックレンジは、１．８−０．３−１．３＝０．２Ｖ（差
動入力の場合は０．４Ｖ）となるが、一応動作が可能で
ある。

【００６８】しかし、従来例１の場合には、電源電圧が
１．８Ｖになると、電源端子ＶCC側の電流源Ｉ１ａ，Ｉ
１ｂの動作電圧を確保できないため、全く動作しない。 ii． トランジスタＱ７，Ｑ８はベ−ス接地増幅器なの
で高周波特性が悪化し難い。

【００６９】ｎｐｎ型バイポ−ラトランジスタのエミッ
タフォロワよりは劣るが、一般的に高周波特性の劣るラ
テラルｐｎｐ型バイポ−ラトランジスタを用いても、高
周波特性が悪化し難い効果がある。

【００７０】iii． 過大な入力信号が印加された時で
も動作が安定している。入力側の差動アンプが過大入力
電流で駆動されないため、特に過大入力時の安定動作が
可能である。

【００７１】iV． 差動帰還量も過大でない。 Ｖ． Ｇｍアンプとしてｇｍ値の精度がよい。２つの差
動アンプを駆動する各制御電流が共に電源端子ＶEE側か
ら与えられるため、電流比の精度を向上でき、Ｇｍアン
プとしてｇｍ値の精度が良くなる。また、トランジスタ
Ｑ７，Ｑ８に流れる電流のバラツキによりｇｍ値が変動
する恐れもない。即ち、トランジスタＱ７，Ｑ８の電流
が多少変動しても、マイナ−帰還ル−プの利得が変わる
だけで、入出力間の特性に殆ど変動は生じない。

【００７２】vi． フル差動型フィルタへの適用も可能
である。フル差動構成では、入力ダイナミックレンジは
２倍になるため、さらに高いダイナミックレンジを確保
できる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の実施の形態に関わるＧｍアンプを示す
回路図。

【図２】バイカッド型アクティブフィルタのブロック
図。

【図３】図１のＧｍアンプを図２のフィルタに適用した
場合の回路図。

【図４】図１のＧｍアンプのダイナミックレンジを従来
と比較して示す図。

【図５】従来のＧｍアンプを示す回路図。

【図６】従来のＢＴＬアンプを示す回路図。

【符号の説明】

１ ：ギルバ−トゲインセ
ル、 ２〜５ ：共通ノ−ド、 ６ ：バイアス源、 Ｑ１〜Ｑ６，ＱＩ１〜ＱＩ３ ：ｎｐｎ型バイポ−ラト
ランジスタ、 Ｑ７，Ｑ８，ＱＩ４，ＱＢ ：ｐｎｐ型バイポ−ラト
ランジスタ、 Ｒ１〜Ｒ３，ＲＢ，Ｒ´，Ｒ” ：抵抗、 Ｉ１〜Ｉ３，Ｉ１´，Ｉ３´，Ｉ１１，Ｉ１２ ：電流
源、 Ｃ２１，Ｃ２２ ：コンデンサ、 Ａ，Ｂ ：差動アンプ、 ＶCC，ＶEE ：電源端子。

Claims (2)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 第１極性の第１及び第２バイポ−ラトラ
   ンジスタから構成される第１差動アンプと、ベ−スに第
   １入力電圧が印加され、エミッタが前記第１バイポ−ラ
   トランジスタのコレクタに接続される第１極性の第３バ
   イポ−ラトランジスタと、ベ−スに第２入力電圧が印加
   され、エミッタが前記第２バイポ−ラトランジスタのコ
   レクタに接続される第１極性の第４バイポ−ラトランジ
   スタと、前記第１及び第２バイポ−ラトランジスタのエ
   ミッタと第１電源端子との間に接続される第１電流源
   と、前記第３バイポ−ラトランジスタのコレクタと第２
   電源端子との間に接続される第１抵抗と、前記第４バイ
   ポ−ラトランジスタのコレクタと前記第２電源端子との
   間に接続される第２抵抗と、前記第３及び第４バイポ−
   ラトランジスタのエミッタ間に接続される第３抵抗と、
   第１極性の第５及び第６バイポ−ラトランジスタから構
   成され、前記第５バイポ−ラトランジスタのベ−スが前
   記第２バイポ−ラトランジスタのベ−スに接続され、前
   記第６バイポ−ラトランジスタのベ−スが前記第１バイ
   ポ−ラトランジスタのベ−スに接続される第２差動アン
   プと、前記第５及び第６バイポ−ラトランジスタのエミ
   ッタと前記第１電源端子との間に接続される第２電流源
   と、エミッタが前記第３バイポ−ラトランジスタのコレ
   クタに接続され、コレクタが前記第１バイポ−ラトラン
   ジスタのべ−スに接続される第２極性の第７バイポ−ラ
   トランジスタと、エミッタが前記第４バイポ−ラトラン
   ジスタのコレクタに接続され、コレクタが前記第２バイ
   ポ−ラトランジスタのべ−スに接続される第２極性の第
   ８バイポ−ラトランジスタと、前記第７及び第８バイポ
   −ラトランジスタのベ−スにバイアス電位を供給するバ
   イアス源とを具備し、前記第５及び第６バイポ−ラトラ
   ンジスタのコレクタから出力電流が得られることを特徴
   とする高ダイナミックレンジＧｍアンプ。
2. 【請求項２】 前記第１電流源と前記第２電流源の電流
   比を制御することによってコンダクタンス値を制御する
   ことを特徴とする請求項１に記載の高ダイナミックレン
   ジＧｍアンプ。