JPH1013151A - 広帯域電圧可変発振器 - Google Patents
広帯域電圧可変発振器Info
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- JPH1013151A JPH1013151A JP16713696A JP16713696A JPH1013151A JP H1013151 A JPH1013151 A JP H1013151A JP 16713696 A JP16713696 A JP 16713696A JP 16713696 A JP16713696 A JP 16713696A JP H1013151 A JPH1013151 A JP H1013151A
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- Japan
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- oscillation
- feedback
- capacitance
- oscillation frequency
- circuit
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- Inductance-Capacitance Distribution Constants And Capacitance-Resistance Oscillators (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 ヨーロッパにおいてＢＳ放送の周波数帯域が
１００Ｍ 広くなり、従来のチューナのＶＣＯではカバ
ーできなくなっている。 【解決手段】 ＶＣＯの同調インダクタンスＬ１の両端
にそれぞれ１個以上のバリキャップダイオードＶＤ３，
ＶＤ４を使用し、結合コンデンサＣ５を介して発振用ト
ランジスタＴＲ１に接続し、更にこのトランジスタＴＲ
１のエミッタとアース間の帰還容量にバリキャップダイ
オードＶＤ１，ＶＤ２を使用し、それを可変にすること
によりＶＣＯの発振周波数範囲を広くする。
１００Ｍ 広くなり、従来のチューナのＶＣＯではカバ
ーできなくなっている。 【解決手段】 ＶＣＯの同調インダクタンスＬ１の両端
にそれぞれ１個以上のバリキャップダイオードＶＤ３，
ＶＤ４を使用し、結合コンデンサＣ５を介して発振用ト
ランジスタＴＲ１に接続し、更にこのトランジスタＴＲ
１のエミッタとアース間の帰還容量にバリキャップダイ
オードＶＤ１，ＶＤ２を使用し、それを可変にすること
によりＶＣＯの発振周波数範囲を広くする。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】衛星放送用受信機に使うＢＳ
チューナに関し、特に本発明は、トランジスタ及びバリ
ッキャップダイオードを用いた電圧可変発振器（以下Ｖ
ＣＯと略す）回路に係る。
チューナに関し、特に本発明は、トランジスタ及びバリ
ッキャップダイオードを用いた電圧可変発振器（以下Ｖ
ＣＯと略す）回路に係る。
【０００２】
【従来の技術】衛星放送用受信機は、屋外用ユニット
（以下ＯＤＵ）と屋内用ユニット（以下ＩＤＵ）とに大
別され、それらは通常同軸ケーブルにて接続される。Ｏ
ＤＵからの出力は、１ｓｔＩＦと呼ばれる950MHz〜2050
MHz の高周波信号で、その信号は、ＩＤＵのＢＳチュー
ナに入力され、ＢＳチューナ内部の混合回路で480MHz帯
の２ｎｄＩＦにダウンコンバートされ、検波回路を経て
ベースバンド信号としてＢＳチューナから出力される。
ここでＶＣＯは、混合回路で １ｓｔＩＦから２ｎｄＩ
Ｆにダウンコンバートするための局部発振信号を発生す
る 働きをしており、ＰＬＬ回路等で制御され、上側ヘ
テロダインで使用されるため、発振周波数は、1430 〜25
30MHz となる。
（以下ＯＤＵ）と屋内用ユニット（以下ＩＤＵ）とに大
別され、それらは通常同軸ケーブルにて接続される。Ｏ
ＤＵからの出力は、１ｓｔＩＦと呼ばれる950MHz〜2050
MHz の高周波信号で、その信号は、ＩＤＵのＢＳチュー
ナに入力され、ＢＳチューナ内部の混合回路で480MHz帯
の２ｎｄＩＦにダウンコンバートされ、検波回路を経て
ベースバンド信号としてＢＳチューナから出力される。
ここでＶＣＯは、混合回路で １ｓｔＩＦから２ｎｄＩ
Ｆにダウンコンバートするための局部発振信号を発生す
る 働きをしており、ＰＬＬ回路等で制御され、上側ヘ
テロダインで使用されるため、発振周波数は、1430 〜25
30MHz となる。
【０００３】ＶＣＯは、発振用のトランジスタ及びそれ
をバイアスする抵抗、帰還用コンデンサ、同調インダク
タンス、その両端に、または片方に付く２個の変調用バ
リキャップダイオード、結合コンデンサ、バリキャップ
ダイオード用バイアス抵抗より構成されている。従来の
ＶＣＯ回路は図６、７に示すものであった。ＶＣＯの回
路は、Ｒ１，Ｒ２によりベースがバイアスされ、Ｒ３に
よってエミッタがバイアスされた発振用のトランジスタ
ＴＲ１及び、 ＴＲ１のコレクタを高周波的に接地する
バイパスコンデンサＣ４、ベース・エミッタ間に接続さ
れた第１の帰還用コンデンサＣ１、更にエミッタ・アー
ス（またはコレクタ）間に接続された第２の帰還用コン
デンサＣ３、また、トランジスタのベースに付加される
同調回路部となる結合コンデンサＣ５、バリキャップダ
イオードＶＤ３、ＶＤ４、同調インダクタンスのＬ１、
結合コンデンサＣ６、Ｌ１を介してＶＤ３，ＶＤ４に同
調電圧が印加するＲ７、それぞれＶＤ３，ＶＤ４のバイ
アス抵抗となるＲ８、Ｒ９によって構成される。
をバイアスする抵抗、帰還用コンデンサ、同調インダク
タンス、その両端に、または片方に付く２個の変調用バ
リキャップダイオード、結合コンデンサ、バリキャップ
ダイオード用バイアス抵抗より構成されている。従来の
ＶＣＯ回路は図６、７に示すものであった。ＶＣＯの回
路は、Ｒ１，Ｒ２によりベースがバイアスされ、Ｒ３に
よってエミッタがバイアスされた発振用のトランジスタ
ＴＲ１及び、 ＴＲ１のコレクタを高周波的に接地する
バイパスコンデンサＣ４、ベース・エミッタ間に接続さ
れた第１の帰還用コンデンサＣ１、更にエミッタ・アー
ス（またはコレクタ）間に接続された第２の帰還用コン
デンサＣ３、また、トランジスタのベースに付加される
同調回路部となる結合コンデンサＣ５、バリキャップダ
イオードＶＤ３、ＶＤ４、同調インダクタンスのＬ１、
結合コンデンサＣ６、Ｌ１を介してＶＤ３，ＶＤ４に同
調電圧が印加するＲ７、それぞれＶＤ３，ＶＤ４のバイ
アス抵抗となるＲ８、Ｒ９によって構成される。
【０００４】また、発振周波数は、同調インダクタンス
Ｌ１、結合コンデンサＣ５、Ｃ６、バリキャップダイオ
ードＶＤ３、ＶＤ４により構成される同調回路部の共振
周波数によりほほ決定される。そして同調インダクタン
スＬ１を介してバリキャップダイオードＶＤ３、ＶＤ４
に接続されたバイアス抵抗Ｒ７に同調電圧を印加し、そ
の同調電圧を可変することによりバリキャップダイオー
ドＶＤ３、ＶＤ４の容量を変化させ発振周波数を変え
る。つまり同調電圧を上げるに従って、バリキャップダ
イオードＶＤ３、ＶＤ４の容量が小さくなり、その結果
上記同調回路の共振周波数が上がり発振周波数が高くな
る。またその逆に同調電圧を下げると、発振周波数は低
くなる。
Ｌ１、結合コンデンサＣ５、Ｃ６、バリキャップダイオ
ードＶＤ３、ＶＤ４により構成される同調回路部の共振
周波数によりほほ決定される。そして同調インダクタン
スＬ１を介してバリキャップダイオードＶＤ３、ＶＤ４
に接続されたバイアス抵抗Ｒ７に同調電圧を印加し、そ
の同調電圧を可変することによりバリキャップダイオー
ドＶＤ３、ＶＤ４の容量を変化させ発振周波数を変え
る。つまり同調電圧を上げるに従って、バリキャップダ
イオードＶＤ３、ＶＤ４の容量が小さくなり、その結果
上記同調回路の共振周波数が上がり発振周波数が高くな
る。またその逆に同調電圧を下げると、発振周波数は低
くなる。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】ところで、従来のＶＣ
Ｏは、同調インダクタンスの両端に各１個又は、片方に
２個のバリキャップダイオードを使用し結合コンデンサ
を介して、発振用トランジスタに接続される構成である
ので、下記のような問題点があった。ＶＣＯの従来の発
振周波数は、1430〜2530MHz となっていた。しかしなが
ら、ヨーロッパを例に取ると、１ｓｔＩＦの周波数が最
近では950MHz〜2150MHz と100MHz広く（周波数が高く）
なっており、それにしたがってＶＣＯの発振周波数は、
1430〜2630MHz となり、従来のＶＣＯの回路では、可変
範囲が狭いという問題がある。
Ｏは、同調インダクタンスの両端に各１個又は、片方に
２個のバリキャップダイオードを使用し結合コンデンサ
を介して、発振用トランジスタに接続される構成である
ので、下記のような問題点があった。ＶＣＯの従来の発
振周波数は、1430〜2530MHz となっていた。しかしなが
ら、ヨーロッパを例に取ると、１ｓｔＩＦの周波数が最
近では950MHz〜2150MHz と100MHz広く（周波数が高く）
なっており、それにしたがってＶＣＯの発振周波数は、
1430〜2630MHz となり、従来のＶＣＯの回路では、可変
範囲が狭いという問題がある。
【０００６】また、発振周波数を決定する同調インダク
タンス、バリキャップダイオード、結合コンデンサ等の
定数を変更して無理矢理発振周波数を高いほうに広げて
も、回路構成上無理があるため、制御電圧によりなめら
かに発振周波数が変わらないし、発振トビや発振ムラが
発生したり、制御電圧の両端（Low End とHigh End）で
発振が止まってしまう発振停止というような不具合が発
生したりする。また、制御電圧を上げて発振周波数を高
くするに従いＶＣＯの発振パワーが低くなる。これによ
り混合回路のロスを増加させるばかりでなく、ある程度
発振パワーが低くなるとＰＬＬ回路の制御が出来なくな
ったりする。この高域での発振パワーの低下がひどくな
ると発振停止に至ることもある。
タンス、バリキャップダイオード、結合コンデンサ等の
定数を変更して無理矢理発振周波数を高いほうに広げて
も、回路構成上無理があるため、制御電圧によりなめら
かに発振周波数が変わらないし、発振トビや発振ムラが
発生したり、制御電圧の両端（Low End とHigh End）で
発振が止まってしまう発振停止というような不具合が発
生したりする。また、制御電圧を上げて発振周波数を高
くするに従いＶＣＯの発振パワーが低くなる。これによ
り混合回路のロスを増加させるばかりでなく、ある程度
発振パワーが低くなるとＰＬＬ回路の制御が出来なくな
ったりする。この高域での発振パワーの低下がひどくな
ると発振停止に至ることもある。
【０００７】
【課題を解決するための手段】上記課題を解決するため
に本発明は、発振用トランジスタのコレクタが高周波的
に接地され、ベースから結合コンデンサを介して共振回
路に接続される発振回路において、前記発振用トランジ
スタの、ベースとエミッタ間に第１の帰還容量が接続さ
れ、エミッタとアース間、又はエミッタとコレクタ間に
第２の帰還容量が接続され、前記第１及び又は第２の帰
還容量が発振周波数が高くなると小さくなる機能を有す
るＶＣＯを提供する。
に本発明は、発振用トランジスタのコレクタが高周波的
に接地され、ベースから結合コンデンサを介して共振回
路に接続される発振回路において、前記発振用トランジ
スタの、ベースとエミッタ間に第１の帰還容量が接続さ
れ、エミッタとアース間、又はエミッタとコレクタ間に
第２の帰還容量が接続され、前記第１及び又は第２の帰
還容量が発振周波数が高くなると小さくなる機能を有す
るＶＣＯを提供する。
【０００８】また、発振用トランジスタのベースが高周
波的に接地され、コレクタから結合コンデンサを介して
共振回路に接続される発振回路において、前記発振用ト
ランジスタの、コレクタとエミッタ間に第１の帰還容量
が接続され、エミッタとアース間、又はエミッタとベー
ス間に第２の帰還容量が接続され、前記第１及び又は第
２の帰還容量が発振周波数が高くなると小さくなる機能
を有するＶＣＯを提供する。また、前記第１及び第２の
帰還容量がバリキャップダイオードであるＶＣＯを提供
する。また、前記共振回路が、同調インダクタンスの片
端または、両端にバリキャップダイオードを複数個使用
したＶＣＯを提供する。
波的に接地され、コレクタから結合コンデンサを介して
共振回路に接続される発振回路において、前記発振用ト
ランジスタの、コレクタとエミッタ間に第１の帰還容量
が接続され、エミッタとアース間、又はエミッタとベー
ス間に第２の帰還容量が接続され、前記第１及び又は第
２の帰還容量が発振周波数が高くなると小さくなる機能
を有するＶＣＯを提供する。また、前記第１及び第２の
帰還容量がバリキャップダイオードであるＶＣＯを提供
する。また、前記共振回路が、同調インダクタンスの片
端または、両端にバリキャップダイオードを複数個使用
したＶＣＯを提供する。
【０００９】
【発明の実施の形態】本発明の実施例の内、エミッタと
アース間に第２の帰還容量が接続されたＶＣＯの回路構
成を図１を用いて説明する。ＶＣＯの回路構成は、トラ
ンジスタ部と同調回路部に大別される。図１はコレクタ
接地の発振回路を示している。ＴＲ１は発振用のトラン
ジスタであり、Ｒ１，Ｒ２によりベースがバイアスさ
れ、Ｒ３によってエミッタがバイアスされている。Ｃ４
は、接地用のバイパスコンデンサで、ＴＲ１のコレクタ
を高周波的に接地するためコレクタアース間に付いてい
る。ベースとＶＤ１の直流電圧をカットするＣ１，エミ
ッタとＶＤ１の直流電圧をカットするＣ２，Ｃ１，Ｃ２
間のバリキャップダイオードＶＤ１にて第１の帰還容量
を形成しており、ＶＤ１は、Ｒ４によって同調電圧が印
加されＲ５によってバイアスされる。更にエミッタとＶ
Ｄ１の直流電圧をカットするＣ３，Ｃ３，アース間のバ
リキャップダイオードＶＤ２にて第２の帰還容量を形成
し、ＶＤ２は、Ｒ６によって同調電圧が印加される。以
上がＶＣＯのトランジスタ部である。
アース間に第２の帰還容量が接続されたＶＣＯの回路構
成を図１を用いて説明する。ＶＣＯの回路構成は、トラ
ンジスタ部と同調回路部に大別される。図１はコレクタ
接地の発振回路を示している。ＴＲ１は発振用のトラン
ジスタであり、Ｒ１，Ｒ２によりベースがバイアスさ
れ、Ｒ３によってエミッタがバイアスされている。Ｃ４
は、接地用のバイパスコンデンサで、ＴＲ１のコレクタ
を高周波的に接地するためコレクタアース間に付いてい
る。ベースとＶＤ１の直流電圧をカットするＣ１，エミ
ッタとＶＤ１の直流電圧をカットするＣ２，Ｃ１，Ｃ２
間のバリキャップダイオードＶＤ１にて第１の帰還容量
を形成しており、ＶＤ１は、Ｒ４によって同調電圧が印
加されＲ５によってバイアスされる。更にエミッタとＶ
Ｄ１の直流電圧をカットするＣ３，Ｃ３，アース間のバ
リキャップダイオードＶＤ２にて第２の帰還容量を形成
し、ＶＤ２は、Ｒ６によって同調電圧が印加される。以
上がＶＣＯのトランジスタ部である。
【００１０】また、同調回路部は、同調インダクタンス
のＬ１，Ｌ１，Ｃ５間のバリキャップダイオードＶＤ
３，Ｌ１，Ｃ６間のバリキャップダイオードＶＤ４，ベ
ースとＶＤ１の直流電圧をカットするＣ５，ＶＤ４のア
ノードを高周波的に接地するＣ６にて形成されており、
Ｒ７によってＬ１を介してＶＤ３，ＶＤ４に同調電圧が
印加される。Ｒ８，Ｒ９はそれぞれＶＤ３，ＶＤ４のバ
イアス抵抗である。ＶＣＯの発振周波数は、同調回路部
の共振周波数によってほぼ決定されるが、前述のような
課題は発振周波数が高くなると、同調回路部にパラレル
に付加されるトランジスタ部の容量成分が無視できなく
なり、その容量成分が ＶＤ３，ＶＤ４のバリキャップ
ダイオードの容量変化率を小さくすることになり、発振
周波数の可変範囲を狭めることが主要因と考えられる。
図１の回路構成では、与えられた同調電圧が、Ｒ４，Ｒ
６，Ｒ７を介してＶＤ１，ＶＤ２，ＶＤ３，ＶＤ４に供
給され、同調電圧が高くなると、 ＶＤ１，ＶＤ２，Ｖ
Ｄ３，ＶＤ４の容量が小さくなる。同調回路部で決定さ
れる共振周波数は、ＶＤ３，ＶＤ４の容量が小さくなる
ことにより高くなる、つまり発振周波数が高くなる。そ
れと同時にトランジスタ部の第１，第２の帰還容量に使
用されているＶＤ１，ＶＤ２の容量も小さくなることか
ら、トランジスタ部の容量成分は、同調電圧が高くなる
と従来固定であったものが小さくなる方向となる。従っ
て、ＶＣＯの発振周波数は可変範囲が広くなる。
のＬ１，Ｌ１，Ｃ５間のバリキャップダイオードＶＤ
３，Ｌ１，Ｃ６間のバリキャップダイオードＶＤ４，ベ
ースとＶＤ１の直流電圧をカットするＣ５，ＶＤ４のア
ノードを高周波的に接地するＣ６にて形成されており、
Ｒ７によってＬ１を介してＶＤ３，ＶＤ４に同調電圧が
印加される。Ｒ８，Ｒ９はそれぞれＶＤ３，ＶＤ４のバ
イアス抵抗である。ＶＣＯの発振周波数は、同調回路部
の共振周波数によってほぼ決定されるが、前述のような
課題は発振周波数が高くなると、同調回路部にパラレル
に付加されるトランジスタ部の容量成分が無視できなく
なり、その容量成分が ＶＤ３，ＶＤ４のバリキャップ
ダイオードの容量変化率を小さくすることになり、発振
周波数の可変範囲を狭めることが主要因と考えられる。
図１の回路構成では、与えられた同調電圧が、Ｒ４，Ｒ
６，Ｒ７を介してＶＤ１，ＶＤ２，ＶＤ３，ＶＤ４に供
給され、同調電圧が高くなると、 ＶＤ１，ＶＤ２，Ｖ
Ｄ３，ＶＤ４の容量が小さくなる。同調回路部で決定さ
れる共振周波数は、ＶＤ３，ＶＤ４の容量が小さくなる
ことにより高くなる、つまり発振周波数が高くなる。そ
れと同時にトランジスタ部の第１，第２の帰還容量に使
用されているＶＤ１，ＶＤ２の容量も小さくなることか
ら、トランジスタ部の容量成分は、同調電圧が高くなる
と従来固定であったものが小さくなる方向となる。従っ
て、ＶＣＯの発振周波数は可変範囲が広くなる。
【００１１】また発振回路の安定性については、トラン
ジスタ部の第１，第２の帰還容量の値に依存するところ
が大きく、一般的に帰還容量の値は発振周波数が低いほ
ど大きく、発振周波数が高い程小さいのが望ましい。と
ころで、図１に使用されている第１の帰還容量は、Ｃ
１，ＶＤ１，Ｃ２が直列接続で構成されており、また第
２の帰還容量は、Ｃ３，ＶＤ２が直列接続で構成されて
いる。ＶＤ１，ＶＤ２の容量は同調電圧が低くなると増
加し、同調電圧が高くなると減少する。つまり発振周波
数が低いとＶＤ１，ＶＤ２の容量が大きくなり、発振周
波数が高いとＶＤ１，ＶＤ２の容量が小さくなる。従っ
て第１，第２の帰還容量の値は、発振周波数が低いほど
大きく高い程小さくなり、発振回路が安定することにな
る。尚、発振パワーも発振回路の安定性と同様の理由
で、高域においても発振回路の安定性が向上することに
より、低域と同様のパワーが得られることになる。な
お、この実施例の変形例として図８に示すように第１の
帰還容量を固定として第２の帰還容量のみ可変としたタ
イプのものも考えられる。
ジスタ部の第１，第２の帰還容量の値に依存するところ
が大きく、一般的に帰還容量の値は発振周波数が低いほ
ど大きく、発振周波数が高い程小さいのが望ましい。と
ころで、図１に使用されている第１の帰還容量は、Ｃ
１，ＶＤ１，Ｃ２が直列接続で構成されており、また第
２の帰還容量は、Ｃ３，ＶＤ２が直列接続で構成されて
いる。ＶＤ１，ＶＤ２の容量は同調電圧が低くなると増
加し、同調電圧が高くなると減少する。つまり発振周波
数が低いとＶＤ１，ＶＤ２の容量が大きくなり、発振周
波数が高いとＶＤ１，ＶＤ２の容量が小さくなる。従っ
て第１，第２の帰還容量の値は、発振周波数が低いほど
大きく高い程小さくなり、発振回路が安定することにな
る。尚、発振パワーも発振回路の安定性と同様の理由
で、高域においても発振回路の安定性が向上することに
より、低域と同様のパワーが得られることになる。な
お、この実施例の変形例として図８に示すように第１の
帰還容量を固定として第２の帰還容量のみ可変としたタ
イプのものも考えられる。
【００１２】本発明の実施例の内、エミッタとコレクタ
間に第２の帰還容量が接続されたＶＣＯの回路構成を図
２を用いて説明する。ＶＣＯの回路構成は、トランジス
タ部と同調回路部に大別される。図２はコレクタ接地の
発振回路を示している。ＴＲ１は発振用のトランジスタ
であり、Ｒ１，Ｒ２によりベースがバイアスされ、Ｒ３
によってエミッタがバイアスされている。Ｃ４は、接地
用のバイパスコンデンサで、ＴＲ１のコレクタを高周波
的に接地するためコレクタアース間に付いている。Ｃ
１，Ｃ２，ＶＤ１にて第１の帰還容量を形成しており、
ＶＤ１は、Ｒ４によって同調電圧が印加されＲ５によっ
てバイアスされる。更にＣ３，ＶＤ２，コレクタとＶＤ
２の直流電圧をカットするＣ８にて第２の帰還容量を形
成し、ＶＤ１，Ｃ３，Ｃ８とで同調電圧により可変する
第２の帰還容量を形成するＶＤ２は、Ｒ６によって同調
電圧が印加され、Ｒ１０によりバイアスされる。以上が
ＶＣＯのトランジスタ部である。
間に第２の帰還容量が接続されたＶＣＯの回路構成を図
２を用いて説明する。ＶＣＯの回路構成は、トランジス
タ部と同調回路部に大別される。図２はコレクタ接地の
発振回路を示している。ＴＲ１は発振用のトランジスタ
であり、Ｒ１，Ｒ２によりベースがバイアスされ、Ｒ３
によってエミッタがバイアスされている。Ｃ４は、接地
用のバイパスコンデンサで、ＴＲ１のコレクタを高周波
的に接地するためコレクタアース間に付いている。Ｃ
１，Ｃ２，ＶＤ１にて第１の帰還容量を形成しており、
ＶＤ１は、Ｒ４によって同調電圧が印加されＲ５によっ
てバイアスされる。更にＣ３，ＶＤ２，コレクタとＶＤ
２の直流電圧をカットするＣ８にて第２の帰還容量を形
成し、ＶＤ１，Ｃ３，Ｃ８とで同調電圧により可変する
第２の帰還容量を形成するＶＤ２は、Ｒ６によって同調
電圧が印加され、Ｒ１０によりバイアスされる。以上が
ＶＣＯのトランジスタ部である。
【００１３】また、同調回路部は、同調インダクタンス
のＬ１，ＶＤ３，ＶＤ４，Ｃ５，Ｃ６にて形成されてお
り、Ｒ７によってＬ１を介してＶＤ３，ＶＤ４に同調電
圧が印加される。Ｒ８，Ｒ９はそれぞれＶＤ３，ＶＤ４
のバイアス抵抗である。ＶＣＯの発振周波数は、周知の
如く同調回路部の共振周波数によってほぼ決定される
が、発振周波数が高くなると、同調回路部にパラレルに
付加されるトランジスタ部の容量成分が無視できなくな
り、その容量成分が ＶＤ３，ＶＤ４のバリキャップダ
イオードの容量変化率を小さくすることになり、発振周
波数の可変範囲を狭める要因となる。図１の回路構成で
は、与えられた同調電圧が、Ｒ４，Ｒ６，Ｒ７を介して
ＶＤ１，ＶＤ２，ＶＤ３，ＶＤ４に供給され、同調電圧
が高くなると、ＶＤ１，ＶＤ２，ＶＤ３，ＶＤ４の容量
が小さくなる。同調回路部で決定される共振周波数は、
ＶＤ３，ＶＤ４の容量が小さくなることにより高くな
る、つまり発振周波数が高くなる。それと同時にトラン
ジスタ部の第１，第２の帰還容量に使用されているＶＤ
１，ＶＤ２の容量も小さくなることから、トランジスタ
部の容量成分は、同調電圧が高くなると小さくなる方向
となる。従って、ＶＣＯの可変範囲が広くなる。
のＬ１，ＶＤ３，ＶＤ４，Ｃ５，Ｃ６にて形成されてお
り、Ｒ７によってＬ１を介してＶＤ３，ＶＤ４に同調電
圧が印加される。Ｒ８，Ｒ９はそれぞれＶＤ３，ＶＤ４
のバイアス抵抗である。ＶＣＯの発振周波数は、周知の
如く同調回路部の共振周波数によってほぼ決定される
が、発振周波数が高くなると、同調回路部にパラレルに
付加されるトランジスタ部の容量成分が無視できなくな
り、その容量成分が ＶＤ３，ＶＤ４のバリキャップダ
イオードの容量変化率を小さくすることになり、発振周
波数の可変範囲を狭める要因となる。図１の回路構成で
は、与えられた同調電圧が、Ｒ４，Ｒ６，Ｒ７を介して
ＶＤ１，ＶＤ２，ＶＤ３，ＶＤ４に供給され、同調電圧
が高くなると、ＶＤ１，ＶＤ２，ＶＤ３，ＶＤ４の容量
が小さくなる。同調回路部で決定される共振周波数は、
ＶＤ３，ＶＤ４の容量が小さくなることにより高くな
る、つまり発振周波数が高くなる。それと同時にトラン
ジスタ部の第１，第２の帰還容量に使用されているＶＤ
１，ＶＤ２の容量も小さくなることから、トランジスタ
部の容量成分は、同調電圧が高くなると小さくなる方向
となる。従って、ＶＣＯの可変範囲が広くなる。
【００１４】また発振回路の安定性については、トラン
ジスタ部の第１，第２の帰還容量の値に依存するところ
が大きく、一般的にその値は発振周波数が低いほど大き
く、高い程小さいのが望ましい。ところで、図１に使用
されている第１の帰還容量は、Ｃ１，ＶＤ１，Ｃ２が直
列接続で構成されており、また第２の帰還容量は、Ｃ
３，ＶＤ２，Ｃ８が直列接続で構成されている。ＶＤ
１，ＶＤ２の容量は同調電圧が低くなると増加し、同調
電圧が高くなると減少する。つまり発振周波数が低いと
ＶＤ１・ＶＤ２の容量が大きくなり、発振周波数が高い
とＶＤ１，ＶＤ２の容量が小さくなる。従って第１，第
２の帰還容量の値は、発振周波数が低いほど大きく高い
程小さくなり、発振回路が安定することになる。尚、発
振パワーも発振回路の安定性と同様の理由で、高域にお
いても発振回路の安定性が向上することにより、低域と
同様のパワーが得られることになる。
ジスタ部の第１，第２の帰還容量の値に依存するところ
が大きく、一般的にその値は発振周波数が低いほど大き
く、高い程小さいのが望ましい。ところで、図１に使用
されている第１の帰還容量は、Ｃ１，ＶＤ１，Ｃ２が直
列接続で構成されており、また第２の帰還容量は、Ｃ
３，ＶＤ２，Ｃ８が直列接続で構成されている。ＶＤ
１，ＶＤ２の容量は同調電圧が低くなると増加し、同調
電圧が高くなると減少する。つまり発振周波数が低いと
ＶＤ１・ＶＤ２の容量が大きくなり、発振周波数が高い
とＶＤ１，ＶＤ２の容量が小さくなる。従って第１，第
２の帰還容量の値は、発振周波数が低いほど大きく高い
程小さくなり、発振回路が安定することになる。尚、発
振パワーも発振回路の安定性と同様の理由で、高域にお
いても発振回路の安定性が向上することにより、低域と
同様のパワーが得られることになる。
【００１５】本発明の実施例の内、エミッタとアース間
に第２の帰還容量が接続されたＶＣＯの回路構成を図３
を用いて説明する。ＶＣＯの回路構成は、トランジスタ
部と同調回路部に大別される。図３はベース接地の発振
回路を示している。ＴＲ１は発振用のトランジスタであ
り、Ｌ２を介して電源電圧が印加され、Ｒ１，Ｒ２，Ｒ
３によってバイアスされている。Ｃ９は、接地用のバイ
パスコンデンサで、ＴＲ１のベースにつながっている。
コレクタとＶＤ１の直流電圧をカットするＣ１，Ｃ２，
ＶＤ１にて第１の帰還容量を形成しており、ＶＤ１は、
Ｒ４によって同調電圧が印加されＲ５によってバイアス
される。更にＣ３，ＶＤ２にて第２の帰還容量を形成
し、ＶＤ２は、Ｒ６によって同調電圧が印加される。以
上がＶＣＯのトランジスタ部である。
に第２の帰還容量が接続されたＶＣＯの回路構成を図３
を用いて説明する。ＶＣＯの回路構成は、トランジスタ
部と同調回路部に大別される。図３はベース接地の発振
回路を示している。ＴＲ１は発振用のトランジスタであ
り、Ｌ２を介して電源電圧が印加され、Ｒ１，Ｒ２，Ｒ
３によってバイアスされている。Ｃ９は、接地用のバイ
パスコンデンサで、ＴＲ１のベースにつながっている。
コレクタとＶＤ１の直流電圧をカットするＣ１，Ｃ２，
ＶＤ１にて第１の帰還容量を形成しており、ＶＤ１は、
Ｒ４によって同調電圧が印加されＲ５によってバイアス
される。更にＣ３，ＶＤ２にて第２の帰還容量を形成
し、ＶＤ２は、Ｒ６によって同調電圧が印加される。以
上がＶＣＯのトランジスタ部である。
【００１６】また、同調回路部は、同調インダクタンス
のＬ１，ＶＤ３，ＶＤ４，コレクタとＶＤ１の直流電圧
をカットするＣ５，Ｃ６にて形成されており、Ｒ７によ
ってＬ１を介してＶＤ３，ＶＤ４に同調電圧が印加され
る。Ｒ８，Ｒ９はそれぞれＶＤ３，ＶＤ４のバイアス抵
抗である。ＶＣＯの発振周波数は、周知の如く同調回路
部の共振周波数によってほぼ決定されるが、発振周波数
が高くなると、同調回路部にパラレルに付加されるトラ
ンジスタ部の容量成分が無視できなくなり、その容量成
分がＶＤ３，ＶＤ４のバリキャップダイオードの容量変
化率を小さくすることになり、発振周波数の可変範囲を
狭める要因となる。図１の回路構成では、与えられた同
調電圧が、Ｒ４，Ｒ６，Ｒ７を介してＶＤ１，ＶＤ２，
ＶＤ３，ＶＤ４に供給され、同調電圧が高くなると、Ｖ
Ｄ１，ＶＤ２，ＶＤ３，ＶＤ４の容量が小さくなる。同
調回路部で決定される共振周波数は、ＶＤ３，ＶＤ４の
容量が小さくなることにより高くなる、つまり発振周波
数が高くなる。それと同時にトランジスタ部の第１，第
２の帰還容量に使用されているＶＤ１，ＶＤ２の容量も
小さくなることから、トランジスタ部の容量成分は、同
調電圧が高くなると小さくなる方向となる。従って、Ｖ
ＣＯの可変範囲が広くなる。
のＬ１，ＶＤ３，ＶＤ４，コレクタとＶＤ１の直流電圧
をカットするＣ５，Ｃ６にて形成されており、Ｒ７によ
ってＬ１を介してＶＤ３，ＶＤ４に同調電圧が印加され
る。Ｒ８，Ｒ９はそれぞれＶＤ３，ＶＤ４のバイアス抵
抗である。ＶＣＯの発振周波数は、周知の如く同調回路
部の共振周波数によってほぼ決定されるが、発振周波数
が高くなると、同調回路部にパラレルに付加されるトラ
ンジスタ部の容量成分が無視できなくなり、その容量成
分がＶＤ３，ＶＤ４のバリキャップダイオードの容量変
化率を小さくすることになり、発振周波数の可変範囲を
狭める要因となる。図１の回路構成では、与えられた同
調電圧が、Ｒ４，Ｒ６，Ｒ７を介してＶＤ１，ＶＤ２，
ＶＤ３，ＶＤ４に供給され、同調電圧が高くなると、Ｖ
Ｄ１，ＶＤ２，ＶＤ３，ＶＤ４の容量が小さくなる。同
調回路部で決定される共振周波数は、ＶＤ３，ＶＤ４の
容量が小さくなることにより高くなる、つまり発振周波
数が高くなる。それと同時にトランジスタ部の第１，第
２の帰還容量に使用されているＶＤ１，ＶＤ２の容量も
小さくなることから、トランジスタ部の容量成分は、同
調電圧が高くなると小さくなる方向となる。従って、Ｖ
ＣＯの可変範囲が広くなる。
【００１７】また発振回路の安定性については、トラン
ジスタ部の第１，第２の帰還容量の値に依存するところ
が大きく、一般的にその値は発振周波数が低いほど大き
く、高い程小さいのが望ましい。ところで、図１に使用
されている第１の帰還容量は、Ｃ１，ＶＤ１，Ｃ２が直
列接続で構成されており、また第２の帰還容量は、Ｃ
３，ＶＤ２，ベースとＶＤ２の直流電圧をカットするＣ
８が直列接続で構成されている。ＶＤ１，ＶＤ２の容量
は同調電圧が低くなると増加し、同調電圧が高くなると
減少する。つまり発振周波数が低いとＶＤ１，ＶＤ２の
容量が大きくなり、発振周波数が高いとＶＤ１，ＶＤ２
の容量が小さくなる。従って第１，第２の帰還容量の値
は、発振周波数が低いほど大きく高い程小さくなり、発
振回路が安定することになる。尚、発振パワーも発振回
路の安定性と同様の理由で、高域においても発振回路の
安定性が向上することにより、低域と同様のパワーが得
られることになる。
ジスタ部の第１，第２の帰還容量の値に依存するところ
が大きく、一般的にその値は発振周波数が低いほど大き
く、高い程小さいのが望ましい。ところで、図１に使用
されている第１の帰還容量は、Ｃ１，ＶＤ１，Ｃ２が直
列接続で構成されており、また第２の帰還容量は、Ｃ
３，ＶＤ２，ベースとＶＤ２の直流電圧をカットするＣ
８が直列接続で構成されている。ＶＤ１，ＶＤ２の容量
は同調電圧が低くなると増加し、同調電圧が高くなると
減少する。つまり発振周波数が低いとＶＤ１，ＶＤ２の
容量が大きくなり、発振周波数が高いとＶＤ１，ＶＤ２
の容量が小さくなる。従って第１，第２の帰還容量の値
は、発振周波数が低いほど大きく高い程小さくなり、発
振回路が安定することになる。尚、発振パワーも発振回
路の安定性と同様の理由で、高域においても発振回路の
安定性が向上することにより、低域と同様のパワーが得
られることになる。
【００１８】本発明の実施例の内、エミッタとベース間
に第２の帰還容量が接続されたＶＣＯの回路構成を図４
を用いて説明する。ＶＣＯの回路構成は、トランジスタ
部と同調回路部に大別される。図４はベース接地の発振
回路を示している。ＴＲ１は発振用のトランジスタであ
り、電源電圧とコレクタ間を高周波的にカットするＬ２
を介して電源電圧が印加され、Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３によっ
てバイアスされている。Ｃ９は、接地用のバイパスコン
デンサで、ＴＲ１のベースにつながっている。コレクタ
とＶＤ１の直流電圧をカットするＣ１，Ｃ２，ＶＤ１に
て第１の帰還容量を形成しており、ＶＤ１は、Ｒ４によ
って同調電圧が印加されＲ５によってバイアスされる。
更にＣ３，ＶＤ２にて第２の帰還容量を形成し、ＶＤ２
は、Ｒ６によって同調電圧が印加される。以上がＶＣＯ
のトランジスタ部である。
に第２の帰還容量が接続されたＶＣＯの回路構成を図４
を用いて説明する。ＶＣＯの回路構成は、トランジスタ
部と同調回路部に大別される。図４はベース接地の発振
回路を示している。ＴＲ１は発振用のトランジスタであ
り、電源電圧とコレクタ間を高周波的にカットするＬ２
を介して電源電圧が印加され、Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３によっ
てバイアスされている。Ｃ９は、接地用のバイパスコン
デンサで、ＴＲ１のベースにつながっている。コレクタ
とＶＤ１の直流電圧をカットするＣ１，Ｃ２，ＶＤ１に
て第１の帰還容量を形成しており、ＶＤ１は、Ｒ４によ
って同調電圧が印加されＲ５によってバイアスされる。
更にＣ３，ＶＤ２にて第２の帰還容量を形成し、ＶＤ２
は、Ｒ６によって同調電圧が印加される。以上がＶＣＯ
のトランジスタ部である。
【００１９】また、同調回路部は、同調インダクタンス
のＬ１，ＶＤ３，ＶＤ４，Ｃ５，Ｃ６にて形成されてお
り、Ｒ７によってＬ１を介してＶＤ３，ＶＤ４に同調電
圧が印加される。Ｒ８，Ｒ９はそれぞれＶＤ３，ＶＤ４
のバイアス抵抗である。ＶＣＯの発振周波数は、周知の
如く同調回路部の共振周波数によってほぼ決定される
が、発振周波数が高くなると、同調回路部にパラレルに
付加されるトランジスタ部の容量成分が無視できなくな
り、その容量成分が ＶＤ３，ＶＤ４のバリキャップダ
イオードの容量変化率を小さくすることになり、発振周
波数の可変範囲を狭める要因となる。図１の回路構成で
は、与えられた同調電圧が、Ｒ４，Ｒ６，Ｒ７を介して
ＶＤ１，ＶＤ２，ＶＤ３，ＶＤ４に供給され、同調電圧
が高くなると、ＶＤ１，ＶＤ２，ＶＤ３，ＶＤ４の容量
が小さくなる。同調回路部で決定される共振周波数は、
ＶＤ３，ＶＤ４の容量が小さくなることにより高くな
る、つまり発振周波数が高くなる。それと同時にトラン
ジスタ部の第１，第２の帰還容量に使用されているＶＤ
１，ＶＤ２の容量も小さくなることから、トランジスタ
部の容量成分は、同調電圧が高くなると小さくなる方向
となる。従って、ＶＣＯの可変範囲が広くなる。
のＬ１，ＶＤ３，ＶＤ４，Ｃ５，Ｃ６にて形成されてお
り、Ｒ７によってＬ１を介してＶＤ３，ＶＤ４に同調電
圧が印加される。Ｒ８，Ｒ９はそれぞれＶＤ３，ＶＤ４
のバイアス抵抗である。ＶＣＯの発振周波数は、周知の
如く同調回路部の共振周波数によってほぼ決定される
が、発振周波数が高くなると、同調回路部にパラレルに
付加されるトランジスタ部の容量成分が無視できなくな
り、その容量成分が ＶＤ３，ＶＤ４のバリキャップダ
イオードの容量変化率を小さくすることになり、発振周
波数の可変範囲を狭める要因となる。図１の回路構成で
は、与えられた同調電圧が、Ｒ４，Ｒ６，Ｒ７を介して
ＶＤ１，ＶＤ２，ＶＤ３，ＶＤ４に供給され、同調電圧
が高くなると、ＶＤ１，ＶＤ２，ＶＤ３，ＶＤ４の容量
が小さくなる。同調回路部で決定される共振周波数は、
ＶＤ３，ＶＤ４の容量が小さくなることにより高くな
る、つまり発振周波数が高くなる。それと同時にトラン
ジスタ部の第１，第２の帰還容量に使用されているＶＤ
１，ＶＤ２の容量も小さくなることから、トランジスタ
部の容量成分は、同調電圧が高くなると小さくなる方向
となる。従って、ＶＣＯの可変範囲が広くなる。
【００２０】また発振回路の安定性については、トラン
ジスタ部の第１，第２の帰還容量の値に依存するところ
が大きく、一般的にその値は発振周波数が低いほど大き
く、高い程小さいのが望ましい。ところで、図１に使用
されている第１の帰還容量は、Ｃ１，ＶＤ１，Ｃ２が直
列接続で構成されており、また第２の帰還容量は、Ｃ
３，ＶＤ２，Ｃ８が直列接続で構成されている。ＶＤ
１，ＶＤ２の容量は同調電圧が低くなると増加し、同調
電圧が高くなると減少する。つまり発振周波数が低いと
ＶＤ１，ＶＤ２の容量が大きくなり、発振周波数が高い
とＶＤ１，ＶＤ２の容量が小さくなる。従って第１，第
２の帰還容量の値は、発振周波数が低いほど大きく高い
程小さくなり、発振回路が安定することになる。尚、発
振パワーも発振回路の安定性と同様の理由で、高域にお
いても発振回路の安定性が向上することにより、低域と
同様のパワーが得られることになる。
ジスタ部の第１，第２の帰還容量の値に依存するところ
が大きく、一般的にその値は発振周波数が低いほど大き
く、高い程小さいのが望ましい。ところで、図１に使用
されている第１の帰還容量は、Ｃ１，ＶＤ１，Ｃ２が直
列接続で構成されており、また第２の帰還容量は、Ｃ
３，ＶＤ２，Ｃ８が直列接続で構成されている。ＶＤ
１，ＶＤ２の容量は同調電圧が低くなると増加し、同調
電圧が高くなると減少する。つまり発振周波数が低いと
ＶＤ１，ＶＤ２の容量が大きくなり、発振周波数が高い
とＶＤ１，ＶＤ２の容量が小さくなる。従って第１，第
２の帰還容量の値は、発振周波数が低いほど大きく高い
程小さくなり、発振回路が安定することになる。尚、発
振パワーも発振回路の安定性と同様の理由で、高域にお
いても発振回路の安定性が向上することにより、低域と
同様のパワーが得られることになる。
【００２１】本発明の実施例の回路構成を図５を用いて
説明する。ＴＲ１は発振用のトランジスタであり、Ｒ
１，Ｒ２，Ｒ３によってバイアスされている。Ｃ４は、
接地用のバイパスコンデンサで、ＴＲ１のコレクタにつ
ながっている。Ｃ１，Ｃ２，ＶＤ１にて第１の帰還容量
を形成しており、ＶＤ１は、Ｒ４によって同調電圧が印
加されＲ５によってバイアスされる。更にＣ３，ＶＤ２
にて第２の帰還容量を形成し、ＶＤ２は、Ｒ６によって
同調電圧が印加される。以上がＶＣＯのトランジスタ部
である。
説明する。ＴＲ１は発振用のトランジスタであり、Ｒ
１，Ｒ２，Ｒ３によってバイアスされている。Ｃ４は、
接地用のバイパスコンデンサで、ＴＲ１のコレクタにつ
ながっている。Ｃ１，Ｃ２，ＶＤ１にて第１の帰還容量
を形成しており、ＶＤ１は、Ｒ４によって同調電圧が印
加されＲ５によってバイアスされる。更にＣ３，ＶＤ２
にて第２の帰還容量を形成し、ＶＤ２は、Ｒ６によって
同調電圧が印加される。以上がＶＣＯのトランジスタ部
である。
【００２２】また、同調回路部は、同調インダクタンス
のＬ１，ＶＤ３，ＶＤ４，ＶＤ５，Ｃ５，Ｃ６にて形成
されており、Ｒ８によってＶＤ３に、またＲ１１によっ
てＶＤ４，ＶＤ５に同調電圧が印加される。Ｒ７はＬ１
を介してＶＤ３，ＶＤ５のバイアス抵抗となり、Ｒ９は
ＶＤ４のバイアス抵抗である。ＶＣＯの発振周波数は、
周知の如く同調回路部の共振周波数によってほぼ決定さ
れるが、発振周波数が高くなると、同調回路部にパラレ
ルに付加されるトランジスタ部の容量成分が無視できな
くなり、その容量成分が ＶＤ３，ＶＤ４のバリキャッ
プダイオードの容量変化率を小さくすることになり、発
振周波数の可変範囲を狭める要因となる。図１の回路構
成では、与えられた同調電圧が、Ｒ４，Ｒ６，Ｒ７を介
してＶＤ１，ＶＤ２，ＶＤ３，ＶＤ４に供給され、同調
電圧が高くなると、ＶＤ１，ＶＤ２，ＶＤ３，ＶＤ４の
容量が小さくなる。同調回路部で決定される共振周波数
は、ＶＤ３，ＶＤ４の容量が小さくなることにより高く
なる、つまり発振周波数が高くなる。それと同時にトラ
ンジスタ部の第１，第２の帰還容量に使用されているＶ
Ｄ１，ＶＤ２の容量も小さくなることから、トランジス
タ部の容量成分は、同調電圧が高くなると小さくなる方
向となる。従って、ＶＣＯの可変範囲が広くなる。
のＬ１，ＶＤ３，ＶＤ４，ＶＤ５，Ｃ５，Ｃ６にて形成
されており、Ｒ８によってＶＤ３に、またＲ１１によっ
てＶＤ４，ＶＤ５に同調電圧が印加される。Ｒ７はＬ１
を介してＶＤ３，ＶＤ５のバイアス抵抗となり、Ｒ９は
ＶＤ４のバイアス抵抗である。ＶＣＯの発振周波数は、
周知の如く同調回路部の共振周波数によってほぼ決定さ
れるが、発振周波数が高くなると、同調回路部にパラレ
ルに付加されるトランジスタ部の容量成分が無視できな
くなり、その容量成分が ＶＤ３，ＶＤ４のバリキャッ
プダイオードの容量変化率を小さくすることになり、発
振周波数の可変範囲を狭める要因となる。図１の回路構
成では、与えられた同調電圧が、Ｒ４，Ｒ６，Ｒ７を介
してＶＤ１，ＶＤ２，ＶＤ３，ＶＤ４に供給され、同調
電圧が高くなると、ＶＤ１，ＶＤ２，ＶＤ３，ＶＤ４の
容量が小さくなる。同調回路部で決定される共振周波数
は、ＶＤ３，ＶＤ４の容量が小さくなることにより高く
なる、つまり発振周波数が高くなる。それと同時にトラ
ンジスタ部の第１，第２の帰還容量に使用されているＶ
Ｄ１，ＶＤ２の容量も小さくなることから、トランジス
タ部の容量成分は、同調電圧が高くなると小さくなる方
向となる。従って、ＶＣＯの可変範囲が広くなる。
【００２３】また発振回路の安定性については、トラン
ジスタ部の第１，第２の帰還容量の値に依存するところ
が大きく、一般的にその値は発振周波数が低いほど大き
く、高い程小さいのが望ましい。ところで、図１に使用
されている第１の帰還容量は、Ｃ１，ＶＤ１，Ｃ２が直
列接続で構成されており、また第２の帰還容量は、Ｃ
３，ＶＤ２，Ｃ８が直列接続で構成されている。ＶＤ
１，ＶＤ２の容量は同調電圧が低くなると増加し、同調
電圧が高くなると減少する。つまり発振周波数が低いと
ＶＤ１，ＶＤ２の容量が大きくなり、発振周波数が高い
とＶＤ１，ＶＤ２の容量が小さくなる。従って第１，第
２の帰還容量の値は、発振周波数が低いほど大きく高い
程小さくなり、発振回路が安定することになる。尚、発
振パワーも発振回路の安定性と同様の理由で、高域にお
いても発振回路の安定性が向上することにより、低域と
同様のパワーが得られることになる。
ジスタ部の第１，第２の帰還容量の値に依存するところ
が大きく、一般的にその値は発振周波数が低いほど大き
く、高い程小さいのが望ましい。ところで、図１に使用
されている第１の帰還容量は、Ｃ１，ＶＤ１，Ｃ２が直
列接続で構成されており、また第２の帰還容量は、Ｃ
３，ＶＤ２，Ｃ８が直列接続で構成されている。ＶＤ
１，ＶＤ２の容量は同調電圧が低くなると増加し、同調
電圧が高くなると減少する。つまり発振周波数が低いと
ＶＤ１，ＶＤ２の容量が大きくなり、発振周波数が高い
とＶＤ１，ＶＤ２の容量が小さくなる。従って第１，第
２の帰還容量の値は、発振周波数が低いほど大きく高い
程小さくなり、発振回路が安定することになる。尚、発
振パワーも発振回路の安定性と同様の理由で、高域にお
いても発振回路の安定性が向上することにより、低域と
同様のパワーが得られることになる。
【００２４】
【発明の効果】上述のように発振周波数の可変範囲が広
くなったし、発振が安定になった。また、高域での発振
パワーの低下がなくなり、発振停止が起こらなくなっ
た。
くなったし、発振が安定になった。また、高域での発振
パワーの低下がなくなり、発振停止が起こらなくなっ
た。
【図１】 請求項１記載の発明のＶＣＯ回路の第１の実
施例
施例
【図２】 請求項１記載の発明のＶＣＯ回路の第２の実
施例
施例
【図３】 請求項２記載の発明のＶＣＯ回路の第１の実
施例
施例
【図４】 請求項２記載の発明のＶＣＯ回路の第２の実
施例
施例
【図５】 請求項３記載の発明のＶＣＯ回路の実施例
【図６】 従来のＶＣＯ回路の例
【図７】 従来のＶＣＯ回路の他の例
【図８】 請求項１記載の発明のＶＣＯ回路の第３の実
施例
施例
Ｃ１ ＴＲ１のベースとＶＤ１のカソード間のコンデン
サ（第１の帰還容量の一部） Ｃ２ ＴＲ１のエミッタとＶＤ１のアノード間のコンデ
ンサ（第１の帰還容量の一部） Ｃ３ ＴＲ１のエミッタとＶＤ２のカソード間のコンデ
ンサ（第２の帰還容量の一部） Ｃ５ 結合コンデンサ（ＴＲ１のベースとＶＤ３のアノ
ード間のもの） ＶＤ１ Ｃ１，Ｃ２間のバリキャップダイオード（第１
の帰還容量の一部） ＶＤ２ Ｃ３，アース間のバリキャップダイオード（第
２の帰還容量の一部） Ｌ１ 共振回路 ＴＲ１ 発振用トランジスタ
サ（第１の帰還容量の一部） Ｃ２ ＴＲ１のエミッタとＶＤ１のアノード間のコンデ
ンサ（第１の帰還容量の一部） Ｃ３ ＴＲ１のエミッタとＶＤ２のカソード間のコンデ
ンサ（第２の帰還容量の一部） Ｃ５ 結合コンデンサ（ＴＲ１のベースとＶＤ３のアノ
ード間のもの） ＶＤ１ Ｃ１，Ｃ２間のバリキャップダイオード（第１
の帰還容量の一部） ＶＤ２ Ｃ３，アース間のバリキャップダイオード（第
２の帰還容量の一部） Ｌ１ 共振回路 ＴＲ１ 発振用トランジスタ
Claims (4)
- 【請求項１】発振用トランジスタのコレクタが高周波的
に接地され、ベースから結合コンデンサを介して共振回
路に接続される発振回路において、前記発振用トランジ
スタの、ベースとエミッタ間に第１の帰還容量が接続さ
れ、エミッタとアース間、又はエミッタとコレクタ間に
第２の帰還容量が接続され、前記第１又は／及び第２の
帰還容量が発振周波数が高くなると小さくなる機能を有
することを特徴とする広帯域電圧可変発振器。 - 【請求項２】発振用トランジスタのベースが高周波的に
接地され、コレクタから結合コンデンサを介して共振回
路に接続される発振回路において、前記発振用トランジ
スタの、コレクタとエミッタ間に第１の帰還容量が接続
され、エミッタとアース間、又はエミッタとベース間に
第２の帰還容量が接続され、前記第１及び又は第２の帰
還容量が発振周波数が高くなると小さくなる機能を有す
ることを特徴とする広帯域電圧可変発振器。 - 【請求項３】前記第１及び第２の帰還容量がバリキャッ
プダイオードであることを特徴とする、請求項１又は２
に記載する広帯域電圧可変発振器。 - 【請求項４】前記共振回路が、同調インダクタンスの片
端または、両端にバリキャップダイオードを複数個使用
したことを特徴とする、請求項１又は２に記載する広帯
域電圧可変発振器。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP16713696A JPH1013151A (ja) | 1996-06-27 | 1996-06-27 | 広帯域電圧可変発振器 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP16713696A JPH1013151A (ja) | 1996-06-27 | 1996-06-27 | 広帯域電圧可変発振器 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH1013151A true JPH1013151A (ja) | 1998-01-16 |
Family
ID=15844100
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP16713696A Pending JPH1013151A (ja) | 1996-06-27 | 1996-06-27 | 広帯域電圧可変発振器 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH1013151A (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP1223667A3 (en) * | 2001-01-03 | 2003-10-29 | Motorola, Inc. | Voltage controlled oscillator (VCO) in colpitts configuration |
| US7002424B2 (en) | 2002-05-13 | 2006-02-21 | Fujitsu Media Devices Limited | Oscillator having voltage dividing circuit |
| JP2007116473A (ja) * | 2005-10-20 | 2007-05-10 | Sharp Corp | 電圧制御発振器、受信モジュール、携帯機器、１セグ放送受信機、モバイル衛星放送受信機器及び地上波デジタル受信機器 |
-
1996
- 1996-06-27 JP JP16713696A patent/JPH1013151A/ja active Pending
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP1223667A3 (en) * | 2001-01-03 | 2003-10-29 | Motorola, Inc. | Voltage controlled oscillator (VCO) in colpitts configuration |
| US7002424B2 (en) | 2002-05-13 | 2006-02-21 | Fujitsu Media Devices Limited | Oscillator having voltage dividing circuit |
| US7330083B2 (en) | 2002-05-13 | 2008-02-12 | Fujitsu Media Devices Limited | Oscillator having voltage dividing circuit |
| JP2007116473A (ja) * | 2005-10-20 | 2007-05-10 | Sharp Corp | 電圧制御発振器、受信モジュール、携帯機器、１セグ放送受信機、モバイル衛星放送受信機器及び地上波デジタル受信機器 |
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