JPH10201247A - 補助共振転流回路を用いた電力変換装置 - Google Patents
補助共振転流回路を用いた電力変換装置Info
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- JPH10201247A JPH10201247A JP8358161A JP35816196A JPH10201247A JP H10201247 A JPH10201247 A JP H10201247A JP 8358161 A JP8358161 A JP 8358161A JP 35816196 A JP35816196 A JP 35816196A JP H10201247 A JPH10201247 A JP H10201247A
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 補助スイッチ素子の並列ダイオードが逆回復
する時に発生するサージ電圧をスナバ回路により防止
し、スナバダイオードに加わる電圧を従来の１／２に低
減するものである。 【解決手段】 二つの補助スイッチ素子の直列体の両端
に二つのスナバダイオードを逆極性に直列接続したもの
を接続し、補助スイッチの接続点とスナバダイオードの
接続点との間にスナバコンデンサを接続する。さらにス
ナバダイオードの接続点と補助スイッチの極性に応じ、
直流電源の正極あるいは負極の間に放電要抵抗とダイオ
ードの直列体を接続する。
する時に発生するサージ電圧をスナバ回路により防止
し、スナバダイオードに加わる電圧を従来の１／２に低
減するものである。 【解決手段】 二つの補助スイッチ素子の直列体の両端
に二つのスナバダイオードを逆極性に直列接続したもの
を接続し、補助スイッチの接続点とスナバダイオードの
接続点との間にスナバコンデンサを接続する。さらにス
ナバダイオードの接続点と補助スイッチの極性に応じ、
直流電源の正極あるいは負極の間に放電要抵抗とダイオ
ードの直列体を接続する。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、自己消弧型主スイ
ッチ素子間の接続点と分圧平滑コンデンサ間の接続点と
の間に配された双方向補助スイッチ素子および共振リア
クトルの直列回路よりなる、補助共振転流回路を用いた
電力変換装置に関するものである。
ッチ素子間の接続点と分圧平滑コンデンサ間の接続点と
の間に配された双方向補助スイッチ素子および共振リア
クトルの直列回路よりなる、補助共振転流回路を用いた
電力変換装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】補助共振転流回路を用いた電力変換装置
として、米国のＷｉｌｌｉａｍＭｃＭｕｒｒａｙによる
回路が公表されており、大容量の電力変換装置として実
用し得る方式と言うことができる。この回路の動作説明
は省略するが、補助スイッチ素子のダイオードに蓄積電
荷による逆電流が流れ、ダイオードの逆回復時に共振リ
アクトルと補助スイッチ素子の接合容量とによる高周波
の振動が発生し、大きな電圧が補助素子に印加されて素
子を破壊する問題を生じる。しかし、これに対する解決
方法は前記の資料には触れられていない。この問題の解
決方法として図４に示す特開平７ー３３７０２２があ
り、有効な手段であることが実証されている。以下、そ
の詳細について説明する。
として、米国のＷｉｌｌｉａｍＭｃＭｕｒｒａｙによる
回路が公表されており、大容量の電力変換装置として実
用し得る方式と言うことができる。この回路の動作説明
は省略するが、補助スイッチ素子のダイオードに蓄積電
荷による逆電流が流れ、ダイオードの逆回復時に共振リ
アクトルと補助スイッチ素子の接合容量とによる高周波
の振動が発生し、大きな電圧が補助素子に印加されて素
子を破壊する問題を生じる。しかし、これに対する解決
方法は前記の資料には触れられていない。この問題の解
決方法として図４に示す特開平７ー３３７０２２があ
り、有効な手段であることが実証されている。以下、そ
の詳細について説明する。
【０００３】図４中、Ｅは直流電源，ＣＤ１、ＣＤ２は
直流電源Ｅを分圧するため直列接続された分圧平滑コン
デンサ、Ｓ１，Ｓ２は自己消弧型主スイッチ素子、Ｄ
１，Ｄ２は自己消弧型主スイッチ素子Ｓ１，Ｓ２と並列
で、かつ逆極性に接続されたダイオード、Ｃ１，Ｃ２は
自己消弧型主スイッチ素子Ｓ１，Ｓ２に並列接続された
共振コンデンサ、Ｌ１は共振リアクトル，Ｌ２は配線の
インダクタンス、ＳＡ１，ＳＡ２は双方向スイッチを構
成する補助スイッチ素子でここでは絶縁ゲート形バイポ
ーラトランジスタ（以下ＩＧＢＴと称す）を用い、それ
ぞれに並列にダイオードＤＡ２，ＤＡ１が接続されてい
る。（以上が、ＷｉｌｌｉａｍＭｃＭｕｒｒａｙにより
公表されている補助共振転流回路を用いた電力変換装置
である。）
直流電源Ｅを分圧するため直列接続された分圧平滑コン
デンサ、Ｓ１，Ｓ２は自己消弧型主スイッチ素子、Ｄ
１，Ｄ２は自己消弧型主スイッチ素子Ｓ１，Ｓ２と並列
で、かつ逆極性に接続されたダイオード、Ｃ１，Ｃ２は
自己消弧型主スイッチ素子Ｓ１，Ｓ２に並列接続された
共振コンデンサ、Ｌ１は共振リアクトル，Ｌ２は配線の
インダクタンス、ＳＡ１，ＳＡ２は双方向スイッチを構
成する補助スイッチ素子でここでは絶縁ゲート形バイポ
ーラトランジスタ（以下ＩＧＢＴと称す）を用い、それ
ぞれに並列にダイオードＤＡ２，ＤＡ１が接続されてい
る。（以上が、ＷｉｌｌｉａｍＭｃＭｕｒｒａｙにより
公表されている補助共振転流回路を用いた電力変換装置
である。）
【０００４】ＣＳ１，ＣＳ２はスナバコンデンサ、ＤＳ
１，ＤＳ２はスナバダイオード、Ｒ１，Ｒ２は抵抗であ
り、特開平７ー３３７０２２により追加された部分であ
る。この回路を追加したことによりダイオードＤＡ１導
通後の逆回復電荷はスナバーダイオードＤＳ１に転流
し、スナバーコンデンサＣＳ１に流入するようになるの
で高周波の振動が抑制され、補助スイッチ素子ＳＡ１，
ＳＡ２の破壊といった問題に対しては有効な手段である
ことを実証済みである。
１，ＤＳ２はスナバダイオード、Ｒ１，Ｒ２は抵抗であ
り、特開平７ー３３７０２２により追加された部分であ
る。この回路を追加したことによりダイオードＤＡ１導
通後の逆回復電荷はスナバーダイオードＤＳ１に転流
し、スナバーコンデンサＣＳ１に流入するようになるの
で高周波の振動が抑制され、補助スイッチ素子ＳＡ１，
ＳＡ２の破壊といった問題に対しては有効な手段である
ことを実証済みである。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】かような効果はあるも
のの、図４に示す従来の回路の場合、比較的回路が複雑
であること、スナバダイオードに印加される電圧が直流
電源電圧となり、直流電気車用電力変換装置のように直
流電源電圧が１５００Ｖと非常に高い場合にはスナバダ
イオードとして適する高速ダイオードがなく、この回路
による電力変換装置の実現化の妨げになっている。
のの、図４に示す従来の回路の場合、比較的回路が複雑
であること、スナバダイオードに印加される電圧が直流
電源電圧となり、直流電気車用電力変換装置のように直
流電源電圧が１５００Ｖと非常に高い場合にはスナバダ
イオードとして適する高速ダイオードがなく、この回路
による電力変換装置の実現化の妨げになっている。
【０００６】本発明の目的とするところは、従来例以上
の効果があり、少ない部品数で、かつスナバダイオード
に印加される電圧を従来方式の１／２とすることができ
る格別な装置を提供することにある。
の効果があり、少ない部品数で、かつスナバダイオード
に印加される電圧を従来方式の１／２とすることができ
る格別な装置を提供することにある。
【０００７】
【課題を解決するための手段】本発明は上述したような
点に鑑みてなされたものであり、共振コンデンサとダイ
オードを並列に、かつ、該ダイオードは逆極性に備えた
自己消弧型主スイッチ素子２個を直流電源の正負極間に
直列接続し、該直列接続の接続点と、前記直流電源に並
列接続された分圧平滑コンデンサ間の分圧点との間に、
逆極性並列ダイオードを備えた双方向の補助スイッチ素
子と共振リアクトルとの直列回路よりなる補助共振転流
回路を用いた電力変換装置において、前記双方向補助ス
イッチ素子の両端に互いに逆極性となるように直列接続
されたスナバダイオードを接続し、該スナバダイオード
の接続点と前記双方向補助スイッチの中間接続点との間
にスナバコンデンサを接続し、前記スナバダイオードの
接続点と前記補助スイッチ素子の極性に応じて前記直流
電源の正あるいは負の極との間にダイオードを接続する
ものである。
点に鑑みてなされたものであり、共振コンデンサとダイ
オードを並列に、かつ、該ダイオードは逆極性に備えた
自己消弧型主スイッチ素子２個を直流電源の正負極間に
直列接続し、該直列接続の接続点と、前記直流電源に並
列接続された分圧平滑コンデンサ間の分圧点との間に、
逆極性並列ダイオードを備えた双方向の補助スイッチ素
子と共振リアクトルとの直列回路よりなる補助共振転流
回路を用いた電力変換装置において、前記双方向補助ス
イッチ素子の両端に互いに逆極性となるように直列接続
されたスナバダイオードを接続し、該スナバダイオード
の接続点と前記双方向補助スイッチの中間接続点との間
にスナバコンデンサを接続し、前記スナバダイオードの
接続点と前記補助スイッチ素子の極性に応じて前記直流
電源の正あるいは負の極との間にダイオードを接続する
ものである。
【０００８】
【発明の実施の形態】以下に、本発明を実施例にて図面
を参照し、さらに詳細説明する。図１は本発明の第一の
実施例を示し、従来例の図４と同じ符号の部分は同一の
構成、同一の機能を有する。図１では双方向スイッチの
両端、つまりＳＡ１，ＳＡ２のコレクタにそれぞれのア
ノードを接続し、カソード同士を接続したスナバダイオ
ードＤＳ４，ＤＳ３を設け、ＤＳ３とＤＳ４の接続点と
補助スイッチ素子の接続点、つまりＳＡ１とＳＡ２のエ
ミッタ同士の接続点との間にスナバコンデンサＣを接続
し、さらにＤＳ３，ＤＳ４の接続点と直流電源の正極と
の間にダイオードＤＳと抵抗Ｒの直列回路をＤＳのカソ
ードが直流電源の正極側となるように接続する。
を参照し、さらに詳細説明する。図１は本発明の第一の
実施例を示し、従来例の図４と同じ符号の部分は同一の
構成、同一の機能を有する。図１では双方向スイッチの
両端、つまりＳＡ１，ＳＡ２のコレクタにそれぞれのア
ノードを接続し、カソード同士を接続したスナバダイオ
ードＤＳ４，ＤＳ３を設け、ＤＳ３とＤＳ４の接続点と
補助スイッチ素子の接続点、つまりＳＡ１とＳＡ２のエ
ミッタ同士の接続点との間にスナバコンデンサＣを接続
し、さらにＤＳ３，ＤＳ４の接続点と直流電源の正極と
の間にダイオードＤＳと抵抗Ｒの直列回路をＤＳのカソ
ードが直流電源の正極側となるように接続する。
【０００９】動作を説明するにあたり、説明を簡単にす
るため負荷電流は零とし、また、自己消弧型主スイッチ
のＳ２からＳ１への転流動作について述べる。図３は実
施例の動作を説明するための波形図であり、時点Ｔ０で
自己消弧型主スイッチ素子Ｓ２のオフと補助スイッチ素
子ＳＡ１のオンを行うと、配線のインダクタンスＬ２を
含めた共振リアクトルＬ１と共振コンデンサＣ１，Ｃ２
とによる共振が起こり、図示するように正弦波状の電流
が流れ時点Ｔ１で零となる。
るため負荷電流は零とし、また、自己消弧型主スイッチ
のＳ２からＳ１への転流動作について述べる。図３は実
施例の動作を説明するための波形図であり、時点Ｔ０で
自己消弧型主スイッチ素子Ｓ２のオフと補助スイッチ素
子ＳＡ１のオンを行うと、配線のインダクタンスＬ２を
含めた共振リアクトルＬ１と共振コンデンサＣ１，Ｃ２
とによる共振が起こり、図示するように正弦波状の電流
が流れ時点Ｔ１で零となる。
【００１０】ところが、この共振電流の流れる経路に存
在するダイオードＤＡ１に蓄積された電荷による逆電流
がダイオードの特性、電流の減少率等で決まる時点Ｔ２
まで流れ、時点Ｔ２でダイオードが逆回復し急速にオフ
するため、共振リアクトルＬ１および配線インダクタン
スＬ２に大きな電圧が発生しようとする。
在するダイオードＤＡ１に蓄積された電荷による逆電流
がダイオードの特性、電流の減少率等で決まる時点Ｔ２
まで流れ、時点Ｔ２でダイオードが逆回復し急速にオフ
するため、共振リアクトルＬ１および配線インダクタン
スＬ２に大きな電圧が発生しようとする。
【００１１】しかしながら本発明では、逆回復電流のバ
イパス回路があるため、共振リアクトルＬ１→スナバダ
イオードＤＳ４→スナバコンデンサＣ→ダイオードＤＡ
２→配線のインダクタンスＬ２に転流し、逆回復電流に
よる共振リアクトルＬ１や配線のインダクタンスＬ２の
残留磁気エネルギーによる電流がスナバコンデンサＣに
流れ、静電エネルギーとして充電される。このため補助
スイッチ素子ＳＡ２（ＤＡ１）に大きな電圧は印加され
なくなり、素子破壊という不具合が解消される。この転
流モードではダイオードＤＳ４の導通時も抵抗Ｒに電流
が多少流れるが、ほとんどがＤＳ４オフ後にスナバコン
デンサＣに充電された分がスナバコンデンサＣ→放電用
抵抗Ｒ→放電用ダイオード→正極側電源→補助スイッチ
素子ＳＡ１でＥ／２まで放電する電流が流れる。
イパス回路があるため、共振リアクトルＬ１→スナバダ
イオードＤＳ４→スナバコンデンサＣ→ダイオードＤＡ
２→配線のインダクタンスＬ２に転流し、逆回復電流に
よる共振リアクトルＬ１や配線のインダクタンスＬ２の
残留磁気エネルギーによる電流がスナバコンデンサＣに
流れ、静電エネルギーとして充電される。このため補助
スイッチ素子ＳＡ２（ＤＡ１）に大きな電圧は印加され
なくなり、素子破壊という不具合が解消される。この転
流モードではダイオードＤＳ４の導通時も抵抗Ｒに電流
が多少流れるが、ほとんどがＤＳ４オフ後にスナバコン
デンサＣに充電された分がスナバコンデンサＣ→放電用
抵抗Ｒ→放電用ダイオード→正極側電源→補助スイッチ
素子ＳＡ１でＥ／２まで放電する電流が流れる。
【００１２】以上、ダイオードＤＡ１が逆回復する場合
について説明したが、ダイオードＤＡ２の逆回復時の動
作は若干異なり、スナバダイオードＤＳ３に電流が流れ
ている間は放電用ダイオードＤＳの作用により抵抗Ｒに
は電流が流れず、スナバコンデンサの放電は次に補助ス
イッチ素子ＳＡ１がオンした時に行われ、スナバ回路の
動作としては同様の効果を得られる。
について説明したが、ダイオードＤＡ２の逆回復時の動
作は若干異なり、スナバダイオードＤＳ３に電流が流れ
ている間は放電用ダイオードＤＳの作用により抵抗Ｒに
は電流が流れず、スナバコンデンサの放電は次に補助ス
イッチ素子ＳＡ１がオンした時に行われ、スナバ回路の
動作としては同様の効果を得られる。
【００１３】図２は、本発明の第二の実施例であり、補
助スイッチ素子の極性が変わり、放電回路の挿入個所が
変わっただけで、作用については全く同じである。ま
た、自己消弧型主スイッチ素子および補助スイッチ素子
として図示記号によるものだけでなく、トランジスタ等
をはじめ特性を満足するスイッチ素子であれば、どのよ
うなものを使用しても差し支えがないことは言うまでも
ない。
助スイッチ素子の極性が変わり、放電回路の挿入個所が
変わっただけで、作用については全く同じである。ま
た、自己消弧型主スイッチ素子および補助スイッチ素子
として図示記号によるものだけでなく、トランジスタ等
をはじめ特性を満足するスイッチ素子であれば、どのよ
うなものを使用しても差し支えがないことは言うまでも
ない。
【００１４】
【発明の効果】以上説明したように本発明のよれば、従
来の方式よりも各補助スイッチ素子にスナバ回路を近接
し設けることが出来るため補助スイッチ素子へのサージ
電圧の印加量を少なくし、使用するダイオードＤＳ３，
ＤＳ４、ＤＳの電圧定格は従来方式の１／２とすること
が出来、より特性の良い小形のダイオードを使用するこ
とが可能となり、かつ部品点数も減らすことが出来、信
頼性の向上および装置の小形化に大きく寄与する。
来の方式よりも各補助スイッチ素子にスナバ回路を近接
し設けることが出来るため補助スイッチ素子へのサージ
電圧の印加量を少なくし、使用するダイオードＤＳ３，
ＤＳ４、ＤＳの電圧定格は従来方式の１／２とすること
が出来、より特性の良い小形のダイオードを使用するこ
とが可能となり、かつ部品点数も減らすことが出来、信
頼性の向上および装置の小形化に大きく寄与する。
【図１】図１は本発明の第一の実施例の要部構成を示す
回路図である。
回路図である。
【図２】図２は本発明の第二の実施例の要部構成を示す
回路図である。
回路図である。
【図３】図３は図１の動作を説明するために示した波形
図である。
図である。
【図４】図４は補助共振転流回路を用いた電力変換装置
の従来の回路図である。
の従来の回路図である。
Ｅ 直流電源 ＣＤ１，ＣＤ２ 分圧平滑コンデンサ Ｓ１，Ｓ２ 自己消弧型主スイッ
チ素子 Ｄ１，Ｄ２ 逆並列ダイオード Ｃ１，Ｃ２ 共振コンデンサ Ｌ１ 共振リアクトル Ｌ２ 配線のインダクタン
ス ＳＡ１，ＳＡ２ 補助スイッチ素子 ＤＳ１，ＤＳ２，ＤＳ３，ＤＳ４ スナバダイオード ＤＳ 放電用ダイオード Ｒ，Ｒ１，Ｒ２ 放電抵抗
チ素子 Ｄ１，Ｄ２ 逆並列ダイオード Ｃ１，Ｃ２ 共振コンデンサ Ｌ１ 共振リアクトル Ｌ２ 配線のインダクタン
ス ＳＡ１，ＳＡ２ 補助スイッチ素子 ＤＳ１，ＤＳ２，ＤＳ３，ＤＳ４ スナバダイオード ＤＳ 放電用ダイオード Ｒ，Ｒ１，Ｒ２ 放電抵抗
Claims (1)
- 【請求項１】 共振コンデンサとダイオードを並列に、
かつ、該ダイオードは逆極性に備えた自己消弧型主スイ
ッチ素子２個を直流電源の正負極間に直列接続し、該直
列接続の接続点と、前記直流電源に並列接続された分圧
平滑コンデンサ間の分圧点との間に、逆極性並列ダイオ
ードを備えた双方向の補助スイッチ素子と共振リアクト
ルとの直列回路よりなる補助共振転流回路を用いた電力
変換装置において、前記双方向補助スイッチ素子の両端
に互いに逆極性となるように直列接続されたスナバダイ
オードを接続し、該スナバダイオードの接続点と前記双
方向補助スイッチの中間接続点との間にスナバコンデン
サを接続し、前記スナバダイオードの接続点と前記補助
スイッチ素子の極性に応じて前記直流電源の正あるいは
負の極との間にダイオードを接続して成ることを特徴と
する補助共振転流回路を用いた電力変換装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP35816196A JP3647178B2 (ja) | 1996-12-27 | 1996-12-27 | 補助共振転流回路を用いた電力変換装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP35816196A JP3647178B2 (ja) | 1996-12-27 | 1996-12-27 | 補助共振転流回路を用いた電力変換装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH10201247A true JPH10201247A (ja) | 1998-07-31 |
| JP3647178B2 JP3647178B2 (ja) | 2005-05-11 |
Family
ID=18457865
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP35816196A Expired - Fee Related JP3647178B2 (ja) | 1996-12-27 | 1996-12-27 | 補助共振転流回路を用いた電力変換装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3647178B2 (ja) |
Cited By (11)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2010057239A (ja) * | 2008-08-27 | 2010-03-11 | Sanken Electric Co Ltd | 共振型インバータ装置 |
| JP2010088283A (ja) * | 2008-09-05 | 2010-04-15 | Fuji Electric Systems Co Ltd | スナバ回路 |
| JP2010252548A (ja) * | 2009-04-16 | 2010-11-04 | Fuji Electric Systems Co Ltd | ３レベル電力変換器のスナバ回路 |
| JP2012239292A (ja) * | 2011-05-11 | 2012-12-06 | Fuji Electric Co Ltd | 整流器のスナバ回路 |
| JP2014165965A (ja) * | 2013-02-22 | 2014-09-08 | Meidensha Corp | ３レベルインバータのスナバ回路 |
| JP2015122913A (ja) * | 2013-12-25 | 2015-07-02 | 株式会社明電舎 | ゼロ電流スイッチング電力変換装置 |
| JP2015208210A (ja) * | 2014-04-18 | 2015-11-19 | 台達電子企業管理（上海）有限公司 | コンバータ及びその電圧クランプ回路 |
| JP2015208211A (ja) * | 2014-04-18 | 2015-11-19 | 台達電子企業管理（上海）有限公司 | コンバータ及びその電圧クランプ回路 |
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| EP2525491B1 (en) * | 2011-05-16 | 2021-03-10 | Vincotech GmbH | Switching loss reduction in converter modules |
| JP2023154840A (ja) * | 2022-04-08 | 2023-10-20 | 富士電機株式会社 | サイリスタの強制転流回路 |
-
1996
- 1996-12-27 JP JP35816196A patent/JP3647178B2/ja not_active Expired - Fee Related
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| CN105099246A (zh) * | 2014-04-18 | 2015-11-25 | 台达电子企业管理（上海）有限公司 | 变换器及其中的电压箝位电路 |
| US9954429B2 (en) | 2014-04-18 | 2018-04-24 | Delta Electronics (Shanghai) Co., Ltd. | Converter and voltage clamp circuit therein |
| CN105099246B (zh) * | 2014-04-18 | 2018-07-20 | 台达电子企业管理（上海）有限公司 | 变换器及其中的电压箝位电路 |
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| EP3629459A1 (en) * | 2018-09-27 | 2020-04-01 | Schneider Electric IT Corporation | Clamp circuit to reduce overshoot in power converters |
| CN110957900A (zh) * | 2018-09-27 | 2020-04-03 | 施耐德电气It公司 | 降低功率转换器中的过冲的箝位电路 |
| JP2023154840A (ja) * | 2022-04-08 | 2023-10-20 | 富士電機株式会社 | サイリスタの強制転流回路 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP3647178B2 (ja) | 2005-05-11 |
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