JPH1014240A

JPH1014240A - ハイブリッド直流送電設備の起動方法、及びその装置

Info

Publication number: JPH1014240A
Application number: JP8164610A
Authority: JP
Inventors: Hiroshige Kawazoe; 裕成川添; Hiroo Konishi; 博雄小西; Yoshihiro Iwata; 良浩岩田; Shunsuke Tanaka; 俊輔田中
Original assignee: Tokyo Electric Power Co Inc; Hitachi Ltd
Current assignee: Hitachi Ltd; Tokyo Electric Power Co Holdings Inc
Priority date: 1996-06-25
Filing date: 1996-06-25
Publication date: 1998-01-16

Abstract

(57)【要約】【課題】充電装置が不要であり、過電流で素子を破損さ
せることなく、かつ、適切な充電電圧が得られるハイブ
リッド直流送電設備を提供する。【解決手段】直流送電線３０ａ、３０ｂを含む直流回路
の抵抗値Ｒ、リアクタアンスＬ、キャパシタンスＣから
減衰率ζを演算し、減衰率ζと直流コンデンサの充電目
標値Ｖｃｒを用いて他励式変換器端の直流電圧Ｖｄｒを
充電演算回路４００が演算する。また、交流系統より他
励式変換器１に供給される交流電圧実効値Ｅ２と、求め
た直流電圧Ｖｄｒとを用いて他励式変換器の制御角α１
を充電演算回路４００が演算する。この制御角の点弧パ
ルスで他励式変換器を起動することにより、直流コンデ
ンサ２８を充電目標値Ｖｃｒに充電することができる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、直流送電設備に関
し、特に、変換器として、他励式変換器と自励式変換器
を組み合わせて用いるハイブリッド直流送電設備に関す
るものである。

【０００２】

【従来の技術】直流送電システムは、順変換器により、
交流電流を直流電流に変換して送電し、送電された直流
電流を逆変換器により再び交流電流に変換して系統に供
給するシステムである。現在、順変換器および逆変換器
を他励式変換器で構成した設備が実用化されている。他
励式変換器は、サイリスタ等の自己消弧能力を持たない
素子によって構成されたものであり、低コストで順変換
器および逆変換器を構成できるという利点がある。しか
しながら、他励式変換器を逆変換器として用いた場合、
自己消弧能力を持たないために、落雷等の外乱によって
転流失敗を生じるおそれがあるということも知られてい
る。

【０００３】そのため、近年では、ＧＴＯ（Ｇａｔｅ
ＴｕｒｎＯｆｆ）サイリスタ等の自己消弧能力をもつ
スイッチング素子の発達にともない、自己消弧型能力を
有する素子で変換器を構成する試みが行われている。こ
のような、自己消弧能力を有する変換器は、自励式変換
器と呼ばれている。

【０００４】そこで、自励式変換器を逆変換器として用
い、順変換器を従来の他励式変換器で構成した直流送電
システムが考案されている。このようなシステムは、ハ
イブリッド直流送電システムと呼ばれている。

【０００５】一般的な、ハイブリッド直流送電システム
の構成は、特開昭５８−５１７３７号公報に記載されて
いる。自励式逆変換器は、直流電圧を交流に変換する電
圧型として用いられる。この場合、スイッチング素子に
直流電圧を印加するための電圧源が必要であり、この電
圧源として直流送電線に並列に接続したコンデンサを用
いている。

【０００６】特開昭５８ー５１７３７号公報には、直流
送電システムの運転中の上記コンデンサの電圧を制御す
る２つの構成が記載されている。ひとつは、他励順変換
器の点弧パルスの制御角を変化させることにより、直流
送電システムの運転中の上記コンデンサの直流電圧を、
直流送電線を介して制御し、送電電力を自励式変換器の
変換する電流もしくは電力量によって制御する構成であ
る。もう一つは、自励式逆変換器の点弧パルスの制御角
を変化させることにより、交流系統から上記コンデンサ
に電力を供給し、コンデンサの直流電圧を所定値に保持
することにより、送電電力を他励式順変換器の変換する
電流もしくは電力量によって制御する構成である。

【０００７】これら２つの構成は、いずれも運転中のコ
ンデンサの電圧制御に関するものであるが、実際には、
上述のような運転を行うためには、起動前に、上記コン
デンサを予め初充電しておく必要がある。

【０００８】また、初充電の際には、コンデンサの直流
電圧が、自励式逆変換器の変換する電圧になるため、自
励式変換器を安定に起動するためには直流コンデンサを
適切な電圧値になるように初充電しなければならない。

【０００９】そのため、従来、上記コンデンサを初充電
する方法として、交流系統から自励式逆変換器を一旦切
り離した上で、変圧器と整流回路と制限抵抗とで構成さ
れる充電装置をコンデンサに取り付け、別の電源から該
充電装置を介してコンデンサを充電する方法が知られて
いた。

【００１０】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、従来の
別電源から充電装置を介して上記コンデンサを充電する
方法は、電源と充電装置とが別途必要であり、コストが
かかるとともに、ごくまれに行われる初期充電のため
に、電源と充電装置とをメンテナンスしなければならな
いという問題がある。また、コンデンサの充電に必要な
時間が、電源と充電装置の能力とに依存するため、コス
トのかからない小さな電源と充電装置を用いた場合に
は、充電に長時間を要してしまう。

【００１１】また、先に自励式逆変換器を交流系統に接
続し、自励式逆変換器内にＧＴＯサイリスタと逆並列に
配置したダイオード(以下、「自励式逆変換器の並列ダイ
オード」と称する)を介して交流系統から直流コンデンサ
を初充電する方法も考えられる。これにより、前記充電
装置は不要となるが、直流コンデンサを充電していない
状態で自励式変換器を交流系統に接続するため、回路は
短絡状態となり、過電流が流れ、該逆変換器を構成する
素子の破損を生じる可能性がある。

【００１２】また、この方法では、直流コンデンサの充
電電圧は、自励式逆変換器と交流系統の間に配置されて
いる変圧器の直流側リアクタンス両端の電圧の大きさに
依存するために、交流系統の交流電圧値に応じた充電電
圧しか得られない問題もある。本発明の目的は、自励
式逆変換器の直流コンデンサを初充電するため充電装置
が不要であり、過電流で素子を破損させることなく、か
つ、適切な充電電圧が得られるハイブリッド直流送電設
備を提供することにある。

【００１３】

【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に、本発明では、以下のようなハイブリッド直流送電設
備を提供する。

【００１４】すなわち、交流電力を直流電力に変換する
ための他励式変換器と、前記他励式変換器で変換された
直流電力を送電するための直流送電線と、前記直流送電
線で送電された直流電力を交流電力に変換するための自
励式変換器とを有し、前記自励式変換器は、自己消弧型
スイッチング素子と、前記自己消弧型スイッチング素子
に直流電圧を印加するための直流コンデンサとを備え、
前記直流コンデンサは、前記直流送電線に接続され、前
記直流コンデンサを前記他励式変換器の変換した直流電
力によって初充電するための制御角を演算する制御手段
と、前記制御角により点弧パルスを作成し、前記他励式
変換器に出力する制御信号出力手段とを有し、前記制御
手段は、前記直流コンデンサを予め定めた充電目標電圧
に充電するために必要な前記他励式変換器端の直流電圧
と、前記他励式変換器に供給される交流電力の電圧実効
値とを用いて、前記他励式変換器を点弧するための制御
角を演算するハイブリッド直流送電設備である。

【００１５】本発明のハイブリッド直流送電設備では、
直流コンデンサを予め定めた充電目標電圧に充電するた
めに必要な、前記他励式変換器端の直流電圧を、直流送
電線の減衰率と充電目標電圧とから演算しておき、制御
手段は、この他励式変換器端に必要な直流電圧と、他励
式変換器に供給される交流電圧の実効値から制御角を演
算する。そして、この制御角を用いて、制御信号出力手
段が他励式変換器の点弧パルスを作成し、この点弧パル
スを用いて前記他励式変換器を起動する。これにより、
直流コンデンサを充電目標電圧に初充電することができ
る。

【００１６】

【発明の実施の形態】以下、本発明の一実施の形態を図
面を参照して説明する。

【００１７】まず、本発明の第１の実施の形態のハイブ
リッド直流送電設備について、図１を用いて説明する。

【００１８】図１のように、本実施の形態のハイブリッ
ド直流送電設備は、直流送電線３０ａ、３０ｂと、他励
式変換器１と、自励式変換器２とを備えている。他励式
変換器１の直流端子には、直流送電線３０ａ、３０ｂの
交流系統１１側の端部が接続される。また、自励式変換
器２の直流端子には、直流送電線３０ａ、３０ｂの交流
系統２１側の端部が接続されている。交流系統１１は、
発電機等の交流電力を供給する側の系統であり、交流系
統２１は、負荷地等の交流電力を供給される側の系統で
ある。直流送電線３０ａ、３０ｂは、図１では、ごく短
く図示しているが、実際には、交流系統１１と交流系統
２１との間の地理的距離分の長さを有するものである。

【００１９】他励式変換器１は、サイリスタ１００１に
より構成され、交流系統１１から、交流母線１２、遮断
器１４、変圧器１５を介して供給される交流電流をスイ
ッチングすることにより直流電流に変換する。図１で
は、簡単のために他励式変換器１を構成するサイリスタ
１００１として、ひとつのサイリスタのみを示している
が、実際には、交流系統１１の相数分（本実施の形態で
は、３相分）配置する。

【００２０】他励式変換器１には、サイリスタ１００１
にそれぞれ制御信号を入力するための制御装置１００が
接続されている。

【００２１】また、他励式変換器１と直流送電線３０ａ
との間には、直流リアクタンス１６を配置している。さ
らに、他励式変換器１と直流リアクタンス６との間に
は、他励式変換器１の制御に用いる直流電圧Ｖｄを検出
するために、変圧器１７が取り付けられている。他励式
変換器１と直流送電線３０ｂとの間には、他励式変換器
１の制御に用いる直流電流Ｉｄを検出するための変流器
１８が配置されている。

【００２２】また、交流母線１２と遮断器１４との間に
は、他励式変換器１の制御に用いる交流電圧Ｖ１を検出
するための変圧器１３が取り付けられている。

【００２３】自励式変換器２は、ゲートターンオフ（Ｇ
ＴＯ）サイリスタ１００２と、ＧＴＯサイリスタ１００
２に逆並列に接続されたダイオード１００３と、直流コ
ンデンサ２８とを有している。直流コンデンサ２８は、
直流送電線３０ａと直流送電線３０ｂとの間に配置され
る。また、図１では、簡単のために略しているが、ＧＴ
Ｏサイリスタ１００２とダイオード１００３は、交流系
統２１の相数分（本実施の形態では、３相分）配置す
る。ＧＴＯサイリスタ１００２は、直流コンデンサ２８
の両端の直流電圧をスイッチングすることにより、交流
電圧を形成する。

【００２４】自励式変換器２には、ＧＴＯサイリスタ１
００２に制御信号を入力するための制御装置２００が接
続されている。

【００２５】直流送電線３０ａと自励式変換器２との間
には、直流リアクタンス２６が配置されている。また、
直流コンデンサ２８には、ＧＴＯサイリスタ１００２の
制御のための直流電圧Ｖｃを検出するための変圧器２７
が接続されている。

【００２６】また、交流母線２２と遮断器２４との間に
は、ＧＴＯサイリスタ１００２の制御のために交流電圧
Ｖ２、交流電流Ｉ２、有効電力Ｐ２、無効電力Ｑ２を検
出するための変圧器２３、変流器２９、有効電力および
無効電力検出器２０７が配置されている。

【００２７】制御装置１００は、通常運転時における他
励式変換器１のサイリスタ１００１の制御角を演算する
運転時演算回路１０４と、直流コンデンサ２８を初充電
するための運転時における他励式変換器１のサイリスタ
１００１の制御角を演算する充電演算回路４００と、交
流電圧Ｖ１の位相角を検出する位相角検出回路１０５と
を備えている。また、制御装置１００は、運転時制御角
１０４または充電演算回路４００の演算した制御角が、
位相角検出回路の検出した位相角と一致した時点で、他
励式変換器１のサイリスタ１００１に点弧信号を出力す
る比較器１０６と、スイッチ１０７を備えている。

【００２８】制御回路２００は、通常運転時における自
励式変換器２のＧＴＯサイリスタ１００２の制御角を演
算して出力する制御回路である。

【００２９】制御回路１００の運転時演算回路１０４
は、通常運転時に他励式変換器１が変換する電流を制御
するための制御角を演算する。一方、制御回路２００
は、通常運転時において直流コンデンサ２８の直流電圧
を予め定めた所定の電圧に保つための制御角を演算す
る。直流送電線３０ａ、３０ｂによって送電される電力
は、電流と電圧との積と等しい。本実施の形態では、他
励式変換器１が変換する電流の大きさによって送電電力
を制御する。

【００３０】充電演算回路４００の詳しい構成について
図２を用いてさらに説明する。

【００３１】充電演算回路４００は、直流送電線３０
ａ、３０ｂを含む回路の減衰率を演算する減衰率演算部
４０１と、充電時に必要な他励式変換器１端の直流電圧
Ｖｄｒを演算する直流電圧演算部４０２と、他励式変換
器１の交流側の実効電圧Ｅ２を演算する電圧換算部４０
３と、実効電圧Ｅ２と直流電圧Ｖｄｒから他励式変換器
１の制御角を演算しこれを出力する制御角演算部４０４
とを備えている。

【００３２】このような図１のハイブリッド直流送電設
備の起動時および通常運転時の動作について説明する。

【００３３】自励式変換器２は、直流コンデンサ２８両
端の直流電圧を、ＧＴＯサイリスタ１００２によってス
イッチングすることにより、交流電圧に変換するととも
に、この直流コンデンサ２８の電圧をダイオード１００
３によって一定に保つ電圧型の変換器であるため、直流
コンデンサ２８が適切な電圧値に充電されていない状態
では、動作することができない。そこで、起動時には、
まず直流コンデンサ２８の初充電を行う必要がある。本
実施の形態では、立ち上げ動作として、他励式変換器１
を動作させて、他励式変換器１端に直流電圧Ｖｄｒを発
生させ、これにより直流コンデンサ２８を予め定めた目
標電圧Ｖｃｒに充電する。この初充電の動作を図６のフ
ローを用いて以下説明する。

【００３４】まず、制御装置１００のスイッチ１０７を
充電演算回路４００側に切り換え、充電演算回路４００
の各部に数６〜数１０の演算を行わせることにより、他
励式変換器１の制御角α１を求める（ステップ６０１、
６０２）。

【００３５】具体的には、減衰率演算部４０１は、直流
回路の抵抗Ｒ、直流リアクタンスＬ、キャパシタンス
Ｃ、および、数６から減衰率ζを演算する。

【００３６】

【数６】

【００３７】上記数６において、Ｒは、直流送電線３０
ａ、３０ｂの抵抗、Ｌは、直流リアクトル１６および直
流送電線３０ａ、３０ｂのリアクタンスの合計値、Ｃは
直流コンデンサ２８のキャパシタンスである。Ｒ、Ｌ、
Ｃは、予め計算により求めておいた値を用いる。

【００３８】この減衰率ζの計算は、一般的な２次遅れ
要素の減衰率の計算であり、例えば「自動制御理論」樋
口龍雄著に記載されている方法を用いる。

【００３９】直流電圧演算部４０２は、数６によって求
めた減衰率ζと、直流コンデンサ２８の予め定められた
充電目標値Ｖｃｒと、数７とを用いて、充電時に必要な
他励式変換器１端の直流電圧Ｖｄｒを求める。

【００４０】

【数７】

【００４１】減衰率ζの定義域は０≦ζ＜１であり、ζ
＝０の場合は数７からわかるようにＶｄｒ＝Ｖｃｒ／２
となる。また、減衰率がζ≧１の場合は、Ｖｄｒ＝Ｖｃ
ｒとすれば良い。よって、充電目標値Ｖｃｒに対する他
励式変換器端の直流電圧Ｖｄｒの値は、Ｖｃｒ／２≦Ｖ
ｄｒ≦Ｖｃｒの範囲となる。

【００４２】また、電圧換算部４０３は、他励式変換器
１に取り込まれる交流電圧Ｖ１（３相）を変圧器１３か
ら取り込んで、数８、数９を用いて変換用変圧器１５の
直流側の電圧実効値Ｅ２に換算する。

【００４３】

【数８】

【００４４】

【数９】

【００４５】上記数８において、Ｖａ１，Ｖｂ１，Ｖｃ
１は、交流電圧Ｖ１の３相交流電圧を、Ｖα１，Ｖβ１
は３相交流電圧をαβ相に変換した２相交流電圧を表わ
す。数８によって求めた２相交流電圧Ｖα１，Ｖβ１
は、各々位相が９０度ずれた交流成分であり、数９によ
り直流側電圧実効値Ｅ２に換算される。なお、ｋは、変
換用変圧器１５の電圧比を表わし、予め定められた値で
ある。

【００４６】数７、９で求められた他励式変換器１端の
直流電圧Ｖｄｒと直流側電圧実効値Ｅ２は、制御角演算
部４０４に導かれ、数１０により、直流コンデンサ２８
を充電目標値Ｖｃｒ(通常は直流コンデンサの定格電圧)
に充電するための、他励式変換器１のサイリスタ１００
１の制御角α１が求められる。

【００４７】なお、ｎは、他励式変換器１の３相ブリッ
ジ回路の段数を表す。

【００４８】

【数１０】

【００４９】以上が、ステップ６０２である。ステップ
６０３では、比較器１０６が、充電演算回路４００の求
めた制御角α１をスイッチ１０７を介して受け取る。そ
して、比較器１０６は、位相角検出回路１０５の検出し
た交流電圧Ｖ１の各相の位相角が制御角α１に一致した
場合に、他励式変換器１の３つのサイリスタ１００１の
うち対応するサイリスタを点弧する制御パルス信号を出
力する。また、ステップ６０４では、ステップ６０３の
制御パルスで他励式変換器１を起動する。これにより、
数１０で求めた制御角α１に応じて、他励式変換器１端
に、上述の直流電圧Ｖｄｒ近傍の直流電圧Ｖｄが発生す
る。このとき、図３のように、直流コンデンサ２８の電
圧Ｖｃは、数６で用いたリアクタンスＬとキャパシタン
スＣの時定数をもって充電され、直流電流Ｉｄが零にな
った時点で充電目標値Ｖｃｒに達する。これにより、直
流コンデンサ２８を予め定めた充電目標値Ｖｃｒに充電
することができる。

【００５０】充電の完了は、変圧器１７の電圧Ｖｄが、
直流コンデンサ２８の充電目標値Ｖｃｒに一致したこ
と、もしくは、変流器１８の電流Ｉｄが０になったこと
を検出することにより判別することができる。充電の完
了の判別をユーザが行い、他励式変換器１を停止させ、
スイッチ１０７を運転時演算回路１０４に切り換える
（ステップ６０６、６０７）構成にすることが可能であ
るし、電圧ＶｄおよびＩｄを通常運転時の演算のために
取り込む運転時演算回路１０４が、Ｖｄ＝Ｖｃｒまたは
Ｉｄ＝０を検出して充電の完了を判別し、スイッチ１０
７を切り換える構成にすることも可能である。

【００５１】以上により、直流コンデンサ２８を予め定
めた電圧Ｖｃｒに充電することができ、通常運転への切
換が完了する。

【００５２】通常運転の動作は、直流コンデンサ２８が
充電された状態で、他励式変換器１、自励式変換器２を
運転することにより実行できる。通常運転時の他励式変
換器１を点弧するための制御角は、運転時演算回路１０
４によって演算される。比較器１０６は、位相角検出回
路１０５の検出する交流電圧Ｖ１の位相角が、運転時演
算回路１０４の演算した制御角と一致した場合に制御パ
ルスを出力する。

【００５３】運転時演算回路１０４は、変流器１８が検
出する電流Ｉｄおよび変圧器１７が検出電圧Ｖｄによ
り、他励式変換器１が変換する電力を求め、これが予め
定めた電力基準よりも小さい場合には、制御角を進み方
向に変化させる。これにより、他励式変換器１端の電圧
が大きくなり、他励式変換器１から自励式変換器２へ向
かう電流が増大する。逆に、他励式変換器１が変換する
電力が、予め定めた電力基準より大きい場合には、制御
角を遅れ方向に変化させる。これにより、他励式変換器
１端の電圧は小さくなり、他励式変換器１から自励式変
換器２へ向かう電流は減少する。

【００５４】一方、制御回路２００は、有効電力無効電
力検出器２０７の検出した有効電力Ｐ２、および、直流
コンデンサ２８端の直流電圧Ｖｃのうちのいずれかと、
無効電力Ｑ２と、交流系統２１の電圧Ｖ２と、交流電流
Ｉ２とを用いて、自励式変換器２のＧＴＯサイリスタ１
００２を点弧する制御角を演算し、交流系統の電圧Ｖ２
の位相角が制御角と一致した場合に点弧パルスを出力す
る。また、位相角が１８０度の場合に消弧パルスを出力
する。

【００５５】自励式変換器２の制御角は、直流コンデン
サ２８端の直流電圧Ｖｃが予め定めた目標電圧Ｖｃｒよ
りも小さいときには、自励式変換器２を点弧する制御角
を遅れ方向に変化させる。これにより、自励式変換器２
の交流端子に発生する交流電圧の位相は、交流系統２１
の電圧の位相よりも遅れる。この結果、変圧器２５の直
流側リアクタンスの両端の相差角によって電力が、交流
系統２１側から自励式変換器２に向かって流れる。ダイ
オード１００３は、この電力による電流を、直流コンデ
ンサ２８を充電する方向に流し、直流コンデンサ２８を
充電し、直流電圧Ｖｃが上昇する。逆に、直流コンデン
サ２８端の直流電圧Ｖｃが予め定めた目標電圧Ｖｃｒよ
りも大きいときには、自励式変換器２を点弧する制御角
を進み方向に変化させる。これにより、自励式変換器２
の交流端子に発生する交流電圧の位相は、交流系統２１
の電圧の位相よりも進み、自励式変換器２から交流系統
２１に向かって電力が流れ、直流コンデンサ２８の電圧
Ｖｃが下がる。これにより、直流コンデンサ２８の電圧
Ｖｃを目標電圧Ｖｃｒに保持することができる。

【００５６】このように、通常運転時には、自励式変換
器２が直流コンデンサ２８端の直流電圧を一定に保ち、
他励式変換器１が直流電流値Ｉｄを制御することによ
り、両者の積で表される送電電力を制御することができ
る。

【００５７】上述のように、本発明の第１の実施の形態
のハイブリッド直流送電設備では、自励式変換器の直流
コンデンサを充電するために、充電回路や電源を別途用
意する必要がない。しかも、交流系統２１の電圧に左右
されることなく充電目標電圧Ｖｃｒに直流コンデンサ２
８を充電することができる。また、初充電時に、直流コ
ンデンサ２８が充電されていない自励式変換器２を交流
系統２１に接続する必要がないため、過電流によって自
励式変換器２の素子を破壊するおそれもない。さらに、
初充電時に、交流系統２１に交流電圧が流れているかど
うかに関わりなく、自励式変換器２の直流コンデンサ２
８を充電することができる。

【００５８】また、本実施の形態の構成では、直流導電
線３０ａ、３０ｂの減衰率やリアクタンスを考慮して、
他励式変換器１の制御角を求めているため、直流コンデ
ンサ２８の電圧Ｖｃを精度よく充電目標電圧Ｖｃｒに充
電することができる。

【００５９】さらに、本実施の形態の構成では、直流コ
ンデンサ２８の電圧Ｖｃが充電目標電圧Ｖｃｒに達した
かどうかを他励式変換器１端の直流電圧Ｖｄや直流電流
Ｉｄのみで判別できる。よって、自励式変換器２の直流
コンデンサ２８の電圧Ｖｃを、自励式変換器２とは距離
が離れている他励式変換器１側に送信することなく充電
完了を判別できる。

【００６０】また、上述の図２の充電演算回路４００の
構成では、減衰率演算部４０１と直流電圧演算部４０２
により、初充電のたびに減衰率ζを求め、さらに他励式
変換器１端に必要な直流電圧Ｖｄｒを求める構成であっ
た。しかしながら、直流電圧Ｖｄｒは、直流送電設備の
回路構成に変化がない限り一定であるため、Ｖｄｒを予
め計算により求めておき、Ｖｄｒの値を予め代入した数
１０を用いて制御角演算部４０４が制御角を演算する構
成にすることもできる。その場合には、充電演算回路４
００を、減衰率演算部４０１および直流電圧演算部４０
２を備えない構成にすることが可能である。

【００６１】また、充電演算回路４００の動作は、制御
角の演算とスイッチ１０７の切換指示と、他励式変換器
１の運転指示により構成されるため、充電演算回路４０
０を図６のフローチャートに示した動作を実行するソフ
トウエアにより構成することができる。この場合には、
運転時演算回路１０４と充電演算回路４００とを、ＣＰ
Ｕと、プログラムを格納するＲＯＭと、Ａ／Ｄ変換器、
Ｄ／Ａ変換器等により簡単に構成することが可能であ
る。ＲＯＭには、運転時演算回路１０４と充電演算回路
４００の動作を実行するためのプログラムを予め格納し
ておく。このプログラムを、ＣＰＵが読み込んで、演算
を実行することにより、充電と運転時の動作を実現でき
る。

【００６２】つぎに、本発明の第２の実施の形態のハイ
ブリッド直流送電設備について、図４を用いて説明す
る。

【００６３】図４の構成は、第１の実施の形態の図１の
直流送電設備とほぼ同様の構成であるが、直流送電線３
０ａ、３０ｂを、他励式変換器１の直流端子を図１とは
逆に接続可能にするための極性切替スイッチ１４０１を
配置したものである。図４において、極性切替スイッチ
１４０１を操作して直流送電線３０ａ、３０ｂと他励式
変換器１との接続を図１と同じ状態にした場合には、第
１の実施の形態で説明したように、他励式変換器１を順
変換器として作用させ、自励式変換器２を逆変換器と作
用させて、交流系統１１から交流系統２１へ送電する構
成となる。

【００６４】逆に、極性切替スイッチ１４０１を操作し
て、他励式変換器１の直流端子に、直流送電線３０ａ、
３０ｂを図１とは逆に接続した場合には、他励式変換器
１を逆変換器として作用させ、自励式変換器２を順変換
器として作用させて、交流系統２１から交流系統１１へ
送電することができる。

【００６５】交流系統２１から交流系統１１へ送電させ
る運転を行う場合にも、直流コンデンサ２８は、第１の
実施の形態と同じ極性で充電を行う必要がある。そのた
め、初充電の前に、極性切替スイッチ１４０１を操作し
て、他励式変換器１と直流送電線３０ａ、３０ｂとの接
続を図１と同じ向きに接続して、第１の実施の形態と同
じように初充電を行った後、再び、極性切替スイッチ１
４０１を操作して、他励式変換器１と直流送電線３０
ａ、３０ｂとの接続を図１とは逆向きにする。これによ
り、交流系統２１から交流系統１１への送電が可能にな
る。

【００６６】このように、図４のような構成にすること
により、双方向送電が可能になる。

【００６７】次に、本発明の第３の実施の形態のハイブ
リッド直流送電設備について図５を用いて説明する。

【００６８】図５の直流送電設備は、他励式変換器１と
自励式変換器２，３を組み合わせた多端子ハイブリッド
直流送電設備である。第二の逆変換器として、直流コン
デンサ３８を備える自励式変換器３、変換用変圧器３
５、直流リアクトル３６が配置されている。これらは、
直流送電線３０ａ、３０ｂと並列に配置される直流送電
線３０ｃ、３０ｄに接続される。第２の逆変換器は、交
流系統３１と、交流母線３２、遮断器３４を介して接続
される。また、自励式変換器３には、制御角を制御する
制御装置３００が接続される。

【００６９】図５の構成では、初充電時に、他励式変換
器１から二つの自励式変換器２、３の直流コンデンサ２
８，３８を同時に充電でき、各々の充電装置が不要にな
る。さらに三つ以上の自励式変換器で構成される場合に
ついても同様である。

【００７０】

【発明の効果】本発明によれば、自励式逆変換器の直流
コンデンサを初充電するための充電装置が不要であり、
過電流で素子を破損させることなく、かつ、適切な充電
電圧が得られるハイブリッド直流送電設備を提供するこ
とができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の一実施の形態のハイブリッド直流送電
設備の構成を示すブロック図。

【図２】図１に示す充電演算回路４００の詳細なブロッ
ク図。

【図３】図１の直流コンデンサ２８の初充電の動作を説
明するグラフ。

【図４】本発明の他の実施例を示すブロック図。

【図５】本発明の他の実施例を示すブロック図。

【図６】図１の直流コンデンサ２８の初充電の動作を説
明するフローチャート。

【符号の説明】

１…他励式変換器、２，３…自励式変換器、１１，２
１，３１…交流系統、１２，２２，３２…交流母線、１
３，２３，１７，２７…変圧器、１４，２４，３４…遮
断器、１５，２５，３５…変換用変圧器、１６，２６，
３６…直流リアクトル、１８，２９…変流器、２８，３
８…直流コンデンサ、３０ａ，３０ｂ，３０ｃ，３０ｄ
…直流送電線、１００…他励式変換器の制御装置、２０
０，３００…自励式変換器の制御装置、１０４…運転時
演算回路、１０５…位相検出回路、１０６…比較器、４
０１…減衰率演算部、４０２…直流電圧演算部、４０３
…電圧換算部、４０４…制御角演算部、１４０１…極性
切替スイッチ。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者岩田良浩神奈川県横浜市鶴見区江ヶ崎町４番１号東京電力株式会社電力技術研究所内 (72)発明者田中俊輔神奈川県横浜市鶴見区江ヶ崎町４番１号東京電力株式会社電力技術研究所内

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】交流電力を直流電力に変換するための他励
式変換器と、前記他励式変換器で変換された直流電力を
送電するための直流送電線と、前記直流送電線で送電さ
れた直流電力を交流電力に変換するための自励式変換器
とを有し、前記自励式変換器は、自己消弧型スイッチング素子と、
前記自己消弧型スイッチング素子に直流電圧を印加する
ために直流コンデンサとを備え、前記直流コンデンサは、直流送電線に接続され、前記直流コンデンサを前記他励式変換器の変換した直流
電力によって初充電するための制御角を演算する制御手
段と、前記制御角により点弧パルスを作成し、前記他励
式変換器に出力する制御信号出力手段とを有し、前記制御手段は、前記直流コンデンサを予め定めた充電
目標電圧に充電するために必要な前記他励式変換器端の
直流電圧と、前記他励式変換器に供給される交流電圧の
実効値とを用いて、前記他励式変換器を点弧するための
制御角を演算することを特徴とするハイブリッド直流送
電設備。
【請求項２】請求項１において、前記制御手段は、前記
他励式変換器端に必要な前記直流電圧Ｖｄｒ、前記電圧
実効値をＥ２と、数１とにより、前記制御角α１を演算
することを特徴とするハイブリッド直流送電設備。【数１】ただし、ｎは、前記他励式変換器の有する３相ブリッジ
回路の段数である。
【請求項３】請求項１において、前記制御手段は、前記
他励式変換器端に必要な直流電圧Ｖｄｒを、数２を用い
て求める手段を有することを特徴とするハイブリッド直
流送電設備。【数２】ただし、Ｌは、前記他励式変換器と前記直流コンデンサとの間に
存在する、直流送電線を含む回路のリアクタンス、Ｒは、前記他励式変換器と前記直流コンデンサとの間に
存在する、直流送電線を含む回路の抵抗、Ｃは、前記直流コンデンサのキャパシタンス、Ｖｃｒは、予め定めた、前記直流コンデンサの充電目標
電圧である。
【請求項４】請求項１において、前記制御手段は、前記
他励式変換器に供給される交流電圧の実効値Ｅ２を、前
記他励式変換器に供給される３相の交流電圧および数３
を用いて求める手段を有することを特徴とするハイブリ
ッド直流送電設備。【数３】ただし、Ｖ_a1，Ｖ_b1，Ｖ_c1は、それぞれ、前記他励式変換器に供
給される３相の交流電圧、ｋは、前記他励式変換器に接続された変換用変圧器の電
圧比である。
【請求項５】請求項１において、前記他励式変換器の通
常運転時の制御角を演算する通常運転時制御手段と、前
記直流コンデンサの充電が完了したかどうかを判別する
判別手段と、前記判別手段が充電完了を判別した場合に
は、前記通常運転時制御手段の演算した制御角を前記制
御信号出力手段に入力する切替手段とをさらに有し、前記判別手段は、前記他励式変換器端の直流電圧が前記
直流コンデンサの充電目標電圧と一致した場合、もしく
は、前記直流送電線を流れる直流電流が０になった場合
に、前記充電完了と判別することを特徴とするハイブリ
ッド直流送電設備。
【請求項６】請求項１において、前記他励式変換器と前
記直流送電線との間には、前記直流送電線と前記他励式
変換器との接続を逆極性に切り換える切替手段が配置さ
れていることを特徴とするハイブリッド直流送電設備。
【請求項７】自己消弧型スイッチング素子および直流コ
ンデンサを備えた電圧型自励式変換器と、他励式変換器
とを有するハイブリッド直流送電設備の他励式変換器の
制御装置であって、前記直流コンデンサを前記他励式変換器の変換した直流
電力によって初充電するための制御角を演算する初充電
時制御手段と、前記他励式変換器の通常運転時の制御角を演算する通常
運転時制御手段と、前記制御角により点弧パルスを作成し、前記他励式変換
器に出力する制御信号出力手段と、前記初充電時制御手段および通常運転時制御手段のいず
れかの演算した制御角を前記制御信号出力手段に受け渡
す切替手段とを有し、前記初充電時制御手段は、前記直流コンデンサを予め定
めた充電目標電圧に充電するために前記他励式変換器端
に必要な直流電圧と、前記他励式変換器に供給される交
流電力の電圧実効値とを用いて、前記他励式変換器を点
弧するための制御角を演算することを特徴とするハイブ
リッド直流送電設備の他励式変換器の制御装置。
【請求項８】交流電力を直流電力に変換するための他励
式変換器と、前記他励式変換器で変換された直流電力を
送電するための直流送電線と、前記直流送電線で送電さ
れた直流電力を交流電力に変換するための自励式変換器
とを有し、前記自励式変換器は、自己消弧型スイッチン
グ素子と、前記直流送電線に接続された直流コンデンサ
とを備えるハイブリッド直流送電設備の起動方法であっ
て、前記直流コンデンサを予め定めた充電目標電圧に充電す
るために前記他励式変換器端に必要な直流電圧を、前記
直流送電線の減衰率と前記充電目標電圧とから演算する
第１のステップと、前記他励式変換器端に必要な直流電圧と、前記他励式変
換器に供給される交流電圧の実効値とに基づいて、前記
他励式変換器の制御角を演算する第２のステップと、前記制御角を用いて前記他励式変換器の点弧パルスを作
成し、この点弧パルスを用いて前記他励式変換器を起動
することにより、前記直流コンデンサを初充電する第３
のステップとを有することを特徴とするハイブリッド直
流送電設備の起動方法。
【請求項９】請求項８において、前記第１のステップで
は数４を用いて前記他励式変換器端に必要な直流電圧Ｖ
ｄｒを求め、前記第２のステップでは数５を用いて前記
制御角α１を求めることを特徴とするハイブリッド直流
送電設備の起動方法。【数４】【数５】ただし、 ζは、前記他励式変換器と前記直流コンデンサとの間に
存在する、直流送電線を含む回路の減衰率、Ｖｃｒは、前記直流コンデンサの充電目標電圧、Ｅ２は、前記交流電圧の実効値、ｎは、前記他励式変換器の有する３相ブリッジ回路の段
数である。
【請求項１０】交流電力を直流電力に変換するための他
励式変換器と、前記他励式変換器で変換された直流電力
を送電するための直流送電線と、前記直流送電線で送電
された直流電力を交流電力に変換するための自励式変換
器とを有し、前記自励式変換器は、自己消弧型スイッチ
ング素子と、前記自己消弧型スイッチング素子に直流電
圧を印加するために、前記直流送電線に接続された直流
コンデンサとを備えるハイブリッド直流送電設備の起動
方法であって、前記直流コンデンサを予め定めた充電目標電圧に充電す
るために前記他励式変換器端に必要な直流電圧と、前記
他励式変換器に供給される交流電圧の実効値とに基づい
て、前記他励式変換器の制御角を演算する第１のステッ
プと、前記制御角を用いて前記他励式変換器の点弧パルスを作
成し、この点弧パルスを用いて前記他励式変換器を起動
することにより、前記直流コンデンサを初充電する第２
のステップとを有することを特徴とするハイブリッド直
流送電設備の起動方法。