JPH0984354A

JPH0984354A - スイッチング電源回路

Info

Publication number: JPH0984354A
Application number: JP26090895A
Authority: JP
Inventors: Masayuki Yasumura; 昌之安村
Original assignee: Sony Corp
Current assignee: Sony Corp
Priority date: 1995-09-14
Filing date: 1995-09-14
Publication date: 1997-03-28

Abstract

(57)【要約】【課題】スイッチング電源回路において小型／軽量化
及び体コスト化を図ると共に、電力変換効率等の向上を
図る。【解決手段】電流共振形スイッチングコンバータ１０
０Ａ、１００Ｂ、１００Ｃの各々に対して、ブリッジ整
流回路Ｄ_1Aの出力ラインに挿入するフィルタチョークコ
イルＬ_N と高速リカバリ型ダイオードＤ₂ の接続点に対
して一次側直列共振回路（Ｃ₁ 、Ｎ₁ ）によりスイッチ
ング出力を整流出力ラインに帰還して力率改善を図る力
率改善回路１０Ａ、１０Ｂ、１０Ｃを接続した力率改善
電源回路部を商用交流電源ＡＣに対して並列に設けて、
スイッチング電源回路を構成する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、例えば力率改善が
図られている電流共振形のスイッチング電源回路に関す
るものである。

【０００２】

【従来の技術】近年、高周波の比較的大きい電流及び電
圧に耐えることができるスイッチング素子の開発によっ
て、商用電源を整流して所望の直流電圧を得る電源装置
としては、大部分がスイッチング方式の電源装置になっ
ている。スイッチング電源はスイッチング周波数を高く
することによりトランスその他のデバイスを小型にする
と共に、大電力のＤＣ−ＤＣコンバータとして各種の電
子機器の電源として使用される。

【０００３】ところで、一般に商用電源を整流すると平
滑回路に流れる電流は歪み波形になるため、電源の利用
効率を示す力率が損なわれるという問題が生じる。ま
た、歪み電流波形となることによって発生する高調波を
抑圧するための対策が必要とされている。

【０００４】そこで、電源回路において力率を改善する
力率改善手段として、整流回路系においてスイッチング
コンバータを設けて力率を１に近付ける、いわゆるアク
ティブフィルタを設ける方法が知られている。このアク
ティブフィルタは、独立に動作することから、例えば電
源回路が重負荷時の場合や、複数のスイッチングコンバ
ータに対して同時に力率を改善する場合にも適用するこ
とができる。

【０００５】図１３は、上記アクティブフィルタを備え
て力率改善を図るように構成されたスイッチング電源回
路の一例を示す回路図とされる。この図に示す電源回路
は、例えば交流入力電圧がＡＣ１００Ｖ系若しくはＡＣ
２００Ｖ系の何れか一方に対応する、いわゆる単レンジ
対応とされている。また、二次側の安定化直流出力電圧
が２チャンネル以上とされて、負荷電力が交流入力電圧
ＡＣ１００Ｖ系では２５０Ｗ以上、交流入力電圧ＡＣ２
００Ｖ系では５００Ｗ以上のような重負荷時に対応する
構成とされている。また、整流出力から二次側の安定化
直流出力電圧を得るためのスイッチングコンバータとし
て、スイッチング素子をハーフブリッジ結合した自励式
の電流共振形コンバータが用いられている。

【０００６】この図１３に示すスイッチング電源回路に
おいては、商用交流電源ＡＣに対してコモンモードのノ
イズを除去するノイズフィルタとしてコモンモードチョ
ークコイルＣＭＣとアクロスコンデンサＣ_L が設けられ
ている。また、商用交流電源ＡＣに対しては、フィルタ
チョークコイルＬ_N 及びフィルタコンデンサＣ_N によっ
て形成されるノーマルモードのローパスフィルタが２組
設けられている。そして、これらコモンモード及びノー
マルモードのノイズフィルタによって、スイッチングノ
イズなどの高周波ノイズが商用交流電源ＡＣのラインに
流入するのを阻止するようにされている。

【０００７】商用交流電源ＡＣはブリッジ整流回路Ｄ₁
により全波整流される。この場合には、ブリッジ整流回
路Ｄ₁ の整流出力端子と平滑コンデンサＣｉ₁ ，Ｃｉ
₂ ，Ｃｉ₃ の正極端子間（整流出力ライン）に対してチ
ョークコイルＣＨの巻線Ｌｉ及び高速リカバリ型ダイオ
ードＤ₂ が直列に接続されている。

【０００８】なお、チョークコイルＣＨの巻線Ｌｉは、
後述するスイッチング素子Ｑ₂₁のスイッチング期間に電
流を負荷側（スイッチングコンバータ部側）に流し込む
ために、整流平滑電圧よりも高いレベルの電圧源あるい
は電流源となるためのエネルギー蓄積手段として機能す
るインダクタンスとして挿入されている。また、高速リ
カバリ型ダイオードＤ₂ は、後述するようにしてスイッ
チング素子Ｑ₂₁のスイッチング動作によって、整流出力
ラインに高周波電流が流れることに対応している。

【０００９】上記チョークコイルＣＨの巻線Ｌｉ及び高
速リカバリ型ダイオードＤ₂ を介して整流出力ラインを
流れる整流電流は、平滑コンデンサＣｉ₁ ，Ｃｉ₂ ，Ｃ
ｉ₃により充放電されて、平滑コンデンサＣｉ₁ ，Ｃｉ₂
，Ｃｉ₃ の両端に、後段のスイッチングコンバータ部
２００Ａ〜２００Ｃの動作電源となる整流平滑電圧が得
られる。なお、この場合には、例えば後段に複数設けら
れるスイッチングコンバータ部がに対応する電流容量が
得られるように、平滑コンデンサＣｉ₁ ，Ｃｉ₂ ，Ｃｉ
₃ が並列に設けられている。また、この場合の平滑コン
デンサＣｉ₁ ，Ｃｉ₂ ，Ｃｉ₃ としては、例えば、それ
ぞれ４７０μＦ／４００Ｖの電解コンデンサが選定され
る。

【００１０】また、アクティブフィルタを形成する部品
であるスイッチング素子Ｑ₂₁は、この場合には、例え
ば、ＭＯＳ−ＦＥＴトランジスタが用いられ、そのドレ
インがチョークコイルＣＨの巻線Ｌｉと高速リカバリ型
ダイオードＤ₂ のアノードの接続点に接続され、ソース
は突入電流制限抵抗Ｒ_D を介して一次側アースに接地さ
れるようにして設けられている。このスイッチング素子
Ｑ₂₁は、後述するアクティブフィルタ制御回路１０内の
ドライブ回路からゲートに対してスイッチング駆動信号
が供給されることによって、スイッチング動作が行われ
る。なお、チョークコイルＣＨの巻線Ｌｉは、後述する
スイッチング素子Ｑ₂₁のスイッチング期間に電流を負荷
側（スイッチングコンバータ部側）に流し込むために、
整流平滑電圧よりも高いレベルの電圧源あるいは電流源
となるためのエネルギー蓄積手段として機能するインダ
クタンスとして挿入されている。また、高速リカバリ型
ダイオードＤ₂ は、後述するようにしてスイッチング素
子Ｑ₂₁のスイッチング動作によって、整流出力ラインに
高周波電流が流れることに対応している。

【００１１】アクティブフィルタ制御回路１０は、この
場合には力率を１に近付けるように力率改善を行うアク
ティブフィルタの動作を制御するもので、例えば１石の
集積回路（ＩＣ）とされている。この場合、アクティ
ブフィルタ制御回路１０は電源投入時にスイッチング素
子Ｑ₂₁を駆動させる起動回路、所要のスイッチング周波
数を発生させる発振回路、上記発振周波数の信号を増幅
してスイッチング素子Ｑ₂₁を駆動するためのゲート信号
を生成するドライブ回路、上記ドライブ回路より出力さ
れるスイッチング駆動信号についてＰＷＭ制御を行うＰ
ＷＭ制御回路、及び、次に説明するフィードフォワード
回路及びフィードバック回路の入力に基づいて乗算を行
って、上記ＰＷＭ制御回路の制御入力信号を生成する乗
算器等によって構成される。この場合、商用交流電源Ａ
Ｃの両極に対して整流ダイオードＤ_6A、Ｄ_6Bが設けられ
て両波整流回路が形成され、この両波整流回路の出力が
抵抗Ｒ₁ 、Ｒ₂ により分圧されてアクティブフィルタ制
御回路１０に入力され、これによって、交流入力電圧に
対するフィードフォワード回路が形成されている。ま
た、フィードバック回路は平滑コンデンサＣｉ₁ ，Ｃｉ
₂ ，Ｃｉ₃ の両端電圧（整流平滑電圧）を抵抗Ｒ₃ 、Ｒ
₄ により分圧した電圧値をアクティブフィルタ制御回路
１０に入力するようにして形成される。つまり、この図
に示すアクティブフィルタ制御回路１０に対しては、フ
ィードフォワード回路より交流入力電圧のレベルに対応
する電圧値が入力され、フィードバック回路からは、整
流平滑電圧レベルに対応する電圧値が入力されることに
なる。

【００１２】このアクティブフィルタ制御回路１０に
は、ブリッジ整流回路の正極出力が起動用の電源として
入力されており、また、チョークコイルＣＨに巻装され
た巻線Ｎ₅ と整流ダイオードＤ₅ による半波整流回路の
出力がアクティブフィルタ制御回路１０の動作電源とし
て供給されている。

【００１３】上記のように構成されるアクティブフィル
タによる力率改善動作の概略としては、次のようにな
る。例えば、アクティブフィルタ制御回路１０ではフィ
ードフォワード回路より入力された電圧値に基づいて交
流入力電圧レベルを検出し、内部の乗算器に入力する。
また、一方でフィードバック回路から入力された電圧値
に基づいて整流平滑電圧の変動差分を検出して、この整
流平滑電圧の変動差分を内部の乗算器に入力する。そし
て、乗算器において、上記交流入力電圧レベルと整流平
滑電圧の変動差分を乗算するが、この乗算結果によって
例えば交流入力電圧Ｖ_ACと同一波形の電流指令値が生成
される。そして、ＰＷＭ制御回路では上記電流指令値と
実際の交流入力電流レベルを比較して、この差に応じた
ＰＷＭ信号を生成してドライブ回路に供給する。スイッ
チング素子Ｑ₂₁は、このＰＷＭ信号に基づくドライブ信
号によってスイッチング駆動される。この結果、交流入
力電流は交流入力電圧と同一波形となるように制御され
て、力率がほぼ１に近付くようにして力率改善が図られ
ることになる。また、この場合には、乗算器によって生
成される電流指令値は、整流平滑電圧の変動差分に応じ
て振幅が変化するように制御されるため、整流平滑電圧
の変動も抑制されることになる。

【００１４】この電源回路においては、前述したような
重負荷の条件に対応するために、平滑コンデンサＣｉ
₁ ，Ｃｉ₂ ，Ｃｉ₃ により得られる整流平滑電圧を動作
電源とする複数のスイッチングコンバータ部が並列に設
けられている。この図では、３つのスイッチングコンバ
ータ部２００Ａ、２００Ｂ、２００Ｃが設けられてお
り、それぞれ、所定レベルに安定化された二次側直流出
力電圧Ｅ_O1、Ｅ_O2、Ｅ_O3を出力可能とされている。

【００１５】例えば、スイッチングコンバータ部２００
Ａの構成としては、図のようにハーフブリッジ結合され
た２つのスイッチング素子Ｑ₁ 、Ｑ₂ が備えられ、平滑
コンデンサＣｉ₁ ，Ｃｉ₂ ，Ｃｉ₃ の正極端子と一次側
アース間に対してそれぞれのコレクタ、エミッタを介し
て接続されている。このスイッチング素子Ｑ₁ 、Ｑ₂ の
各コレクタ−ベース間には、それぞれ起動抵抗Ｒ_S 、Ｒ
_S が挿入され、抵抗Ｒ_B 、Ｒ_B によりスイッチング素子
Ｑ₁ 、Ｑ₂のベース電流（ドライブ電流）を調整する。
また、スイッチング素子Ｑ₁ 、Ｑ₂の各ベース−エミッ
タ間にはそれぞれダンパーダイオードＤ_D 、Ｄ_D が挿入
される。そして、共振用コンデンサＣ_B 、Ｃ_B は次に説
明するドライブトランスＰＲＴの駆動巻線Ｎ_B 、Ｎ_B と
共に、自励発振用の直列共振回路を形成している。

【００１６】ドライブトランスＰＲＴ (Power Regulati
ng Transformer）はスイッチング素子Ｑ₁ 、Ｑ₂ のスイ
ッチング周波数を可変制御するもので、この図の場合に
は駆動巻線Ｎ_B 、Ｎ_B 及び共振電流検出巻線Ｎ_D が巻回
され、更にこれらの各巻線に対して制御巻線Ｎ_C が直交
する方向に巻回された直交型の可飽和リアクトルとされ
ている。このドライブトランスＰＲＴのスイッチング素
子Ｑ₁ 側の駆動巻線Ｎ_B の一端は共振用コンデンサＣ_B
を介して抵抗Ｒ_B に、他端はスイッチング素子Ｑ₁ のエ
ミッタに接続される。また、スイッチング素子Ｑ₂ 側の
駆動巻線Ｎ_B の一端は一次側アースに接地されると共
に、他端は共振用コンデンサＣ_B と接続されてスイッチ
ング素子Ｑ₁ 側の駆動巻線Ｎ_B と逆の極性の電圧が出力
されるようになされている。

【００１７】絶縁コンバータトランスＰＩＴ (Power Is
olation Transformer)はスイッチング素子Ｑ₁ 、Ｑ₂ の
スイッチング出力を二次側に伝送する。この絶縁コンバ
ータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ₁ の一端は、直列共振
コンデンサＣ₁ 及び共振電流検出巻線Ｎ_D の直列接続を
介してスイッチング素子Ｑ₁ のエミッタとスイッチング
素子Ｑ₂ のコレクタの接点（スイッチング出力点）に接
続され、他端は一次側アースに接地されることで、スイ
ッチング出力が得られるようにされる。そして、上記直
列共振コンデンサＣ₁ 及び一次巻線Ｎ₁ を含む絶縁コン
バータトランスＰＩＴのインダクタンス成分により、ス
イッチング電源回路を電流共振形とするための直列共振
回路を形成している。なお、以降この直列共振回路につ
いては、特に一次側直列共振回路ともいうことにする。
このスイッチング電源回路の場合、絶縁コンバータトラ
ンスＰＩＴの二次側ではスイッチング動作によって一次
巻線Ｎ₁ に得られる交番電圧が、センタータップを二次
側アースに接地した二次巻線Ｎ₂ に対して励起され、整
流ダイオードＤ_3A、Ｄ_3B、及び平滑コンデンサＣ₃ から
なる両波整流回路により直流電圧に変換されて出力電圧
Ｅ₀₁が得られる。

【００１８】制御回路１は、例えば二次側の直流電圧出
力Ｅ_O1と基準電圧を比較してその誤差に応じた直流電流
をドライブトランスＰＲＴの制御巻線Ｎ_C に供給する誤
差増幅器である。

【００１９】上記構成のスイッチング電源のスイッチン
グ動作としては、先ず商用交流電源が投入されると、例
えば起動抵抗Ｒ_S 、Ｒ_S を介してスイッチング素子Ｑ
₁ 、Ｑ₂ のベースにベース電流が供給されることになる
が、例えばスイッチング素子Ｑ₁ が先にオンとなったと
すれば、スイッチング素子Ｑ₂ はオフとなるように制御
される。そしてスイッチング素子Ｑ₁ の出力として、共
振電流検出巻線Ｎ_D →一次巻線Ｎ₁ →直列共振コンデン
サＣ₁ に共振電流が流れるが、この共振電流が０となる
近傍でスイッチング素子Ｑ₂ がオン、スイッチング素子
Ｑ₁ がオフとなるように制御される。そして、スイッチ
ング素子Ｑ₂ を介して先とは逆方向の共振電流が流れ
る。以降、スイッチング素子Ｑ₁ 、Ｑ₂ が交互にオンと
なる自励式のスイッチング動作が開始される。このよう
に、平滑コンデンサ平滑コンデンサＣｉ₁ ，Ｃｉ₂ ，Ｃ
ｉ₃ の端子電圧を動作電源としてスイッチング素子Ｑ
₁ 、Ｑ₂ が交互に開閉を繰り返すことによって、絶縁コ
ンバータトランスＰＩＴの一次側巻線Ｎ₁ に共振電流波
形に近いドライブ電流を供給し、二次側の二次巻線Ｎ₂
に交番出力を得る。

【００２０】また、二次側の直流出力電圧Ｅ_O1が低下し
た時は制御回路１によって制御巻線Ｎ_C に流れる電流が
制御され、スイッチング周波数が低くなるよう（共振周
波数に近くなるように）に制御され、一次巻線Ｎ₁ に流
すドライブ電流が増加するように制御して、定電圧化を
図っている。なお、このような定電圧制御方式を以降は
スイッチング周波数制御方式ということにする。

【００２１】なお、スイッチングコンバータ部２００
Ｂ、及び２００Ｃについては、上述したスイッチングコ
ンバータ部２００Ａの構成と同様であることから、スイ
ッチングコンバータ部２００Ａと同一部分は同一符号を
付して説明を省略する。

【００２２】ここで、図１４及び図１５に上記図１３に
示したスイッチング電源回路交流入力電流Ｉ_ACの波形を
交流入力電圧Ｖ_ACと共に示す。例えば図１４は、図１３
の電源回路が交流入力電圧Ｖ_AC＝２３０Ｖ時に対応する
場合の負荷電力Ｐ_O ＝６００Ｗ時の動作波形を示してい
る。図１４（ａ）に示すように、ＡＣ２３０Ｖの交流入
力電圧が入力されている場合、交流入力電流Ｉ_ACは図１
４（ｂ）に示すように、交流入力電圧の波形と同様の正
弦波とされて、実際には０．９７程度の力率が得られ
る。なお、交流入力電流Ｉ_ACのレベルとしてはＩ_AC＝
４．２Ａｒｍｓが得られ、入力電力は６９４Ｗとされ
る。また、図１３の電源回路が交流入力電圧Ｖ_AC＝１０
０Ｖに対応する場合の負荷電力Ｐ_O ＝６００Ｗ時の動作
波形としては、例えば図１５（ａ）に示すようにＡＣ１
００Ｖの交流入力電圧が入力されているときには、交流
入力電流Ｉ_AC＝８．８Ａｒｍｓとなって、その波形は図
１５（ｂ）に示すように正弦波となり、実際には０．９
９程度の力率が得られるものとされる。なお、このとき
の入力電力は７０９Ｗとなる。

【００２３】また、図１６（ａ）（ｂ）の斜視図によ
り、図１３のスイッチング電源回路に用いられるフィル
タチョークコイルＬ_N 及びチョークコイルＣＨの構造例
を示す。フィルタチョークコイルＬ_N は、例えば図１６
（ａ）のように、アモルファスあるいは圧力粉鉄心など
の磁性体によるトロイダル型コアに対して、単線コイル
としての巻線Ｌを巻装して構成される。また、図１６
（ｂ）に示すチョークコイルＣＨは、同様にアモルファ
スや圧力粉鉄心などによるトロイダル型コアに、単線コ
イルによって巻線Ｌｉ（及び巻線Ｎ₅ ）を巻装して構成
される。なお、フィルタチョークコイルＬ_N とチョーク
コイルＣＨのサイズを比較した場合には、例えば、図１
６（ａ）（ｂ）から分かるように、フィルタチョークコ
イルＬ_N よりもチョークコイルＣＨのほうがコアのサイ
ズが大型化する。

【００２４】

【発明が解決しようとする課題】ところで、機器のサイ
ズやコスト等の観点によれば、スイッチング電源回路に
おいてもできるだけ部品点数を削減したり、小型や安価
な部品を使用する等して、小型／軽量化及び低コスト化
を図ることが好ましい。また、電力変換効率などの電気
的特性面においても向上が図られることが好ましい。

【００２５】例えば、図１３に示した電源回路の場合、
アクティブフィルタを構成する部品群や、フィルタチョ
ークコイルＬ_N 及びフィルタコンデンサＣ_N によって形
成されるノーマルモードのローパスフィルタは、負荷電
力が大きくなるのに対応して大型化し、特に、図１６に
示したフィルタチョークコイルＬ_N とチョークコイルＣ
Ｈは、電源投入時の突入電流による飽和や定格動作時の
漏洩磁束の低減を図るために大型化／重量化して、コス
ト的に高価なものとなる。また、図１３に示したアクテ
ィブフィルタでは、スイッチング素子Ｑ₂₁及び高速リカ
バリ型ダイオードダイオードＤ₂ がターンオン／オフ時
に高レベルの高調波電流を発生させるために、図のよう
にフィルタチョークコイルＬ_N 及びフィルタコンデンサ
Ｃ_N によるノーマルモードのローパスフィルタを２組結
合した、いわゆるπ型ノーマルモードフィルタを設ける
必要がある。また、図１３に示したような構成のアクテ
ィブフィルタを設けたことによる電力損失も比較的大き
いことが知られており、例えばスイッチング素子Ｑ₂₁、
ブリッジ整流回路Ｄ₁ 、高速リカバリ型ダイオードダイ
オードＤ₂ 等の半導体について大容量のものを選定する
必要があると共に、これらの部品における電力損失によ
る発熱低減のための放熱板を設けることも必要となる。

【００２６】

【課題を解決するための手段】そこで本発明は上記した
問題点を解決するため、商用電源を整流平滑化して得ら
れる整流平滑電圧を入力してスイッチング駆動され、二
次側直流出力電圧を出力する電流共振形のスイッチング
コンバータと、この電流共振形スイッチングコンバータ
のスイッチング出力を整流出力ラインに対して帰還する
ようにして力率改善を図るようにした力率改善回路とに
よって形成される複数の力率改善型コンバータ部を、商
用電源に対して並列に設けてスイッチング電源回路を構
成することとした。

【００２７】そして、上記力率改善回路は、整流電流の
経路に対して直列に設けられるフィルタチョークコイル
及び高速リカバリ型ダイオードと、フィルタチョークコ
イルと共にローパスフィルタを形成するフィルタコンデ
ンサとを備え、電流共振形スイッチングコンバータの一
次側直列共振回路の絶縁トランスの一次側巻線が直列共
振コンデンサを介して、フィルタチョークコイル及び高
速リカバリ型ダイオードの接続点に対して接続するよう
にして形成することとした。

【００２８】あるいは力率改善回路は、整流電流の経路
に対して直列に設けられるフィルタチョークコイル、高
速リカバリ型ダイオード及びチョークコイルの巻線と、
フィルタチョークコイルと共にローパスフィルタを形成
するフィルタコンデンサを備え、電流共振形スイッチン
グコンバータの一次側直列共振回路が、高速リカバリ型
ダイオードとチョークコイルの巻線との接続点に対して
接続されて形成されることとした。

【００２９】あるいは力率改善回路は、第１の巻線と第
２の巻線を磁気結合して形成される磁気結合トランスを
備えて、整流電流の経路に対してフィルタチョークコイ
ル、高速リカバリ型ダイオード及び第１の巻線を直列に
挿入し、第２の巻線は電流共振形スイッチングコンバー
タの一次側直列共振回路に対して直列に接続され、フィ
ルタチョークコイルと共にローパスフィルタを形成する
フィルタコンデンサを備えて形成されることとした。

【００３０】更には、力率改善回路において上記整流回
路を倍電圧整流回路として構成する、若しくは、交流入
力電圧の電圧値に応じてブリッジ整流回路と倍電圧整流
回路と自動切換えが可能な整流回路として形成し、この
ような整流回路の整流電流経路に対して、上述のように
電流共振形スイッチングコンバータの一次側直列共振回
路を介してスイッチング出力を帰還して力率改善を図る
構成を適用することとした。

【００３１】そして上記構成によれば、例えば商用交流
電源に対して複数のスイッチングコンバータが並列に設
けられて重負荷に対応するようにされたスイッチング電
源回路において、アクティブフィルタを用いるよりも簡
略な回路構成によって形成される力率改善回路によって
力率改善を図ることが可能とされる。この結果、アクテ
ィブフィルタのスイッチング素子などを始めとして電力
損失を生じやすい部品の点数も削減される。

【００３２】

【発明の実施の形態】図１は、本発明の一実施の形態と
してのスイッチング電源回路の構成を示す回路図とさ
れ、この場合には交流入力電圧ＡＣ１００Ｖ系あるいは
ＡＣ２００Ｖ系の単レンジで、負荷電力が２５０Ｗ〜６
００Ｗ程度の重負荷に対応するものとされるが、特にＡ
Ｃ２００Ｖ系に対応の電源回路に適用して好適なものと
される。なお、先に従来例として示した図１３の電源回
路と同一部分は同一符号を付して説明を省略する。

【００３３】この図に示す電源回路においては、商用交
流電源ＡＣに対してコモンモードチョークコイルＣＭＣ
とアクロスコンデンサＣ_L が設けられて、コモンモード
のノイズフィルタが形成されている。

【００３４】この場合、商用交流電源ＡＣに対して図の
ようにブリッジ整流回路Ｄ_1A、Ｄ_1B、Ｄ_1Cが並列に設け
られ、各ブリッジ整流回路Ｄ_1A、Ｄ_1B、Ｄ_1Cにより商用
交流電源ＡＣを全波整流するようにされている。そし
て、ブリッジ整流回路Ｄ_1Aの整流出力は、後述する力率
改善回路１０Ａを介して平滑コンデンサＣｉ₁ に充電さ
れる。そして、平滑コンデンサＣｉ₁ の両端電圧（整流
平滑電圧）を動作電源としてスイッチングコンバータ部
１００Ａが動作し、直流出力電圧Ｅ_O1が得られる。ま
た、ブリッジ整流回路Ｄ_1Bの整流出力は力率改善回路１
０Ｂを介して平滑コンデンサＣｉ₂ に充電され、この平
滑コンデンサＣｉ₂ の両端電圧によりスイッチングコン
バータ部１００Ｂが動作して、直流出力電圧Ｅ_O2を得る
ようにされる。同様にして、ブリッジ整流回路Ｄ_1Cの整
流出力は力率改善回路１０Ｃを介して平滑コンデンサＣ
ｉ₃ に充電され、平滑コンデンサＣｉ₃ の両端電圧を動
作電源としてスイッチングコンバータ部１００Ｃを動作
させ、これにより直流出力電圧Ｅ_O3が得られ、このよう
に図１に示す電源回路では、直流出力電圧Ｅ_O1、Ｅ_O2、
Ｅ_O3の３チャンネルの安定化された二次側直流電圧を得
ることができる。

【００３５】つまり、本実施の形態の電源回路において
は、複数設けられるスイッチングコンバータ部に対応し
てブリッジ整流回路、力率改善回路がそれぞれ設けら
れ、商用交流電源ＡＣに対して［ブリッジ整流回路−力
率改善回路−スイッチングコンバータ部］により形成さ
れる電源回路部が並列に接続されて構成されている。な
お、この図では上記［ブリッジ整流回路−力率改善回路
−スイッチングコンバータ部］からなる電源回路部は３
組とされているが、この図において並列に分岐される商
用電源ラインを矢印で延長して示していることから分か
るように、更に多くの電源回路部が設けられて構わな
い。あるいは２組とされてもよい。

【００３６】また、本実施の形態の電源回路において
は、スイッチングコンバータ部１００Ａ、１００Ｂ、１
００Ｃは電流共振型コンバータを用いるものとされる。
なお、この図に示すスイッチングコンバータ部１００
Ａ、１００Ｂ、１００Ｃは、図１３に示したスイッチン
グコンバータ部２００Ａ、２００Ｂ、２００Ｃと同様
に、それぞれスイッチング素子をハーフブリッジ結合し
た自励式による電流共振形コンバータとされ、定電圧制
御方式としてはコンバータドライブトランスＰＲＴによ
るスイッチング周波数制御方式を採るものとされている
ことから、図１３と同一符号を付して説明を省略する。
また、スイッチングコンバータ部１００Ｂ、１００Ｃに
ついては回路構成の具体的図示を省略して、ブロック化
して示している。例えば、本実施の形態に示されるスイ
ッチングコンバータ部１００Ａ、１００Ｂ、１００Ｃ
は、それぞれの直流出力電圧Ｅ_O1、Ｅ_O2、Ｅ_O3の負荷電
力が２００Ｗに対応できるように構成されており、従っ
て、２００Ｗ×３＝６００Ｗの総合負荷電力に対応可能
なスイッチング電源回路が構成される。

【００３７】次に、本実施の形態の電源回路に設けられ
る力率改善回路について説明する。例えば、スイッチン
グコンバータ部１００Ａに対応して、ブリッジ整流回路
Ｄ_1Aの整流出力ラインに設けられる力率改善回路１０Ａ
は、図のようにフィルタチョークコイルＬ_NA、フィルタ
コンデンサＣ_NA、高速リカバリ型ダイオードＤ₂ 、及び
共振用コンデンサＣ₂ を備えて形成されている。この場
合、フィルタチョークコイルＬ_NAと高速リカバリ型ダイ
オードＤ₂ は整流出力ラインに対して図のように直列に
接続して設けられる。また、フィルタコンデンサＣ_NAは
ブリッジ整流回路Ｄ_1Aの正極出力端子と平滑コンデンサ
Ｃｉ₁ の正極間に挿入されて、上記フィルタチョークコ
イルＬ_NAと共にノーマルモードローパスフィルタを形成
するようにされている。共振用コンデンサＣ₂ は図のよ
うに高速リカバリ型ダイオードＤ₂ に対して並列に挿入
され、この接続形態によってフィルタチョークコイルＬ
_NAと共振回路を形成するようにされている。そしてこの
場合には、電流共振形コンバータによるスイッチングコ
ンバータ部１００Ａの絶縁コンバータトランスＰＩＴの
一次巻線Ｎ₁ の端部が、直列共振コンデンサＣ₁ を介し
てフィルタチョークコイルＬ_NAと高速リカバリ型ダイオ
ードＤ₂ の接続点に対して接続されている。

【００３８】上述のような接続形態により形成される力
率改善回路１０では、スイッチングコンバータ部１００
ＡＳのスイッチング動作により、一次側直列共振回路を
形成する絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ₁
に得られるスイッチング出力が、直列共振コンデンサＣ
₁ の静電容量結合を介して、フィルタチョークコイルＬ
_NAと高速リカバリ型ダイオードＤ₂ の接続点に対して帰
還されることになる。このようにして帰還されたスイッ
チング出力により、フィルタチョークコイルＬ_NAを負荷
として整流出力ラインにスイッチング周期の交番電圧を
重畳するようにされ、これによって高速リカバリ型ダイ
オードＤ₂ は整流出力電流をスイッチング周期で断続す
るスイッチング動作を行うようにされる。

【００３９】従って、ブリッジ整流回路Ｄ_1Aで整流され
た全波整流電圧は、上記スイッチング電圧が重畳されて
平滑コンデンサＣｉ_A に充電が行われることになる。そ
して、このスイッチング電圧の重畳分によって、平滑コ
ンデンサＣｉ_A の端子電圧をスイッチング周期で引き下
げることになる。すると、ブリッジ整流回路Ｄ_1Aの整流
電圧レベルより平滑コンデンサＣｉ_A の端子電圧が低下
している期間に充電電流が流れるようになる。そして、
この場合には、商用交流電源ＡＣからブリッジ整流回路
Ｄ_1Aに入力される入力電流Ｉ₁ の平均波形が、商用交流
電源ＡＣの電圧波形に近付くようにされる。つまり入力
電流Ｉ₁ の導通角が拡大されることになる。

【００４０】また、スイッチングコンバータ部１００Ｂ
に対応して設けられる力率改善回路１０Ｂ、及びスイッ
チングコンバータ部１００Ｃに対応して設けられる力率
改善回路１０Ｃの構成は、上述した力率改善１０Ａと同
様とされることから力率改善１０Ａと同一符号を付して
説明を省略する。従って、その力率改善動作も上述の力
率改善１０Ａと同様にして行われることから、ブリッジ
整流回路Ｄ_1Bの入力電流Ｉ₂ 、及びブリッジ整流回路Ｄ
_1Cの入力電流Ｉ₃ の導通角も、ブリッジ整流回路Ｄ_1Aの
入力電流Ｉ₁ と同程度に拡大されることになる。

【００４１】例えば、図２は本実施の形態の電源回路に
おける交流入力電圧、入力電流、及びＫＹＤを示す波形
図とされるが、例えば、図２（ａ）に示すように交流入
力電圧Ｖ_ACが供給されているとすると、上述した入力電
流Ｉ₁ 、Ｉ₂ 、Ｉ₃ はそれぞれ図２（ｂ）（ｃ）（ｄ）
に示すように流れ、実際には力率改善回路１０Ａ、１０
Ｂ、１０Ｃの作用によって、その導通角が拡大されてい
る。図１の電源回路の場合、交流入力電流Ｉ_ACは入力電
流Ｉ₁ 、Ｉ₂ 、Ｉ₃ を合成して得られることから、交流
入力電流Ｉ_ACの波形は図２（ｅ）に示すように、実際に
は入力電流Ｉ₁ 、Ｉ₂ 、Ｉ₃ と同程度の導通角を有する
ことになる。このようにして、交流入力電流Ｉ_ACの波形
の導通角が拡大されるように制御される結果、力率改善
が図られることになる。なお、本実施の形態の電源回路
においては、実際には所定の交流入力電圧と負荷条件の
もとで、例えば０．８程度の力率を得て力率改善を図る
ものとするように所要の部品が選定され、例えば欧州地
域などにおける高調波歪規制に充分なマージンで対応す
ることができる。

【００４２】また、上述のような力率改善回路１０Ａ、
１０Ｂ、１０Ｃの構成に基づいて力率改善を行う電源回
路では、負荷が軽くなっていくに従ってスイッチングコ
ンバータ部（１００Ａ、１００Ｂ、１００Ｃ）側のスイ
ッチング周波数が高くなるように制御されることから、
絶縁コンバータトランスＰＩＴのドライブ電流が小さく
なるが、このドライブ電流によって全波整流出力ライン
に流れるスイッチング電流も小さいものになる。したが
って、軽負荷時には平均的な充電電流のレベルが小さく
なり、重負荷時には充電電流が大きくなるため、特に軽
負荷時に平滑コンデンサの端子電圧が異常に上昇する現
象を解消し、通常のＭＳ（マグネット−スイッチ）方式
による力率改善方式では困難だったレギュレーションの
改善を行うことができる。

【００４３】また、これらの力率改善回路１０Ａ、１０
Ｂ、１０Ｃではノーマルモードのローパスフィルタ（フ
ィルタチョークコイルＬ_NA及びフィルタコンデンサ
Ｃ_NA）を、ブリッジ整流回路Ｄ₁ の整流出力側に設ける
ようにしている。このような接続形態によれば、整流出
力ラインにフィルタチョークコイルＬ_N、高速リカバリ
型ダイオードＤ₂ が直列に接続されて挿入されているこ
とになるが、これら素子の各抵抗成分を合成して得られ
る値を、電源オン時の突入電流を所要のレベルにまで抑
制することのできるようなものに設定することで、通常
ＡＣラインに挿入すべき突入電流制限抵抗を省略するこ
とが可能となり、また、電力消費が上記各素子の抵抗成
分により分散されるため、発熱も抑えられる。

【００４４】そして、フィルタコンデンサＣ_NAの一端は
直接アースに接地せずに、図のように平滑コンデンサＣ
ｉ₁ の正極に接続されているが、これによりフィルタコ
ンデンサＣ_NAの両端にかかる電圧は、ノーマルモードの
ローパスフィルタがＡＣライン側に挿入されている場合
よりも低いものとすることができ、例えば、耐圧品を選
定する必要がなくなる。

【００４５】更に、各力率改善回路１０Ａ、１０Ｂ、１
０Ｃにおいて、フィルタチョークコイルＬ_N と接続され
ている共振用コンデンサＣ₂ からなる並列共振回路は、
負荷変動に対応して、その共振インピーダンスが変化す
るようにされており、このスイッチング電源の負荷が軽
くなった時に、整流平滑ラインに帰還されるスイッチン
グ電圧を抑圧するようにしており、軽負荷時の平滑コン
デンサの端子電圧の上昇を抑制することが可能とされて
いる。

【００４６】また、先に従来例として示した図１３の電
源回路に備えられたアクティブフィルタの構成では、例
えばスイッチング素子Ｑ₂₁には４５０Ｖ／２０Ａを選定
し、高速リカバリ型ダイオードＤ₂ は６００Ｖ／２０
Ａ、ブリッジ整流回路Ｄ₁ の４本の整流ダイオードには
それぞれ６００Ｖ／１０Ａを選定していた。これに対し
て、本実施の形態である図１の電源回路の力率改善１０
Ａ、１０Ｂ、１０Ｃにおいては、スイッチング素子Ｑ₂₁
は設けられず、また、高速リカバリ型ダイオードＤ₂ は
電流容量１０Ａのものを、各ブリッジ整流回路Ｄ_1A、Ｄ
_1B、Ｄ_1Cの４本の整流ダイオードには電流容量５Ａのも
のを選定すればよい。これにより本実施の形態では、例
えば図１３の回路で必要とされた、ブリッジ整流回路や
高速リカバリ型ダイオードＤ₂ 及びスイッチング素子Ｑ
₂₁などに対する放熱板は不要となる。

【００４７】また、図１３の電源回路では、図１６に示
したような大型のトロイダルコアのチョークコイルＣＨ
及びフィルタチョークコイルＬ_N が設けられていたが、
図１の回路ではチョークコイルＣＨが省略されると共
に、フィルタチョークコイルＬ_NAも小型なものが用いら
れる。図１２は、本実施の形態の電源回路に用いられる
フィルタチョークコイルＬ_NAの構造の一例を示す斜視図
とされ、この図に示すようにフェライト材などによるド
ラム型コアに単線を巻装した小型のリードインダクタと
して構成することができる。

【００４８】そして、図１の電源回路では、上述のよう
に選定した部品によって構成されることで、それだけ電
力損失も低減されて電力変換効率が向上される。例え
ば、具体的には図１３に示した電源回路の電力変換効率
η_AC→_DCは、交流入力電圧Ｖ_AC＝２３０Ｖ時には、η_AC
→_DC＝（アクティブフィルタの電力変換効率×スイッチ
ングコンバータ部の電力変換効率）＝９２％×９４％≒
８６．５％であり、アクティブフィルタを設けない力率
改善前の電源回路の構成での電力変換効率が９０％であ
るのに対して約３．５％低下していた。これに対して、
図１の電源回路では、実際の交流入力電流Ｉ_ACは４．８
Ａｒｍｓとされて実効電流は増加するものの、電力変換
効率は９１％とされて、力率改善前の電力変換効率９０
％よりも１％向上されることになり、また、図１３の電
源回路の入力電力が６９４Ｗであるのに対して、図１の
電源回路では６５９Ｗとなって、約３５Ｗの消費電力の
低減が図られるという結果が得られている。

【００４９】このようなことから、本実施の形態の電源
回路はスイッチングコンバータ部の数に対応してブリッ
ジ整流回路及び力率改善回路が設けられるものの、図１
３に示した電源回路と比較した場合には、より小型／軽
量化及び低コスト化を図ることが可能とされ、また、電
力変換効率等の特性面でも有利となる。

【００５０】図３は、本発明のスイッチング電源回路の
実施の形態の構成を示す回路図とされる。なお図１と
同一部分については同一符号を付して説明を省略する。
この図に示す電源回路の場合、商用交流電源ＡＣを整流
するブリッジ整流回路Ｄ₁ は１つで共通とされており、
このブリッジ整流回路Ｄ₁ の整流出力に対して図のよう
に力率改善回路１１Ａ、１１Ｂ、１１Ｃが並列に設けら
れ、これら力率改善回路１１Ａ、１１Ｂ、１１Ｃのそれ
ぞれの後段に対して、スイッチングコンバータ部１０１
Ａ、１０１Ｂ、１０１Ｃが設けられた構成とされてい
る。そして、スイッチングコンバータ部１０１Ａ、１０
１Ｂ、１０１Ｃのそれぞれから安定化された二次側直流
出力電圧Ｅ_O1、Ｅ_O2、Ｅ_O3が得られるようにされてい
る。つまり、この場合には［力率改善回路−スイッチン
グコンバータ部］により形成される電源回路部が、共通
のブリッジ整流回路Ｄ₁ に対して並列に接続された構成
を採るものとされている。このようにすれば、例えば図
１の電源回路のように、並列に設けられるスイッチング
コンバータ部の数に応じてブリッジ整流回路を複数設け
る必要がなくなることから、それだけ部品点数を削減す
ることが可能となる。ただし、この場合にはブリッジ整
流回路Ｄ₁ の電流容量が増加することから、例えば、実
際の電源回路基板面においてはブリッジ整流回路Ｄ₁ に
対して放熱板を設けるようにされる。

【００５１】また、図３に示す力率改善回路１１Ａの構
成は、ブリッジ整流回路Ｄ₁ と平滑コンデンサＣｉ₁ の
正極端子間の整流出力ラインに対して、フィルタチョー
クコイルＬ_NA、高速リカバリ型ダイオードＤ₂ 、及びチ
ョークコイルＣＨの巻線Ｌｉ_A が直列に接続されてい
る。そして、この場合のフィルタコンデンサＣ_NAは、フ
ィルタチョークコイルＬ_NAと高速リカバリ型ダイオード
Ｄ₂ の接続点と平滑コンデンサＣｉ₁ の正極端子間に挿
入されて、フィルタチョークコイルＬ_NAと共にノーマル
モードのローパスフィルタを形成するようにしている。
また、共振用コンデンサＣ₂ は、この場合にはチョーク
コイルＣＨの巻線Ｌｉ_A に対して並列に接続されて並列
共振回路を形成するようにしているが、作用的には図１
の場合と同様とされて、例えば負荷が軽くなったような
場合に平滑コンデンサＣｉ₁ の両端電圧が上昇するのを
抑制する動作が得られる。なお、この場合のチョークコ
イルＣＨは、ＥＩ−２３型程度のサイズのフェライト材
等によるＥＩ型コアに対してリッツ線を巻装した、小型
のチョークコイルとして構成される。

【００５２】そしてこの場合には、後段のスイッチング
コンバータ部１０１Ａの絶縁コンバータトランスＰＲＴ
の一次巻線Ｎ₁ は、直列共振コンデンサＣ₁ を介して、
力率改善１１Ａにおける高速リカバリ型ダイオードＤ₂
とチョークコイルＣＨの巻線Ｌｉ_A の接続点に対して接
続される。つまりこの場合には、スイッチングコンバー
タ部１０１Ａの一次側直列共振回路に供給されたスイッ
チング出力を、チョークコイルＣＨの磁気結合によって
整流出力ライン側に重畳するようにして帰還するように
する構成が採られている。このような構成の力率改善回
路では、チョークコイルＣＨの巻線Ｌｉ_A のインダクタ
ンスを負荷としてスイッチング電圧が重畳されて、この
重畳されたスイッチング電圧により高速リカバリ型ダイ
オードＤ₂ のスイッチングを促すように動作することに
なる。このようにしても、図１の電源回路の力率改善回
路と同様の作用によって交流入力電流の導通角を拡大す
るように動作することになる。

【００５３】スイッチングコンバータ部１０１Ａ、１０
１Ｂにそれぞれ対応して設けられる力率改善回路１１
Ｂ、１１Ｃは、上述の力率改善回路１１Ａと同様の構成
とされていることから、力率改善回路１１Ａと同一部分
は同一符号を付してその構成については説明を省略す
る。従って、力率改善回路１１Ｂ、１１Ｃでは、力率
改善回路１１Ａと同様にして同程度に交流入力電流の導
通角を拡大するように動作することになる。このよう
にして、力率改善回路１１Ａ、１１Ｂ、１１Ｃによって
商用交流電源ＡＣに流れる交流入力電流の導通角が拡大
される結果、この場合にも図２（ｅ）に示したような交
流入力電流Ｉ_ACが得られ、その波形が交流入力電圧に近
付いて力率改善が図られることになる。

【００５４】また、スイッチングコンバータ部１０１
Ａ、１０１Ｂ、１０１Ｃは、スイッチング素子Ｑ₁ 、Ｑ
₂ をハーフブリッジ結合した自励式の電流共振形コンバ
ータとされていることから、図１のスイッチングコンバ
ータ部１００Ａと同一部分は同一符号を付して説明を省
略する。また、スイッチングコンバータ部１０１Ｂ、１
０１Ｃは、スイッチングコンバータ部１０１Ａと同様の
構成とされていることから具体的回路構成の図示は省略
し、ブロック化して示している。

【００５５】本実施の形態のスイッチングコンバータ部
１０１Ａにおいては、コンバータドライブトランスＣＤ
Ｔは図１の場合のような制御巻線Ｎ_C が巻装されない構
成とされ、従ってスイッチング周波数は固定とされる。
そして、この場合には絶縁コンバータトランスＰＲＴに
おいて、一次巻線Ｎ₁ 及び二次巻線Ｎ₂ にその巻回方向
が直交するように制御巻線Ｎ_C が設けられた構成とされ
ている。この場合には、直流出力電圧Ｅ_O1の変動に応じ
て可変されたレベルの直流電流が、制御回路１より制御
巻線Ｎ_C に対して制御電流として供給されるが、これに
より、絶縁コンバータトランスＰＲＴではその漏洩磁束
が可変されて一次巻線Ｎ₁ のインダクタンスを変化させ
ることになる。このインダクタンス変化により、一次側
直列共振回路の共振周波数がスイッチング周波数に対し
て可変制御され、これにより二次側直流出力電圧Ｅ_O1の
定電圧化を図ることが可能となる。なお、以降はこのよ
うな定電圧制御について直列共振周波数制御方式という
ことにする。なお、スイッチングコンバータ部１０１
Ｂ、１０１Ｃにおいても同様にして、直列共振周波数制
御方式により、それぞれ二次側直流出力電圧Ｅ_O2、Ｅ_O3
の定電圧化が図られることになる。

【００５６】そして、このような構成の電源回路によっ
ても、例えば図１３の電源回路と比較した場合には、図
１の電源回路で説明したと同様に回路サイズの小型／軽
量化が図られ、電力変換効率も向上されることになる。

【００５７】図４は、本発明の更に他の実施の形態とし
てのスイッチング電源回路の構成を示す回路図であり、
上記図１及び図３の電源回路と同一部分は同一符号を付
して説明を省略している。先ず、本実施の形態の電源回
路に用いられるスイッチングコンバータ部について説明
する。本実施の形態では図のように２つのスイッチング
コンバータ部１０２Ａ、１０２Ｂが整流出力に対して並
列に設けられているが、実際には更に多くのスイッチン
グコンバータ部が備えられて構わないものとされる。ま
た、スイッチングコンバータ部１０２Ａ及びスイッチン
グコンバータ部１０２Ｂは、後述するように同形式の他
励式電流共振形コンバータの構成とされていることから
同一部分には同一符号を付して説明を省略する。

【００５８】この図に示すスイッチングコンバータ部１
０２Ａは、スイッチング素子Ｑ₁₁、Ｑ₁₂に例えばＭＯＳ
−ＦＥＴを用いた、ハーフブリッジ接続による他励式の
電流共振形コンバータとされる。この場合には、制御回
路１が直流出力電圧Ｅ_O1に基づいて発振ドライブ回路２
を制御し、発振ドライブ回路２からスイッチング素子Ｑ
₁₁、Ｑ₁₂の各ゲートに供給するスイッチング駆動電圧を
変化させる（例えば駆動電圧のパルス幅可変制御を行
う）ことで、定電圧制御を行うようにされる。なお、各
スイッチング素子Ｑ₁₁、Ｑ₁₂のドレイン−ソース間に対
して図に示す方向に接続されるＤ_D 、Ｄ_D は、スイッチ
ング素子Ｑ₁₁、Ｑ₁₂のオフ時に帰還される電流の経路を
形成するダンパーダイオードとされる。また、起動回路
３は電源始動時に整流平滑ラインに得られる電圧あるい
は電流を検出して、発振ドライブ回路２を起動させるた
めに設けられており、この起動回路３には、絶縁コンバ
ータトランスＰＩＴに設けられた三次巻線Ｎ₃ と整流ダ
イオードＤ₄ 及び平滑コンデンサＣ₄ により生成される
低圧直流電圧が供給される。

【００５９】また、スイッチングコンバータ部１０２Ｂ
は、上述のスイッチングコンバータ部１０２Ａと同様の
ハーフブリッジ接続による他励式の電流共振形コンバー
タの構成とされて、定電圧化された直流出力電圧Ｅ_O2を
出力する。なお、スイッチングコンバータ部１０２Ｂの
起動回路３では、上記スイッチングコンバータ部１０２
Ａの絶縁コンバータトランスＰＩＴの三次巻線Ｎ₃ 、整
流ダイオードＤ₄ 及び平滑コンデンサＣ₄ により得られ
る低圧直流電圧を起動用電源として入力するようにして
いる。この実施の形態で用いられるような、電界効果型
のスイッチング素子は電圧駆動であり自励発振が困難に
なるため、この図のように発振ドライブ回路２と起動回
路３を設けることが好ましい。

【００６０】この図４に示す電源回路の場合、ブリッジ
整流回路Ｄ₁ の整流出力ラインに対して、図のようにフ
ィルタチョークコイルＬ_N 及びフィルタコンデンサＣ_N
により形成されるノーマルモードローパスフィルタＬＰ
Ｆが設けられる。そして、このノーマルモードローパス
フィルタＬＰＦの後段において、力率改善回路１２Ａは
スイッチングコンバータ部１０２Ａに対応して設けら
れ、力率改善回路１２Ｂはスイッチングコンバータ部１
０２Ｂに対応して設けられる。例えば、先に実施の形態
として示した図１及び図３の電源回路においては、各力
率改善回路内にフィルタチョークコイルＬ_NAとフィルタ
コンデンサＣ_NAよりなるノーマルモードローパスフィル
タを設けていたのに対してが、本実施の形態ではブリッ
ジ整流回路Ｄ₁ −ノーマルモードローパスフィルタＬＰ
Ｆの回路部分が、後段の力率改善回路とスイッチングコ
ンバータ部からなる電源回路部の並列接続に対して、共
通に設けられる。

【００６１】次に、本実施の形態の力率改善回路につい
て説明する。この図では２つの力率改善回路１２Ａ、１
２Ｂが示されているが、両者は同一の構成とされている
ことから、同一部分には同一符号を付して説明を省略す
る。例えば、スイッチングコンバータ部１０２Ａに対応
して設けられる力率改善回路１２Ａは、図のように高速
リカバリ型ダイオードＤ₂ 、磁気結合トランスＭＣＴ及
び共振用コンデンサＣ₂ を備えて構成される。磁気結合
トランスＭＣＴは、一次巻線Ｌ_P 及び二次巻線Ｌｉ_A を
互いに磁気的に密結合するようにして巻装して構成され
る。この力率改善回路１２Ａでは、ブリッジ整流回路Ｄ
₁ からスイッチングコンバータ部１０２Ａ側の平滑コン
デンサＣｉ₁ への整流出力ラインに対して、ノーマルモ
ードローパスフィルタＬＰＦのフィルタチョークコイル
Ｌ_NAを介して、高速リカバリ型ダイオードＤ₂ 及び磁気
結合トランスＭＣＴの二次巻線Ｌｉ_A が直列に挿入され
る。この場合の共振用コンデンサＣ₂ は、磁気結合トラ
ンスＭＣＴの二次巻線Ｌｉ_A に対して並列に接続されて
並列共振回路を形成している。そして、磁気結合トラン
スＭＣＴの一次巻線Ｌ_P は、スイッチングコンバータ部
１０２Ａの一次側直列共振回路に対して直列に接続する
ように設けられる。つまり、この場合には磁気結合トラ
ンスＭＣＴの一次巻線Ｌ_P の一端は、絶縁コンバータト
ランスＰＩＴの一次巻線Ｎ₁ に対して接続され、他端は
直列共振コンデンサＣ₁ を介して一次側アースに接地さ
れる。

【００６２】このような力率改善１２Ａの構成では、ス
イッチングコンバータ部１０２Ａの一次側直列共振回路
に得られたスイッチング電流は磁気結合トランスＭＣＴ
の一次巻線Ｌ_P を流れることになる。これにより、磁気
結合トランスＭＣＴでは一次巻線Ｌ_P から二次巻線Ｌｉ
_A にスイッチング周期の交番電圧が励起されて、平滑コ
ンデンサＣｉ₁ への充電経路に対してスイッチング電圧
が重畳するようにされることになる。つまり本実施の形
態では、磁気結合トランスＭＣＴの磁気結合によってス
イッチング出力を整流出力ラインに帰還するように構成
されている。このようにして帰還されたスイッチング電
圧よって、高速リカバリ型ダイオードＤ₂ がスイッチン
グ周期で断続するように動作することになる結果、これ
までの説明と同様の作用によって交流入力電流の導通角
を拡大させることになる。

【００６３】また、スイッチングコンバータ部１０２Ｂ
に対応する力率改善回路１２Ｂにおいても、力率改善回
路１２Ａと同様の動作により、この場合には、平滑コン
デンサＣｉ₂ への充電経路に対してスイッチング電圧が
重畳されることによって交流入力電流の導通角を拡大さ
せるように作用する。このように力率改善回路１２Ａ、
１２Ｂにより交流入力電流の導通角が広げられる結果、
例えば図２（ｅ）に示すような交流入力電流Ｉ_ACが得ら
れて、力率改善を図ることが可能とされる。なお、上記
力率改善回路１２Ａ、及び１２Ｂの動作によって、整流
出力ラインから商用交流電源ＡＣ側に流入しようとする
スイッチング周期の高調波電流は、ノーマルモードロー
パスフィルタＬＰＦにより阻止される。

【００６４】これまでの上記各実施の形態は、例えば負
荷電力２５０Ｗ〜６００Ｗ程度の範囲の重負荷、及び交
流入力電圧ＡＣ１００Ｖ系あるいはＡＣ２００Ｖ系の単
レンジに対応するものとして、特にＡＣ２００Ｖ系に対
応する電源回路に好適な電源回路の構成を示すものとさ
れていたが、次に、本発明のスイッチング電源回路とし
て、交流入力電圧ＡＣ１００Ｖ系の単レンジに対応する
電源回路として好適とされる実施の形態について説明す
る。

【００６５】図５は、上記のようなスイッチング電源回
路の一実施の形態を示す回路図とされる。なお、これま
で実施の形態として示した図１、図３及び図４の電源回
路と同一部分は同一符号を付して説明を省略する。この
図に示す電源回路においては、商用交流電源ＡＣに対し
て並列に倍電圧整流／力率改善回路１３Ａ、１３Ｂ、１
３Ｃが設けられる。各倍電圧整流／力率改善回路１３
Ａ、１３Ｂ、１３Ｃは、それぞれに対応して設けられる
平滑コンデンサＣｉ_A1−Ｃｉ_B1、Ｃｉ_A2−Ｃｉ_B2、Ｃｉ
_A3−Ｃｉ_B3の各直列接続と共に倍電圧整流回路を形成す
るようにされている。そして、スイッチングコンバータ
部１０３Ａ、１０３Ｂ、１０３Ｃは、それぞれ平滑コン
デンサＣｉ_A1−Ｃｉ_B1、Ｃｉ_A2−Ｃｉ_B2、Ｃｉ_A3−Ｃｉ
_B3の各直列接続により得られる整流平滑電圧を動作電源
として駆動され、スイッチングコンバータ部１０３Ａ、
１０３Ｂ、１０３Ｃからそれぞれ安定化された二次側直
流出力電圧Ｅ_O1、Ｅ_O2、Ｅ_O3が得られるようにされる。
つまり、本実施の形態では商用交流電源ＡＣに対して
［倍電圧整流／力率改善回路−スイッチングコンバータ
部］からなる電源回路部が並列に設けられる構成とされ
る。

【００６６】なお、この図に示すスイッチングコンバー
タ部１０３Ａ、１０３Ｂ、１０３Ｃは、先に図１に示し
たスイッチングコンバータ部と同様の回路構成とされて
いることから、回路内部については同一符号を付してス
イッチング動作及び定電圧制御等については説明を省略
する。

【００６７】そして、倍電圧整流／力率改善回路１３
Ａ、１３Ｂ、１３Ｃの動作は次のようになる。例えば倍
電圧整流／力率改善回路１３Ａにおいては、先ず商用交
流電源ＡＣの正極ラインに対して直列に挿入されるフィ
ルタチョークコイルＬ_NAと、商用交流電源ＡＣに並列に
設けられるフィルタコンデンサＣ_NAによりノーマルモー
ドローパスフィルタを形成している。また、整流ダイオ
ードＤ₁₁は、上記フィルタチョークコイルＬ_NAと平滑コ
ンデンサＣｉ_A1の正極端子間において、カソードが平滑
コンデンサＣｉ_A1の正極端子と接続されるように直列に
挿入される。整流ダイオードＤ₁₂は、整流ダイオードＤ
₁₁のアノードに対してカソードが接続され、一次側アー
スに対してアノードが接続されるように設けられる。な
お、この場合の整流ダイオードＤ₁₁、Ｄ₁₂は、後述する
ように整流電流経路に対してスイッチングコンバータ部
のスイッチング周期の高周波電流が流れることに対応し
て高速リカバリ型が用いられる。そして、この場合には
スイッチングコンバータ部１０３Ａの絶縁コンバータト
ランスＰＩＴの一次巻線Ｎ₁ が直列共振コンデンサＣ₁
を介して整流ダイオードＤ₁₁と整流ダイオードＤ₁₂の接
続点に対して接続されており、これによって、一次側直
列共振回路に得られるスイッチング出力を直列共振コン
デンサＣ₁ の静電容量結合を介して倍電圧整流電流が流
れる経路に帰還するようにしている。また、この場合に
は２つの共振用コンデンサＣ₂ が設けられて、それぞれ
整流ダイオードＤ₁₁と整流ダイオードＤ₁₂に対して並列
に接続される。

【００６８】上記のような構成の倍電圧整流／力率改善
回路１３Ａに対して、平滑コンデンサＣｉ_A1及びＣｉ_B1
は、整流ダイオードＤ₁₁のカソードと一次側アース間に
対して直列に接続されると共に、平滑コンデンサＣｉ_A1
及びＣｉ_B1の接続点は、商用交流電源ＡＣの負極側のラ
インに対して接続されている。

【００６９】このような構成では、例えば交流入力電圧
Ｖ_ACが正の期間では、商用交流電源ＡＣが整流ダイオー
ドＤ₁₁により整流されて平滑コンデンサＣｉ_A1に充電さ
れる電流経路が形成される。一方、交流入力電圧Ｖ_ACが
負の期間には商用交流電源ＡＣが整流ダイオードＤ₁₁に
より整流されて平滑コンデンサＣｉ_B1に充電される経路
が形成されることになる。この結果、直列接続された平
滑コンデンサＣｉ_A1−Ｃｉ_B1の両端には、交流入力電圧
Ｖ_ACの略２倍に対応する整流平滑電圧が得られることに
なり、このようにして本実施の形態の電源回路回路では
倍電圧整流を行うようにされている。

【００７０】また、倍電圧整流／力率改善回路１３Ａに
おいては、前述のように整流ダイオードＤ₁₁と整流ダイ
オードＤ₁₂の接続点に対して、後段のスイッチングコン
バータ部１０３Ａの一次側直列共振回路が接続されて、
その直列共振コンデンサＣ₁の静電容量結合によってス
イッチング出力が帰還される。この場合、帰還されたス
イッチング出力は、フィルタチョークＬ_NAのインダクタ
ンスを介する整流出力に対して、スイッチング周期の交
番電圧として重畳され、これによって、整流ダイオード
Ｄ₁₁と整流ダイオードＤ₁₂ではスイッチング周期で整流
電流を断続するように動作する。これによって、例えば
図１における力率改善回路１０Ａと同様にして、整流入
力電流Ｉ₁ の導通角を拡大するように作用することにな
る。

【００７１】倍電圧整流／力率改善回路１３Ｂ及び１３
Ｃは、上記倍電圧整流／力率改善回路１３Ａと同様の構
成とされることから同一符号を付している。従って、倍
電圧整流／力率改善回路１３Ｂ及び１３Ｃにおいても倍
電圧整流／力率改善回路１３Ａと同様にして、商用交流
電源に対して倍電圧整流を行うようにされると共に、そ
れぞれ、倍電圧整流／力率改善回路１３Ｂは整流入力電
流Ｉ₂ について導通角を拡大し、倍電圧整流／力率改善
回路１３Ｃは整流入力電流Ｉ₃ について導通角を拡大す
るように作用することになる。

【００７２】図６は、図５の電源回路における商用電源
周期での整流入力電流Ｉ₁ 、Ｉ₂ 、Ｉ₃ 及び交流入力電
流Ｉ_ACを示す波形図である。例えば、図６（ａ）に示す
ようにＡＣ１００Ｖの交流入力電圧Ｖ_ACが供給されてい
るとすると、上述した倍電圧整流／力率改善回路１３
Ａ、１３Ｂ、１３Ｃにそれぞれ流れる整流入力電流Ｉ
₁ 、Ｉ₂ 、Ｉ₃ は、それぞれ図６（ｂ）（ｃ）（ｄ）に
示すように導通角が拡大される波形が得られる。そし
て、整流入力電流Ｉ₁ 、Ｉ₂ 、Ｉ₃ を合成して得られる
交流入力電流Ｉ_ACは、図のように整流入力電流Ｉ₁ 、Ｉ
₂ 、Ｉ₃ と同程度に導通角が拡大された波形として得ら
れ、本実施の形態においては実際には所定の交流入力電
圧と負荷条件のもとで０．８程度に力率改善が図られる
ように設定される。

【００７３】本実施の形態である図５の電源回路の場
合、例えば、整流ダイオードＤ₁₁と整流ダイオードＤ₁₂
については、それぞれ電流容量１０Ａのものを選定し、
放熱板は不要とされる。また、倍電圧整流回路を形成す
る整流平滑コンデンサは、それぞれ４７０μＦ／２００
Ｖを採用することが可能とされる。更に、フィルタチョ
ークコイルＬ_NAに関しては、先に図１２で説明したと同
様の小型のリードインダクの構造でよいものとされ、フ
ィルタコンデンサＣ_NAについても小容量品を用いること
ができ、何れも安価で小型軽量な部品を選定することが
可能となる。

【００７４】また、図５の電源回路では、交流入力電流
Ｉ_ACは例えば負荷電力６００Ｗ時には１０．１Ａｒｍｓ
とされて実効電流は増加するが、電力変換効率は９２％
が得られ、力率改善前の電力変換効率９０％よりも２％
向上されることになる。また、従来例である図１３の電
源回路では、交流入力電圧ＡＣ１００Ｖ時での電力変換
効率は約８４．６％（交流入力電流Ｉ_AC＝８．８Ａｒｍ
ｓ）とされていたのに比較しても電力損失が著しく低減
されている。また、交流入力電圧ＡＣ１００Ｖ時におい
て、図１３の電源回路では入力電力が６９４Ｗであるの
に対して、図５の電源回路では６５２Ｗとなって、約５
７Ｗの消費電力の低減が図られるという結果が得られて
いる。

【００７５】このようなことから、本実施の形態の電源
回路においても、図１３に示した電源回路と比較した場
合には、より小型／軽量化及び低コスト化の促進が可能
とされ、また、電力変換効率等の特性面でも向上が図ら
れることになる。

【００７６】図７は、本発明の更に他の実施の形態のス
イッチング電源回路の構成を示す回路図とされる。な
お、この電源回路も例えば図５の実施の形態に示した電
源回路と同様にして、交流入力電圧ＡＣ１００Ｖ系の単
レンジに対応する電源回路に適用して好適とされ、後述
のように倍電圧整流／力率改善回路１４Ａ、１４Ｂ、１
４Ｃを備えて力率改善を図るように構成されることか
ら、図５と同一部分は同一符号を付して説明を省略す
る。また、この図７のスイッチングコンバータ部１０４
Ａ、１０４Ｂ、１０４Ｃは、先に実施の形態として図３
に示したスイッチングコンバータ部と同様の構成とされ
ていることから、同一部分には同一符号を付して、スイ
ッチング動作及び定電圧制御等については説明を省略す
る。

【００７７】この図に示す電源回路においては、商用交
流電源ＡＣに対してフィルタチョークコイルＬ_N 及びフ
ィルタコンデンサＣ_N により形成されるノーマルモード
のローパスフィルタＬＰＦが設けられ、後述する［倍電
圧整流／力率改善回路−スイッチングコンバータ部］か
らなる回路部の並列接続に対して共通に作用するように
される。従って、この場合には、商用交流電源ＡＣに並
列に設けられる［倍電圧整流／力率改善回路−スイッチ
ングコンバータ部］に対応する組数分に関わらずノーマ
ルモードローパスフィルタを１組で済ませることが可能
となる。

【００７８】本実施の形態の電源回路に設けられる倍電
圧整流／力率改善回路１４Ａ、１４Ｂ、及び１４Ｃは共
に同様の構成であることから同一符号を付している。例
えば、倍電圧整流／力率改善回路１４Ａにおいては、図
５の電源回路に備えられた倍電圧整流／力率改善回路１
３Ａと同様の接続形態により倍電圧整流用の２本の整流
ダイオードＤ₁₁、Ｄ₁₂が設けられる。各整流ダイオード
Ｄ₁₁、Ｄ₁₂に対しては、共振用コンデンサＣ₂ 、Ｃ₂ が
並列に接続される。また、この場合にはチョークコイル
ＣＨの巻線Ｌｉが、フィルタチョークコイルＬ_N と整流
ダイオードＤ₁₁、Ｄ₁₂の接続点との間に対して直列に挿
入され、この場合も、倍電圧整流／力率改善回路１４Ａ
の後段に接続されるスイッチングコンバータ部１０４Ａ
の一次側直列共振回路は、整流ダイオードＤ₁₁、Ｄ₁₂の
接続点に対して接続されている。なお、本実施の形態に
用いられるチョークコイルＣＨは、例えばフェライト材
等によるＥＩ−２８程度のサイズのコアに対してリッツ
線等を巻装して構成される。

【００７９】このような構成の倍電圧整流／力率改善回
路１４Ａでは、例えば図３の電源回路における力率改善
と同様に、チョークコイルＣＨの磁気結合によってスイ
ッチングコンバータ部１０４Ａの一次側直列共振回路に
得られたスイッチング出力を帰還する方式を採るものと
されている。従って、この場合にもチョークコイルＣＨ
の巻線Ｌｉのインダクタンスを流れる整流出力に対して
重畳されるスイッチング周期の交番電圧によって、高速
リカバリ型の整流ダイオードＤ₁₁、Ｄ₁₂が整流電流をス
イッチング周期で断続する動作が得られ、これまで説明
してきた電源回路と同様の作用によって交流入力電流の
導通角を拡大して力率改善を図るようにされる。

【００８０】また、［倍電圧整流／力率改善回路１４Ｂ
−スイッチングコンバータ部１０４Ｂ］及び［倍電圧整
流／力率改善回路１４Ｃ−−スイッチングコンバータ部
１０４Ｃ］からなる電源回路部についても、上述の［倍
電圧整流／力率改善回路１４Ａ−スイッチングコンバー
タ部１０４Ａ］による電源回路部と同様の動作が得ら
れ、これにより交流入力電流の導通角を拡大して力率改
善が図られるようにされている。

【００８１】図８は、本発明の更に他の実施の形態とし
てのスイッチング電源回路の構成を示す回路図とされ、
この場合にも交流入力電圧ＡＣ１００Ｖ系の単レンジ及
び重負荷時に対応する電源回路として好適とされて、倍
電圧整流回路を備えた構成とされており、また、１組の
ノーマルモードローパスフィルタＬＰＦが、後段の倍電
圧整流／力率改善回路の並列接続に対して共通に作用す
る構成とされていることから、図５及び図７の電源回路
と同一部分については同一符号を付して説明を省略す
る。

【００８２】また、この電源回路の場合、商用交流電源
ＡＣに対して並列に設けられる２組のスイッチングコン
バータ部１０５Ａ、及び１０５Ｂは、ハーフブリッジ式
による他励式電流共振形コンバータの構成とされてい
る。また、この図８に示す電源回路の倍電圧整流／力率
改善回路１５Ａ及び１５Ｂは、倍電圧整流回路に対して
磁気結合トランスＭＣＴによって力率改善を図る構成を
適用したものとされていることから、先に実施の形態と
して示した図３の電源回路のスイッチングコンバータ部
と同一部分は同一符号を付して説明を省略する。

【００８３】例えば、倍電圧整流／力率改善回路１５Ａ
においては磁気結合トランスＭＣＴが備えられており、
この場合磁気結合トランスＭＣＴの二次巻線Ｌｉは、そ
の一端が高速リカバリ型の整流ダイオードＤ₁₁、Ｄ₁₂の
接続点に接続され、他端がノーマルモードローパスフィ
ルタＬＰＦのフィルタチョークコイルＬ_N の端部と接続
されるようにして、商用交流電源ＡＣの正極ラインに接
続されている。また、共振用コンデンサＣ₂ は磁気結合
トランスＭＣＴの二次巻線Ｌｉに対して並列に設けら
れ、磁気結合トランスＭＣＴの一次巻線Ｌ_P は、スイッ
チングコンバータ部１０５Ａの一次側直列共振回路に対
して直列に挿入されている。

【００８４】このような構成によれば、倍電圧整流／力
率改善回路１５Ａにおいては磁気結合トランスＭＣＴの
磁気結合を介して、倍電圧整流電流の経路に対してスイ
ッチング出力が重畳されることになり、図３により説明
したと同様の作用によって、商用交流電源ＡＣから倍電
圧整流／力率改善回路１５Ａに流入する入力電流の導通
角を拡大するように動作する。そして、スイッチングコ
ンバータ部１０５Ｂに対応して設けられている倍電圧整
流／力率改善回路１５Ｂにおいても同様にして、平滑コ
ンデンサＣｉ_A2，Ｃｉ_B2と共に倍電圧整流を行うと共
に、帰還されたスイッチング出力に基づいて入力電流の
導通角を拡大するように動作して、商用交流電源ＡＣに
流れる交流入力電流波形が交流入力電圧波形に近付いて
力率改善が図られることになる。

【００８５】ところで、これまで説明してきた上記各実
施の形態は、交流入力電圧ＡＣ１００Ｖ系、あるいは２
００Ｖ系の単レンジ及び重負荷に対応する電源回路に適
用して好適とされるスイッチング電源回路の構成につい
て説明してきたが、図９の回路図に、交流入力電圧ＡＣ
１００Ｖ系と２００Ｖ系を共用可能ないわゆるワイドレ
ンジ対応で、負荷電力２５０Ｗ〜６００Ｗ程度の重負荷
に対応可能なスイッチング電源回路の一実施の形態を示
す。なお、先に実施の形態として示した図１及び図５の
スイッチング電源回路と同一部分については同一符号を
付して説明を省略する。

【００８６】この電源回路では商用交流電源ＡＣに対し
て、スイッチングコンバータ部１０６Ａ、１０６Ｂ、１
０６Ｃが並列に設けられ、この前段に対してそれぞれ、
力率改善整流回路１６Ａ、１６Ｂ、１６Ｃが接続して設
けられる。つまり、この場合には［力率改善整流回路−
スイッチングコンバータ部］からなる複数の電源回路部
が商用交流電源ＡＣに対して並列に設けられて重負荷に
対応するように構成される。なお、スイッチングコンバ
ータ部１０６Ａ、１０６Ｂ、１０６Ｃは、それぞれ平滑
コンデンサ［Ｃｉ_A1−Ｃｉ_B1］，［Ｃｉ_A2−Ｃｉ_B2］，
［Ｃｉ_A3−Ｃｉ_B3］の両端電圧を動作電源として駆動さ
れる。また、スイッチングコンバータ部１０６Ａ、１０
６Ｂ、１０６Ｃは、先に図１及び図５に示したスイッチ
ングコンバータ部と同様の構成であるため、同一符号を
付して説明を省略する。また、この電源回路では破線に
示すようにフィルタコンデンサＣ_N が商用交流電源ＡＣ
に並列に設けられており、後述する力率改善整流回路１
６Ａ、１６Ｂ、１６Ｃにおける正極側の整流入力ライン
に挿入されたフィルタチョークコイルＬ_NA、Ｌ_NA、Ｌ_NA
と共に、ノーマルモードローパスフィルタを形成するよ
うにされる。つまり、この場合には力率改善整流回路１
６Ａ、１６Ｂ、１６Ｃの並列接続に対してフィルタコン
デンサＣ_N が共通に設けられる構成とされる。

【００８７】この場合、力率改善整流回路１６Ａ、１６
Ｂ、１６Ｃはそれぞれ同様の構成であることから同一符
号を付している。そして、力率改善整流回路１６Ａにお
いては、先ず、前述のようにフィルタチョークコイルＬ
_NAが、力率改善整流回路１６Ａの整流回路に対する正極
の整流入力ラインに直列に挿入されて、フィルタコンデ
ンサＣ_N とによってノーマルモードローパスフィルタを
形成する。また、この場合にはブリッジ整流回路Ｄ_1Aが
設けられて、図のように商用交流電源ＡＣに対して設け
られる。このブリッジ整流回路Ｄ_1Aは後述するようにス
イッチング周期で整流電流を断続するのに対応して、図
のように高速リカバリ型の整流ダイオードＤ_F1、Ｄ_F2、
Ｄ_F3、Ｄ_F4が用いられている。この場合、２つの共振コ
ンデンサＣ₂ が設けられ、それぞれブリッジ整流回路Ｄ
_1Aの整流ダイオードＤ_F1、Ｄ_F2に対して並列に設けられ
る。

【００８８】また、力率改善整流回路１６Ａでは、ブリ
ッジ整流回路Ｄ_1Aの正極出力端子（整流ダイオード
Ｄ_F2、Ｄ_F4の接続点）が平滑コンデンサＣｉ_A1の正極端
子に接続される。また、負極入力端子（整流ダイオード
Ｄ_F3、Ｄ_F4の接続点）が、電磁リレーＲＬのスイッチ部
Ｓ₁ を介して平滑コンデンサＣｉ_B1の接続点に対して接
続されている。この場合、一次側直列共振回路はブリッ
ジ整流回路Ｄ_1Aの正極入力端子（整流ダイオードＤ_F1、
Ｄ_F2の接続点）に対して接続されて、後述のようにスイ
ッチング出力を整流電流の経路に供給するようにしてい
る。

【００８９】そして、力率改善整流回路１６Ｂも上述と
同様にして、平滑コンデンサＣｉ_A2−Ｃｉ_B2側と電磁リ
レーＲＬのスイッチ部Ｓ₂ を介するようにして接続さ
れ、力率改善整流回路１６Ｃは平滑コンデンサＣｉ_A3−
Ｃｉ_B3側と電磁リレーＲＬのスイッチ部Ｓ₃ を介するよ
うにして接続される。また、スイッチングコンバータ部
１０６Ｂ、１０６Ｃの各一次側直列共振回路は、上述と
同様の接続形態によって、力率改善整流回路１６Ｂ、１
６Ｃのそれぞれのブリッジ整流回路Ｄ_1Aの正極入力端子
に対して接続される。

【００９０】この図の電源回路に示す電磁リレーＲＬ
は、図のように１つのリレー駆動回路ＲＬ_D に対して、
スイッチ部Ｓ₁ 、Ｓ₂ 、Ｓ₃ が連動して切換わるように
構成されたタイプのものが用いられる。例えば、上記リ
レー駆動回路ＲＬ_D は、ここでは図示しないスタンバイ
用のスタンバイ電源回路部などに対して接続されて、例
えば交流入力電圧ＡＣ１５０以上と１５０Ｖ以下とで、
リレー駆動回路ＲＬ_D に対する電流の導通と非導通が切
換わるようにされている。そしてこのリレー駆動回路Ｒ
Ｌ_D の励磁作用によって、交流入力電圧ＡＣ１５０以上
の場合にはスイッチ部Ｓ₁ 、Ｓ₂ 、Ｓ₃ がオフとなるよ
うに制御され、交流入力電圧ＡＣ１５０以下の場合には
スイッチ部Ｓ₁ 、Ｓ₂ 、Ｓ₃ はオンとなるように制御さ
れる。

【００９１】このような電磁リレーＲＬを備えた、本実
施の形態の電源回路の整流動作を、力率改善整流回路１
６Ａを例に説明する。例えば、交流入力電圧がＡＣ１５
０以下、即ちＡＣ１００Ｖ系の交流入力電圧が商用交流
電源ＡＣに対して入力されている場合には、上述した電
磁リレーＲＬの動作によってスイッチ部Ｓ₁ がオン状態
に制御される。これによって、平滑コンデンサＣｉ_A1、
Ｃｉ_B1の接続点は商用交流電源ＡＣの負極ラインと接続
される。この場合、商用交流電源ＡＣが正の期間には整
流ダイオードＤ_F2を介して平滑コンデンサＣｉ_A1に充電
し、商用交流電源ＡＣが負の期間には整流ダイオードＤ
_F1を介して平滑コンデンサＣｉ_B1に充電することによ
り、商用交流電源ＡＣを倍電圧整流する倍電圧整流回路
が形成される。

【００９２】一方、交流入力電圧が２００Ｖ系とされ
て、交流電源ＡＣに対してＡＣ１５０Ｖ以上の交流入力
電圧が入力されている場合には、電磁リレーＲＬによっ
てスイッチ部Ｓ₁ がオフとなるように制御され、平滑コ
ンデンサＣｉ_A1、Ｃｉ_B1の接続点と商用交流電源ＡＣの
負極ラインは遮断される。そして、この状態では商用交
流電源ＡＣをブリッジ整流回路Ｄ_1Aによって全波整流し
て、その整流出力によって平滑コンデンサＣｉ_A1、Ｃｉ
_B1の直列接続に対して充電を行って全波整流平滑電圧を
得る動作となる。従って、この場合には商用交流電源Ａ
Ｃのレベルに対応する整流平滑電圧が、直列接続された
平滑コンデンサＣｉ_A1、Ｃｉ_B1の両端に得られる。スイ
ッチングコンバータ部１０６Ａは、このようにして得ら
れる倍電圧整流電圧もしくは全波整流平滑電圧を動作電
源としてスイッチング動作を行って、最終的に安定化さ
れた二次側直流出力電圧Ｅ_O1を得るように動作する。

【００９３】この力率改善整流回路１６Ａにおいては、
前述のようにブリッジ整流回路Ｄ_1Aを形成する整流ダイ
オードＤ_F1、Ｄ_F2の接続点に対して、スイッチングコン
バータ部１０６Ａの一次側直列共振回路が接続されてい
ることにより、直列共振コンデンサＣ₁ の静電容量結合
を介して、上記一次側直列共振回路に得られるスイッチ
ング出力を力率改善整流回路１６Ａにおける整流入力ラ
インに帰還するようにされている。これによって、交流
入力電圧ＡＣ１００Ｖ系時の倍電圧整流動作の場合と、
ＡＣ２００Ｖ系時の全波整流動作の場合の両方の場合に
おいて、整流電流が流れる経路に対してスイッチング電
圧が重畳されて、整流ダイオードＤ_F1、Ｄ_F2が整流電流
をスイッチング周期で断続する動作が得られる。このた
め、商用交流電源ＡＣから力率改善整流回路１６Ａの整
流経路に流入する商用周期の整流入力電流の導通角が拡
大さることになる。

【００９４】そして、力率改善整流回路１６Ｂ、１６Ｃ
においても、電磁リレーＲＬの動作によってスイッチ部
Ｓ₂ 、Ｓ₃ が切換え制御されることで、力率改善整流回
路１６Ａと同様にして、交流入力電圧ＡＣ１００Ｖ系
（ＡＣ１５０Ｖ以下）時には倍電圧整流動作が得られ、
ＡＣ２００Ｖ系（ＡＣ１５０Ｖ以上）時にはブリッジ整
流回路Ｄ_1Aによる全波整流平滑動作が得られるように自
動的に切換わる。また、力率改善整流回路１６Ｂ、１６
Ｃでは、力率改善整流回路１６Ａと同様の動作によっ
て、整流入力電流の導通角を拡大することになり、この
結果、力率改善整流回路１６Ａ、１６Ｂ、１６Ｃの各整
流入力電流を合成して得られる交流入力電流も導通角が
拡大されて力率改善が図られることになる。なお、本実
施の形態Ｎにおいても力率改善は０．８程度となるよう
に電源回路における所要の部品が選定される。

【００９５】このようにして構成される本実施の形態の
電源回路では、例えば、ブリッジ整流回路Ｄ_1Aを形成す
る４本の高速リカバリ型による整流ダイオードＤ_F1、Ｄ
_F2、Ｄ_F3、Ｄ_F4についてはそれぞれ電流容量として１０
Ａ品のものを選定し、スイッチング周期で整流電流を断
続する整流ダイオードＤ_F1、Ｄ_F2について放熱板が必要
とされるが、整流ダイオードＤ_F3、Ｄ_F4については不要
とされる。なお、各力率改善整流回路に対して設けられ
る平滑コンデンサについては、それぞれ１０００μＦ／
４００Ｖが選定される。また、フィルタチョークコイル
Ｌ_NAに関しては、先に図１２で説明したと同様の小型の
リードインダクの構造でよいものとされ、フィルタコン
デンサＣ_NAについては、図１３の場合と同様の１μＦ／
４００Ｖのものを用いるが、本実施の形態の力率改善整
流回路はアクティブフィルタのように高レベルのノイズ
を発生しないために、図９に示したように１組で済ませ
ることができる。

【００９６】また、図９の電源回路では、例えば負荷電
力６００Ｗで交流入力電圧ＡＣ１００Ｖ時には、力率は
０．８２程度に向上され、交流入力電流レベル、電力変
換効率及び入力電力は先に実施の形態として図５に示し
たスイッチング電源回路と同等となる。また、負荷電力
６００Ｗで交流入力電圧ＡＣ２００Ｖ時には力率は０．
８とされ、電力変換効率は９３％で、入力電力は６４５
Ｗ（交流入力電流レベルは４．８Ａｒｍｓ）となり、こ
れに対して交流入力電圧ＡＣ２００Ｖ時における図１３
の電源回路の電力変換効率は８６．５％であり、入力電
力は６９４Ｗとされる。従って、本実施の形態のスイッ
チング電源回路においても図１３に示した電源回路と比
較した場合には、より小型／軽量化及び低コスト化を図
ることが可能とされ、また、交流入力電圧ＡＣ１００Ｖ
系と２００Ｖ系の何れの場合においても電力変換効率の
向上や消費電力低減等の向上が図られることになる。

【００９７】図１０は、本発明の更に他の実施の形態の
スイッチング電源回路の構成を示す回路図とされる。こ
の図に示す電源回路は、上述の図９の電源回路と同様
に、ワイドレンジ対応とされ、電磁リレーＲＬにより交
流入力電圧ＡＣ１００Ｖ系とＡＣ２００Ｖ系に対応して
倍電圧整流と全波整流を自動的に切換える構成とされて
いることから、図９と同一の構成部分は同一符号を付し
て説明を省略する。また、この図１０の電源回路におけ
るスイッチングコンバータ部１０７Ａ、１０７Ｂ、１０
７Ｃは、先に実施の形態として図３、図７に示したスイ
ッチングコンバータ部と同様の構成とされていることか
ら、同一部分には同一符号を付して、スイッチング動作
及び定電圧制御等については説明を省略する。

【００９８】この図に示す電源回路においては、商用交
流電源ＡＣに対してフィルタチョークコイルＬ_N 及びフ
ィルタコンデンサＣ_N より形成される１組のノーマルモ
ードローパスフィルタＬＰＦが設けられ、後段の［力率
改善整流回路−スイッチングコンバータ部］からなる回
路部の並列接続に対して共通に作用して、商用交流電源
に流入する高調波電流を阻止するようにされる。

【００９９】この図の電源回路に設けられる力率改善整
流回路１７Ａ、１７Ｂ、及び１７Ｃは共に同様の構成で
あることから同一符号を付している。例えば、力率改善
整流回路１７Ａにおいては、図９の電源回路の力率改善
整流回路１７Ａと同様にして、ブリッジ整流回路Ｄ_1A、
共振用コンデンサＣ₂ ，Ｃ₂が設けられる。そして、こ
の場合にはチョークコイルＣＨの巻線Ｌｉが、ノーマル
モードローパスフィルタＬＰＦのフィルタチョークコイ
ルＬ_N と整流ダイオードＤ_F1、Ｄ_F2の接続点との間に対
して挿入される。つまり、チョークコイルＣＨの巻線Ｌ
ｉは、力率改善整流回路１７Ａの正極の整流入力ライン
に対して直列に設けられる。

【０１００】このような構成の力率改善整流回路１４Ａ
によると、例えば図３及び図７に示した、チョークコイ
ルＣＨの磁気結合によってスイッチングコンバータ部１
０７Ａの一次側直列共振回路に得られたスイッチング出
力を帰還して力率改善を図る方式を適用したものとされ
る。従って、この場合には交流入力電圧ＡＣ１００Ｖ系
時に対応する倍電圧整流時と、ＡＣ２００Ｖ系時に対応
する全波整流平滑時の両者の場合において、チョークコ
イルＣＨの巻線Ｌｉのインダクタンスを流れる整流出力
に対してスイッチング周期の交番電圧が重畳され、高速
リカバリ型の整流ダイオードＤ_F1、Ｄ_F2が整流電流をス
イッチング周期で断続する動作が得られる。このため、
図３及び図９の電源回路と同様の作用によって整流入力
電流の導通角を拡大するようにされる。また、力率改善
整流回路１４Ｂ及び１４Ｃにおいても、力率改善整流回
路１４Ａと同様にして整流動作が切換えられると共に、
整流入力電流の導通角が拡大される結果、交流入力電流
の導通角が拡大されて力率改善が図られるように構成さ
れる。

【０１０１】図１１の回路図は、ワイドレンジ対応とさ
れ、電磁リレーＲＬにより交流入力電圧ＡＣ１００Ｖ系
とＡＣ２００Ｖ系に対応して倍電圧整流と全波整流を自
動的に切換えるようにし、更に他の実施の形態としての
スイッチング電源回路の構成を示す回路図とされる。ま
た、この図に示す電源回路では、１組のノーマルモード
ローパスフィルタＬＰＦが、後段の力率改善整流回路の
並列接続に対して共通に作用する構成とされている。こ
のため、図９及び図１０と同一部分については同一符号
を付して説明を省略する。

【０１０２】また、本実施の形態の電源回路の場合に
は、商用交流電源ＡＣに対して並列に設けられる３組の
スイッチングコンバータ部１０８Ａ、１０８Ｂ及び１０
８Ｃは、ハーフブリッジ式による他励式電流共振形コン
バータの構成とされている。また、この図に示す電源回
路の力率改善整流回路１８Ａ、１８Ｂ及び１８Ｃは、倍
電圧整流／全波整流の切換え回路に対して、磁気結合ト
ランスＭＣＴによって力率改善を図る構成を適用してい
る。このため、図３及び図８と同一部分については同一
符号を付して説明を省略する。

【０１０３】例えば、力率改善整流回路１８Ａにおいて
は、磁気結合トランスＭＣＴの二次巻線Ｌｉはブリッジ
整流回路Ｄ_1Aの正極入力ラインに対して直列に挿入され
る。つまり、この場合には、二次巻線Ｌｉはノーマルモ
ードローパスフィルタＬＰＦのフィルタチョークコイル
と、ブリッジ整流回路Ｄ_1Aの整流ダイオードＤ_F1、Ｄ_F2
の接続点の間に対して直列に挿入される。この場合、共
振用コンデンサＣ₂ は１組とされて、磁気結合トランス
ＭＣＴの二次巻線Ｌｉに対して並列に設けられる。ま
た、磁気結合トランスＭＣＴの一次巻線Ｌ_P は、スイッ
チングコンバータ部１０８Ａの一次側直列共振回路に対
して直列に挿入されている。

【０１０４】このような接続形態の力率改善整流回路１
８Ａとされても、磁気結合トランスＭＣＴの磁気結合を
介して、整流入力ラインに対してスイッチング出力が帰
還するようにして重畳されることになり、交流入力電圧
ＡＣ１００Ｖ系時に対応する倍電圧整流時と、ＡＣ２０
０Ｖ系時に対応する全波整流平滑時の何れの場合におい
ても、商用交流電源ＡＣから力率改善整流回路１８Ａに
流入する整流入力電流の導通角を拡大するように作用す
る。そして、力率改善整流回路１８Ｂにおいても、スイ
ッチングコンバータ部１０８Ｂの一次側直列共振回路よ
り帰還されたスイッチング出力に基づいて、力率改善整
流回路１５Ｂへの整流入力電流の導通角を拡大するよう
に動作し、力率改善整流回路１８Ｃにおいても同様にし
て整流入力電流の導通角を拡大するように動作する。こ
れによって商用交流電源ＡＣに流れる交流入力電流の力
率改善を図るようにされる。なお、図９、図１０及び図
１１に示した電源回路において、全波整流回路と倍電圧
整流回路の切換えに用いられる電磁リレーＲＬの代わり
に、トライアックなどの両方向性サイリスタなどをはじ
めとする、他の素子が用いられても構わない。

【０１０５】また、上記各実施の形態においてこれまで
説明してきた本発明の力率改善方法は、電流共振形スイ
ッチング電源回路としての自励発振形／他励発振形、ス
イッチング周波数制御方式（ドライブトランスを直交形
のＰＲＴ（Power RegulatingTransformer）とする）／
直列共振周波数制御方式（絶縁トランスを直交形のＰＲ
Ｔとする）、スイッチング素子のハーフブリッジ結合タ
イプ／フルブリッジ結合タイプ、また、フィルタコンデ
ンサ及びフィルタチョークコイルよりなるノーマルモー
ドローパスフィルタの共通化の構成等、各種方式・タイ
プの組み合わせパターンにより構成される電源回路に対
して適用が可能であって、上記各図に実施例として示し
た組み合わせのパターンに限定されるものでないことは
いうまでもない。

【０１０６】

【発明の効果】以上説明したように本発明は、商用交流
電源に対して複数の電流共振形スイッチングコンバータ
を並列に設けて重負荷に対応する電源回路の構成とした
うえで、各電流共振形スイッチングコンバータに対し
て、その一次側直列共振回路に得られるスイッチング出
力を帰還する方式により力率改善を図る簡略な構成の力
率改善回路を設けるようにしたことで、例えば従来のよ
うに電力損失の大きいアクティブフィルタのような大規
模な力率改善回路を設ける必要がなくなる。これによ
り、本発明では著しく電力損失が低減されて、大幅に電
力変換効率が向上されるという効果を有することとな
る。これにより、電源回路に設けるべき放熱板材料も削
減される。また、本発明では入力電力も低減されて消費
電力が節約されることから、上記電力変換効率の向上と
併せて電源回路としての信頼性が向上されることにな
る。

【０１０７】また、例えばアクティブフィルタでは大電
力対応のＭＯＳ−ＦＥＴのスイッチング素子や、大型の
トロイダルコアを用いたフィルタチョークコイルやチョ
ークコイルなどのインダクタや、高耐圧のフィルタコン
デンサなどを選定する必要があったが、本発明では力率
改善のためのスイッチング素子は省略され、ノーマルモ
ードのローパスフィルタも小型で軽量な部品群により形
成されることから、それだけ、電源回路の小型／軽量化
及び低コスト化を図ることが可能となる。

【０１０８】このように本発明のスイッチング電源回路
は、アクティブフィルタにより力率改善を図る構成のス
イッチング電源回路よりも、小型／軽量化及び低コスト
化が促進されると共に電力変換効率の向上などの電気的
特性面においても向上が図られるものである。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の一実施の形態としてのスイッチング電
源回路の回路図である。

【図２】実施の形態のスイッチング電源回路の商用交流
電源周期での動作を示す波形図である。

【図３】他の実施の形態としてのスイッチング電源回路
を示す回路図である。

【図４】さらに他の実施の形態としてのスイッチング電
源回路を示す回路図である。

【図５】さらに他の実施の形態としてのスイッチング電
源回路を示す回路図である。

【図６】図５に示すスイッチング電源回路の商用交流電
源周期での動作を示す波形図である。

【図７】さらに他の実施の形態としてのスイッチング電
源回路を示す回路図である。

【図８】さらに他の実施の形態としてのスイッチング電
源回路を示す回路図である。

【図９】さらに他の実施の形態としてのスイッチング電
源回路を示す回路図である。

【図１０】さらに他の実施の形態としてのスイッチング
電源回路を示す回路図である。

【図１１】さらに他の実施の形態としてのスイッチング
電源回路を示す回路図である。

【図１２】本実施の形態のイッチング電源回路に用いフ
ィルタチョークコイルを示す斜視図である。

【図１３】従来例としてのスイッチング電源回路を示す
回路図である。

【図１４】従来例のスイッチング電源回路において交流
入力電圧に対する交流入力電流を示す波形図である。

【図１５】従来例のスイッチング電源回路において交流
入力電圧に対する交流入力電流を示す波形図である。

【図１６】従来例のスイッチング電源回路に用いられる
フィルタチョークコイル及びチョークコイルの構造を示
す斜視図である。

【符号の説明】

１制御回路２発振ドライブ回路３起動回路４誤差増幅器１０Ａ〜１０Ｃ、１１Ａ〜１１Ｃ、１２Ａ、１２Ｂ力
率改善回路１３Ａ〜１３Ｃ、１４Ａ〜１４Ｃ、１５Ａ、１５Ｂ倍
電圧整流／力率改善回路１６Ａ〜１６Ｃ、１７Ａ〜１７Ｃ、１８Ａ〜１８Ｃ力
率改善整流回路Ｌ_N 、Ｌ_NA フィルタチョークコイルＣ_N 、Ｃ_NA フィルタコンデンサＤ_1A、Ｄ_1B、Ｄ_1C ブリッジ整流回路Ｄ₂ 高速リカバリ型ダイオードＣＨチョークコイルＰＩＴ（ＰＲＴ）絶縁コンバータトランスＣＤＴ（ＰＲＴ）コンバータドライブトランスＱ₁ ，Ｑ₂ ，Ｑ₁₁，Ｑ₁₂ スイッチング素子Ｃ₁ 直列共振コンデンサＮ₁ 一次巻線Ｃ₂ 共振用コンデンサ

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】絶縁トランスの一次側巻線及び直列共振
コンデンサの直列接続により形成される一次側直列共振
回路を備え、商用電源を整流平滑化して得られる平滑直
流電圧を入力してスイッチング動作を行い、上記絶縁コ
ンバータトランスの二次側から直流出力電圧を出力す
る、電流共振形スイッチングコンバータ手段と、整流電流経路に対して上記スイッチングコンバータ手段
のスイッチング出力を帰還して力率改善を図るようにさ
れた力率改善手段とを備えて形成される力率改善型コン
バータ部を複数個備え、上記複数の力率改善型コンバータ部が商用電源に対して
それぞれ独立して接続されていることを特徴とするスイ
ッチング電源回路。
【請求項２】上記力率改善手段は、整流電流の経路に
対して直列に設けられるフィルタチョークコイル及び高
速リカバリ型ダイオードと、上記フィルタチョークコイ
ルと共にローパスフィルタを形成するフィルタコンデン
サとを備えていることを特徴とする請求項１に記載のス
イッチング電源回路。
【請求項３】上記一次側直列共振回路は、上記フィル
タチョークコイル及び高速リカバリ型ダイオードの接続
点に対して接続されてスイッチング出力を帰還するよう
にされていることを特徴とする請求項２に記載のスイッ
チング電源回路。
【請求項４】上記高速リカバリ型ダイオードに対して
並列に設けられる共振用コンデンサが備えられることを
特徴とする請求項２又は請求項３に記載のスイッチング
電源回路。
【請求項５】上記力率改善手段は、整流電流の経路に
対して直列に設けられるフィルタチョークコイル、高速
リカバリ型ダイオード及びチョークコイルの巻線と、上
記フィルタチョークコイルと共にローパスフィルタを形
成するフィルタコンデンサとを備えていることを特徴と
する請求項１に記載のスイッチング電源回路。
【請求項６】上記一次側直列共振回路は、上記高速リ
カバリ型ダイオードとチョークコイルの巻線との接続点
に対して接続されて、スイッチング出力を帰還するよう
にされていることを特徴とする請求項５に記載のスイッ
チング電源回路。
【請求項７】上記チョークコイルの巻線に対して並列
に設けられる共振用コンデンサが備えられることを特徴
とする請求項５又は請求項６に記載のスイッチング電源
回路。
【請求項８】上記力率改善手段は、第１の巻線と第２
の巻線を磁気結合して形成される磁気結合トランスを備
えて、整流電流の経路に対してフィルタチョークコイル、高速
リカバリ型ダイオード及び上記第１の巻線を直列に挿入
し、上記第２の巻線は、上記一次側直列共振回路に対して直
列に接続され、上記フィルタチョークコイルと共にローパスフィルタを
形成するフィルタコンデンサを備えて構成されているこ
とを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源回
路。
【請求項９】上記第１の巻線に対して並列に設けられ
る共振用コンデンサが備えられることを特徴とする請求
項８に記載のスイッチング電源回路。
【請求項１０】商用電源を整流する整流手段は、上記
複数の力率改善型コンバータ部に対応して複数組備えら
れることを特徴とする請求項１乃至請求項９の何れかに
記載のスイッチング電源回路。
【請求項１１】商用電源を整流する整流手段は１組と
され、上記複数の力率改善型コンバータ部に対して共通
に設けられることを特徴とする請求項１乃至請求項９の
何れかに記載のスイッチング電源回路。
【請求項１２】上記ローパスフィルタを形成するフィ
ルタチョークコイル及びフィルタコンデンサ、又は上記
フィルタコンデンサは１組とされて、上記複数の力率改
善型コンバータ部に対して共通に設けられることを特徴
とする請求項２乃至請求項９の何れかに記載のスイッチ
ング電源回路。
【請求項１３】商用電源を倍電圧整流する倍電圧整流
手段と、絶縁トランスの一次側巻線及び直列共振コンデンサの直
列接続により形成される一次側直列共振回路を備え、上
記倍電圧整流手段より得られる平滑直流電圧を入力して
スイッチング動作を行い、上記絶縁コンバータトランス
の二次側から直流出力電圧を出力する、電流共振形スイ
ッチングコンバータ手段と、上記倍電圧整流手段の整流電流経路に対して、上記スイ
ッチングコンバータ手段のスイッチング出力を帰還して
力率改善を図るようにされた力率改善手段とからなる力
率改善型コンバータ部を複数個備え、上記複数の力率改善型コンバータ部が商用電源に対して
それぞれ独立して接続されていることを特徴とするスイ
ッチング電源回路。
【請求項１４】上記力率改善手段は、上記倍電圧整流
手段の整流経路に直列に挿入されるフィルタチョークコ
イルと、上記フィルタチョークコイルと共にローパスフ
ィルタを形成するように設けられるフィルタコンデンサ
とを備え、上記倍電圧整流手段を形成する整流素子にスイッチング
出力が印加されるように、上記一次側直列共振回路が接
続されていることを特徴とする請求項１３に記載のスイ
ッチング電源回路。
【請求項１５】上記力率改善手段は、上記倍電圧整流
手段の整流経路に直列に挿入されるフィルタチョークコ
イルと、チョークコイルの巻線と、上記フィルタチョー
クコイルと共にローパスフィルタを形成するように設け
られるフィルタコンデンサとを備え、上記倍電圧整流手段を形成する整流素子にスイッチング
出力が印加されるように、上記一次側直列共振回路が接
続されていることを特徴とする請求項１３に記載のスイ
ッチング電源回路。
【請求項１６】上記倍電圧整流手段を形成する整流素
子に対して並列に共振用コンデンサが設けられることを
特徴とする請求項１４又は請求項１５に記載のスイッチ
ング電源回路。
【請求項１７】上記力率改善手段は、第１の巻線と第
２の巻線を磁気結合して形成される磁気結合トランスを
備えて、フィルタチョークコイル及び上記第１の巻線を上記倍電
圧整流手段の整流経路に直列に挿入し、上記第２の巻線は、上記一次側直列共振回路に対して直
列に接続され、上記フィルタチョークコイルと共にローパスフィルタを
形成するように設けられるフィルタコンデンサとを備え
て構成されていることを特徴とする請求項１３に記載の
スイッチング電源回路。
【請求項１８】上記第１の巻線に対して並列に共振用
コンデンサが設けられることを特徴とする請求項１７に
記載のスイッチング電源回路。
【請求項１９】上記ローパスフィルタを形成するフィ
ルタチョークコイル及びフィルタコンデンサ、又は上記
フィルタコンデンサは１組とされて、上記複数の力率改
善型コンバータ部に対して共通に設けられることを特徴
とする請求項１４乃至請求項１８の何れかに記載のスイ
ッチング電源回路。
【請求項２０】交流入力電圧の電圧値に応じて商用電
源を全波整流する全波整流回路と、商用電源を倍電圧整
流する倍電圧整流回路とに切換えが可能とされる整流手
段と、絶縁トランスの一次側巻線及び直列共振コンデンサの直
列接続により形成される一次側直列共振回路を備え、上
記整流手段の整流出力に基づいて得られる平滑直流電圧
を入力してスイッチング動作を行い、上記絶縁コンバー
タトランスの二次側から直流出力電圧を出力する、電流
共振形スイッチングコンバータ手段と、上記整流手段の整流電流経路に対して、上記スイッチン
グコンバータ手段のスイッチング出力を帰還して力率改
善を図るようにされた力率改善手段とからなる力率改善
型コンバータ部を複数個備え、上記複数の力率改善型コンバータ部が商用電源に対して
それぞれ独立して接続されていることを特徴とするスイ
ッチング電源回路。
【請求項２１】上記力率改善手段は、上記整流手段の
整流経路に直列に挿入されるフィルタチョークコイル
と、上記フィルタチョークコイルと共にローパスフィル
タを形成するように設けられるフィルタコンデンサとを
備え、上記整流手段を形成する整流素子にスイッチング出力が
印加されるように、上記一次側直列共振回路が接続され
ていることを特徴とする請求項２０に記載のスイッチン
グ電源回路。
【請求項２２】上記力率改善手段は、上記整流手段の
整流経路に直列に挿入されるフィルタチョークコイル
と、チョークコイルの巻線と、上記フィルタチョークコ
イルと共にローパスフィルタを形成するように設けられ
るフィルタコンデンサとを備え、上記整流手段を形成する整流素子にスイッチング出力が
印加されるように、上記一次側直列共振回路が接続され
ていることを特徴とする請求項２０に記載のスイッチン
グ電源回路。
【請求項２３】上記整流手段を形成する整流素子に対
して並列に共振用コンデンサが設けられることを特徴と
する請求項２１乃至請求項２２の何れかに記載のスイッ
チング電源回路。
【請求項２４】上記力率改善手段は、第１の巻線と第
２の巻線を磁気結合して形成される磁気結合トランスを
備えて、フィルタチョークコイル及び上記第１の巻線を上記整流
手段の整流経路に直列に挿入し、上記第２の巻線は、上記一次側直列共振回路に対して直
列に接続され、上記フィルタチョークコイルと共にローパスフィルタを
形成するように設けられるフィルタコンデンサとを備え
て構成されていることを特徴とする請求項２０に記載の
スイッチング電源回路。
【請求項２５】上記第１の巻線に対して並列に共振用
コンデンサが設けられることを特徴とする請求項２４に
記載のスイッチング電源回路。
【請求項２６】上記ローパスフィルタを形成するフィ
ルタチョークコイル及びフィルタコンデンサ、又は上記
フィルタコンデンサは１組とされて、上記複数の力率改
善型コンバータ部に対して共通に設けられることを特徴
とする請求項２１乃至請求項２５の何れかに記載のスイ
ッチング電源回路。
【請求項２７】上記フィルタチョークコイルは、ドラ
ム型のコアに対して単線が巻装されて形成されているこ
とを特徴とする請求項２乃至請求項２６の何れかに記載
のスイッチング電源回路。
【請求項２８】上記スイッチングコンバータ手段は、
上記絶縁トランスの二次側で得られる直流出力電圧に基
づいて、当該スイッチングコンバータ手段のスイッチン
グ素子のスイッチング周波数を可変することにより定電
圧制御を行うように構成されていることを特徴とする請
求項１乃至請求項２７の何れかに記載のスイッチング電
源回路。
【請求項２９】上記スイッチングコンバータ手段は、
上記絶縁トランスの二次側で得られる直流出力電圧に基
づいて、上記絶縁トランスの磁束を可変して定電圧制御
を行うように構成されていることを特徴とする請求項１
乃至請求項２７の何れかに記載のスイッチング電源回
路。
【請求項３０】上記スイッチングコンバータ手段は他
励式による電流共振形コンバータとされ、上記絶縁トラ
ンスの二次側で得られる直流出力電圧に基づいて、スイ
ッチング駆動信号を可変させることにより定電圧制御を
行うように構成されていることを特徴とする請求項１乃
至請求項２７の何れかに記載のスイッチング電源回路。