JPH10201282A

JPH10201282A - ブラシレスモータ

Info

Publication number: JPH10201282A
Application number: JP9004300A
Authority: JP
Inventors: Makoto Goto; 誠後藤; Masaaki Ochi; 正明越智
Original assignee: Matsushita Electric Industrial Co Ltd
Current assignee: Panasonic Holdings Corp
Priority date: 1997-01-14
Filing date: 1997-01-14
Publication date: 1998-07-31

Abstract

(57)【要約】【課題】簡素な構成で、電源電圧を有効に利用するブ
ラシレスモータを提供する。【解決手段】界磁部と、複数相のコイルと、第１のＮ
ＰＮ型パワートランジスタ２１，２２，２３と、第２の
ＮＰＮ型パワートランジスタ２５，２６，２７と、第２
のＮＰＮ型パワートランジスタの電流流入端子側電位よ
りも高電位点を作る高電圧出力器５１と、第１と第２の
制御信号を出力する制御作成器３１と、切換作成器３４
と、切換信号に応動して第１の制御信号を多相の第１の
分配信号に分配する第１の分配部３７と、第１の分配信
号を増幅して第１のパワートランジスタに供給する第１
の電流増幅器４１，４２，４３と、切換信号に応動して
第２の制御信号を多相の第２の分配信号に分配する第２
の分配部３８と、第２の分配信号を増幅して、高電圧出
力器５１の高電位点から第２のパワートランジスタに供
給する第２の電流増幅器４５，４６，４７を含んで構成
する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、コイルへの電流を
トランジスタにより電子的に供給するブラシレスモータ
に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】近年、ディスク等の回転駆動用モータと
して、トランジスタにより電子的に電流路を切り換える
ブラシレスモータが広く使用されている。米国特許４，
４９４，０５３号公報には、このようなブラシレスモー
タの例として、ＮＰＮ型パワートランジスタとＰＮＰ型
パワートランジスタを用いてコイルへの電流路を切り換
えるブラシレスモータが記載されている。一般に、この
ようなブラシレスモータのトランジスタや抵抗類を１チ
ップの集積回路（ＩＣ）にまとめる場合には、ＰＮＰ型
パワートランジスタの占めるチップ面積が大きくなり、
コストアップの要因になる。そこで、ブラシレスモータ
のコストダウンのために、パワートランジスタをすべて
ＮＰＮ型トランジスタによって構成することが考えられ
る。

【０００３】図１７にバイポーラのＮＰＮ型パワートラ
ンジスタによって構成したブラシレスモータを示し、そ
の動作について簡単に説明する。永久磁石を有する界磁
部９１１の回転に応動して、位置検出器９４１は２組の
３相の電圧信号Ｋ１，Ｋ２，Ｋ３とＫ４，Ｋ５，Ｋ６を
発生する。第１の分配器９４２は電圧信号Ｋ１，Ｋ２，
Ｋ３に応動した３相の下側駆動信号Ｌ１，Ｌ２，Ｌ３を
作りだし、下側のＮＰＮ型パワートランジスタ９２１，
９２２，９２３のベースに供給する。第２の分配器９４
３は電圧信号Ｋ４，Ｋ５，Ｋ６に応動した３相の上側駆
動信号Ｍ１，Ｍ２，Ｍ３を作りだし、上側のＰＮＰ型増
幅トランジスタ９３１，９３２，９３３のベースに供給
する。ＰＮＰ型増幅トランジスタ９３１，９３２，９３
３の各コレクタ電流は上側のＮＰＮ型パワートランジス
タ９２５，９２６，９２７のベースに供給され、上側Ｎ
ＰＮ型パワートランジスタ９２５，９２６，９２７の通
電を制御する。これにより、３相のコイル９１２，９１
３，９１４への電流路を開閉制御する。

【０００４】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上記の
従来の構成では、下記の独立した２つの大きな問題が生
じていた。

【０００５】第１の問題は、コイルに供給できる電源電
圧の有効範囲の減少である（有効電圧の減少）。上側の
ＮＰＮ型パワートランジスタ９２５，９２６，９２７に
よりコイルに最大電圧を供給するためには、前段のＰＮ
Ｐ型増幅トランジスタ９３１，９３２，９３３が完全な
飽和状態になる必要がある。このような状態になって
も、コイル９１２，９１３，９１４に供給される駆動電
圧は、直流電源９５０の正極側電位よりもＮＰＮ型パワ
ートランジスタのベース−エミッタ間順方向電圧降下Ｖ
ｂｅ（約０．８Ｖ）と前段のＰＮＰ型増幅トランジスタ
の飽和電圧（約０．２Ｖ）の加算値（約１Ｖ）の低下が
発生してしまう。すなわち、コイル９１２，９１３，９
１４に印加できる駆動電圧の振幅が著しく低下し、有効
に駆動電圧を与えられなかった。例えば、電源電圧が１
２Ｖの場合には約８％の低下、電源電圧が５Ｖの場合に
は約２０％の低下を生じることになる。その結果、不要
な電力損失の発生やモータ回転数の低下を生じ、大きな
問題になっていた。このような問題を解決するために、
バイポーラのＰＮＰ型パワートランジスタを使用するこ
とも考えられるが、一般に、ＰＮＰ型パワートランジス
タを集積回路で実現するためには、プロセスコストが増
大し、価格が高くなる。また、十分に大きな電流増幅度
を持つＰＮＰ型パワートランジスタを精度良く作ること
も難しかった。

【０００６】第２の問題は、直流電源からコイルへ電流
を供給する電流路のアナログ的かつ相補的な開閉制御が
難しいことである（電流路の相補的な開閉制御）。直流
電源９５０の正極側からコイル９１２，９１３，９１４
への電流路を開閉する上側パワートランジスタ９２５，
９２６，９２７と、直流電源９５０の負極側からコイル
９１２，９１３，９１４への電流路を開閉する下側パワ
ートランジスタ９２１，９２２，９２３が相補的な動作
をしないで、同一相の上側パワートランジスタと下側パ
ワートランジスタが同時に導通したり、同時にオフにな
ったりすることが生じる。例えば、同一相の上側パワー
トランジスタと下側パワートランジスタが同時に導通し
た場合には、直流電源９５０の正極側から負極側に短絡
電流が流れ、トランジスタやＩＣの破壊を生じてしま
う。また、同一相の上側パワートランジスタと下側パワ
ートランジスタが同時にオフになった場合には、コイル
への供給電流に歪みが生じ、トルク脈動の原因になって
いた。そのため、上側パワートランジスタと下側パワー
トランジスタが相補的に動作し、コイルに滑らかに変化
するアナログ的な駆動電流を供給することが求められて
いた（この第２の問題は、パワートランジスタの形式に
は関係していない）。

【０００７】本発明の目的は、上記の２つの問題点をそ
れぞれ独立に解決したブラシレスモータ、および、同時
に解決したブラシレスモータをを提供することにある。

【０００８】

【課題を解決するための手段】第１の問題を解決するた
めに。本発明のブラシレスモータでは、永久磁石磁極に
より界磁磁束を発生する界磁手段と、前記界磁磁束に鎖
交する複数相のコイルと、直流電源の負極側に電流流出
端子側を共通接続され、各電流流入端子側を前記コイル
の各電力供給端子に接続されたＱ個（Ｑは２以上の整
数）の第１のＮＰＮ型パワートランジスタと、前記直流
電源の正極側に電流流入端子側を共通接続され、各電流
流出端子側を前記コイルの各電力供給端子に接続された
Ｑ個の第２のＮＰＮ型パワートランジスタと、高周波パ
ルス信号に応動してコンデンサに充電・蓄積させ、前記
第２のＮＰＮ型パワートランジスタの電流流入端子側電
位よりも高電位点になる直流電圧を出力する高電圧出力
手段と、指令信号に応動した電流を前記コイルに供給す
るために、第１の制御電流信号と第２の制御電流信号を
作り出す制御作成手段と、滑らかに変化する複数相の切
換信号を出力する切換作成手段と、前記切換作成手段の
出力信号に応動して前記第１の制御電流信号を分配し、
滑らかに変化するＱ相の第１の分配電流信号を出力する
第１の分配手段と、前記第１の分配電流信号を所定の電
流増幅してＱ相の第１の増幅電流信号を得て、前記Ｑ個
の第１のＮＰＮ型パワートランジスタの各通電制御端子
側に各第１の増幅電流信号を供給するＱ個の第１の電流
増幅手段と、前記切換作成手段の出力信号に応動して前
記第２の制御電流信号を分配し、滑らかに変化するＱ相
の第２の分配電流信号を出力する第２の分配手段と、前
記第２の分配電流信号を所定の電流増幅してＱ相の第２
の増幅電流信号を得て、前記高電圧出力手段の高電位点
から前記第２のＮＰＮ型パワートランジスタの各通電制
御端子側に各第２の増幅電流信号を供給するＱ個の第２
の電流増幅手段とを具備する構成にしている。

【０００９】この様に構成することにより、高電圧出力
手段により高電位点を作り、この高電位点から第２のＮ
ＰＮ型パワートランジスタの各通電制御端子側に増幅電
流信号を供給出来るため、ＮＰＮ型パワートランジスタ
を飽和状態で動作させることができ、コイルに供給でき
る有効電圧が大幅に大きくなる。また、Ｑ相の増幅電流
信号は切換電流信号に応動して滑らかに変化するため
に、第２のＮＰＮ型パワートランジスタは滑らかに変化
するＱ相の駆動電流をコイルに供給することができる。

【００１０】また、第２の問題を解決するために、本発
明のブラシレスモータでは、永久磁石磁極により界磁磁
束を発生する界磁手段と、前記界磁磁束に鎖交する複数
相のコイルと、直流電源の一端と前記コイルの各電力供
給端子の間に接続されたＱ個（Ｑは２以上の整数）の第
１のパワートランジスタと、前記直流電源の他端と前記
コイルの各電力供給端子に接続されたＱ個の第２のパワ
ートランジスタと、指令信号に応動した電流を前記コイ
ルに供給するために、第１の制御電流信号と第２の制御
電流信号を作り出す制御作成手段と、滑らかに変化する
Ｑ相の切換電流信号を作り出す切換作成手段と、前記制
御作成手段の前記第１の制御電流信号と前記第２の制御
電流信号が入力され、前記Ｑ相の切換電流信号に応動し
て滑らかに変化するＱ相の第１の分配電流信号とＱ相の
第２の分配電流信号を出力する分配作成手段と、前記第
１の分配電流信号を電流増幅して前記Ｑ個の第１のパワ
ートランジスタの各通電制御端子側に供給するＱ個の第
１の電流増幅手段と、前記第２の分配電流信号を電流増
幅して前記第２のパワートランジスタの各通電制御端子
側に供給するＱ個の第２の電流増幅手段とを具備し、前
記分配作成手段は、前記切換作成手段のＱ相の切換電流
信号の各電流流入流出端子側に一端が接続され、他端を
共通接続されたＱ個の第１のダイオード手段と、前記各
電流流入流出端子側に各通電制御端子側が接続され、共
通接続された電流信号入力端子側に前記第１の制御電流
信号が入力され、電流信号出力端子側からＱ相の前記第
１の分配電流信号を出力するＱ個の第１の分配トランジ
スタ手段と、前記切換作成手段の各電流流入流出端子側
に一端が接続され、他端を共通接続されたＱ個の第２の
ダイオード手段と、前記各電流流入流出端子側に各通電
制御端子側が接続され、共通接続された電流信号入力端
子側に前記第２の制御電流信号が入力され、電流信号出
力端子側からＱ相の前記第２の分配電流信号を出力する
Ｑ個の第２の分配トランジスタ手段とを含んで構成して
いる。

【００１１】このように構成することにより、分配作成
手段の第１のダイオード手段と第１の分配トランジスタ
手段は、切換電流信号の一方の極性の電流値に応動して
第１の制御電流信号を分配し、滑らかに変化するＱ相の
第１の分配電流信号を作り出す。分配作成手段の第２の
ダイオード手段と第２の分配トランジスタ手段は、切換
電流信号の他方の極性の電流値に応動して第２の制御電
流信号を分配し、滑らかに変化するＱ相の第２の分配電
流信号を作り出す。第１の分配電流信号と第２の分配電
流信号は、電気的に１８０゜の位相差を有するようにな
る。第１の分配電流信号を所定の電流増幅してＱ相の第
１の増幅電流信号を作り、各第１の増幅電流信号を第１
のパワートランジスタの各通電制御端子に供給すること
により、各第１のパワートランジスタは滑らかに変化す
る駆動電流を電気的に約１８０゜区間供給する。同様
に、第２の分配電流信号を所定の電流増幅してＱ相の第
２の増幅電流信号を作り、各第２の増幅電流信号を第２
のパワートランジスタの各通電制御端子に供給すること
により、各第２のパワートランジスタは滑らかに変化す
る駆動電流を電気的に約１８０゜区間供給する。その結
果、同一相の第１のパワートランジスタと第２のパワー
トランジスタは、同時に導通状態になることなく、か
つ、切換電流信号に応動して滑らかに変化するアナログ
的な駆動電流をコイルに供給する。

【００１２】第１の問題および第２の問題を同時に解決
するために、本発明のブラシレスモータでは、永久磁石
磁極により界磁磁束を発生する界磁手段と、前記界磁磁
束に鎖交する複数相のコイルと、直流電源の負極出力端
子側に電流流出端子側を共通接続され、各電流流入端子
側を前記コイルの各電力供給端子の間に接続されたＱ個
（Ｑは２以上の整数）の第１のＮＰＮ型パワートランジ
スタと、前記直流電源の正極出力端子側に電流流入端子
側を共通接続され、各電流流出端子側を前記コイルの各
電力供給端子に接続されたＱ個の第２のＮＰＮ型パワー
トランジスタと、高周波パルス信号に応動してコンデン
サに充電・蓄積させ、前記第２のＮＰＮ型パワートラン
ジスタの電流流入端子側電位よりも高電位点となる直流
電圧を出力する高電圧出力手段と、指令信号に応動した
電流を前記コイルに供給するために、第１の制御電流信
号と第２の制御電流信号を作り出す制御作成手段と、滑
らかに変化するＱ相の切換電流信号を作り出す切換作成
手段と、前記制御作成手段の前記第１の制御電流信号と
前記第２の制御電流信号が入力され、前記Ｑ相の切換電
流信号に応動して滑らかに変化するＱ相の第１の分配電
流信号とＱ相の第２の分配電流信号を出力する分配作成
手段と、前記第１の分配電流信号を所定の電流増幅して
Ｑ相の第１の増幅電流信号を得て、前記Ｑ個の第１のＮ
ＰＮ型パワートランジスタの各通電制御端子側に各第１
の増幅電流信号を供給するＱ個の第１の電流増幅手段
と、前記第２の分配電流信号を所定の電流増幅してＱ相
の第２の増幅電流信号を得て、前記高電圧出力手段の高
電位点から前記第２のＮＰＮ型パワートランジスタの各
通電制御端子側に各第２の増幅電流信号を供給するＱ個
の第２の電流増幅手段とを具備し、前記分配作成手段
は、前記切換作成手段のＱ相の切換電流信号の各電流流
入流出端子側に一端が接続され、他端を共通接続された
Ｑ個の第１のダイオード手段と、前記各電流流入流出端
子側に各通電制御端子側が接続され、共通接続された電
流信号入力端子側に前記第１の制御電流信号が入力さ
れ、電流信号出力端子側からＱ相の前記第１の分配電流
信号を出力するＱ個の第１の分配トランジスタ手段と、
前記切換作成手段の各電流流入流出端子側に一端が接続
され、他端を共通接続されたＱ個の第２のダイオード手
段と、前記各電流流入流出端子側に各通電制御端子側が
接続され、共通接続された電流信号入力端子側に前記第
２の制御電流信号が入力され、電流信号出力端子側から
Ｑ相の前記第２の分配電流信号を出力するＱ個の第２の
分配トランジスタ手段とを含んで構成するようにしてい
る。

【００１３】この様に構成することにより、高電圧出力
手段により高電位点を作り、この高電位点から第２のＮ
ＰＮ型パワートランジスタの各通電制御端子側に増幅電
流信号を供給出来るため、ＮＰＮ型パワートランジスタ
を飽和状態で動作させることができ、コイルに供給でき
る有効電圧が大幅に大きくなる。また、Ｑ相の増幅電流
信号は切換電流信号に応動して滑らかに変化するため
に、第２のＮＰＮ型パワートランジスタは滑らかに変化
するＱ相の駆動電流をコイルに供給することができる。
さらに、このように構成することにより、分配作成手段
の第１のダイオード手段と第１の分配トランジスタ手段
は、切換電流信号の一方の極性の電流値に応動して第１
の制御電流信号を分配し、滑らかに変化するＱ相の第１
の分配電流信号を作り出す。分配作成手段の第２のダイ
オード手段と第２の分配トランジスタ手段は、切換電流
信号の他方の極性の電流値に応動して第２の制御電流信
号を分配し、滑らかに変化するＱ相の第２の分配電流信
号を作り出す。第１の分配電流信号と第２の分配電流信
号は、電気的に１８０゜の位相差を有するようになる。
第１の分配電流信号を所定の電流増幅してＱ相の第１の
増幅電流信号を作り、各第１の増幅電流信号を第１のパ
ワートランジスタの各通電制御端子に供給することによ
り、各第１のパワートランジスタは滑らかに変化する駆
動電流を電気的に約１８０゜区間供給する。同様に、第
２の分配電流信号を所定の電流増幅してＱ相の第２の増
幅電流信号を作り、各第２の増幅電流信号を第２のパワ
ートランジスタの各通電制御端子に供給することによ
り、各第２のパワートランジスタは滑らかに変化する駆
動電流を電気的に約１８０゜区間供給する。その結果、
同一相の第１のパワートランジスタと第２のパワートラ
ンジスタは、同時に導通状態になることなく、かつ、切
換電流信号に応動して滑らかに変化するアナログ的な駆
動電流をコイルに供給する。

【００１４】これらおよびその他の構成や動作について
は、実施の形態の説明において詳細に説明する。

【００１５】

【発明の実施の形態】以下、本発明の実施の形態につい
て、図面を参照しながら説明する。

【００１６】（実施の形態１）図１から図６に本発明の
実施の形態１のブラシレスモータを示す。図１に全体構
成を示す。図１の界磁部１１は、ロータに取り付けられ
た永久磁石磁極の発生磁束により複数個の界磁磁極を形
成し、界磁磁束を発生している。３相コイル１２，１
３，１４は、ステータに取り付けられ、界磁部１１の発
生磁束との鎖交に関して電気的に所定角度（電気的に１
２０度相当）ずらされて配置されている。界磁部１１と
の相対位置に対応して、３相コイル１２，１３，１４へ
の電力供給をなすことにより、界磁部１１およびロータ
を回転駆動する。

【００１７】直流電源５０の負極端子側（−）には、電
流検出用の抵抗３２を介して、３個の第１のＮＰＮ型パ
ワートランジスタ２１，２２，２３の電流流出端子側が
共通接続されている。第１のＮＰＮ型パワートランジス
タ２１，２２，２３は、各電流流入端子側をコイル１
２，１３，１４の各電力供給端子に接続され、それぞれ
コイル１２，１３，１４への駆動電流Ｉ１，Ｉ２，Ｉ３
の負極側電流を供給している。直流電源５０の正極端子
側（＋）には、３個の第２のＮＰＮ型パワートランジス
タ２５，２６，２７の電流流入端子側が共通接続されて
いる。第２のＮＰＮ型パワートランジスタ２５，２６，
２７は、各電流流出端子側をコイル１２，１３，１４の
各電力供給端子に接続され、それぞれコイル１２，１
３，１４への駆動電流Ｉ１，Ｉ２，Ｉ３の正極側電流を
供給している。

【００１８】制御作成器３１は、電流検出部に相当する
電流検出用の抵抗３２と比較増幅部３３によって構成さ
れている。駆動電流Ｉ１，Ｉ２，Ｉ３の負極側電流の合
成値に相当するコイルへの合成供給電流Ｉｔは、電流検
出用の抵抗３２の電圧降下として検出され、合成供給電
流Ｉｔに応動した検出信号Ｂｔを得る。比較増幅部３３
は、指令信号Ａｃと検出信号Ｂｔを比較し、両者の差に
応動した第１の制御電流信号Ｃ１と第２の制御電流信号
Ｃ２を出力する。

【００１９】図３に比較増幅部３３の具体的な構成を示
す。差動増幅回路１６１は、指令信号Ａｃと検出信号Ｂ
ｔを差電圧を増幅した出力電圧Ｃｇを得る。トランジス
タ１７１，１７２と抵抗１７３，１７４は、出力電圧Ｃ
ｇに比例した２つの電流信号を作りだす。トランジスタ
１７１のコレクタ電流は、トランジスタ１８１，１８２
のカレントミラー回路を介して第１の制御電流信号Ｃ１
として出力される。一方、トランジスタ１７２のコレク
タ電流は第２の制御電流信号Ｃ２として出力される。こ
こで、トランジスタ１７１，１７２と抵抗１７３，１７
４を所定の設計値にすることにより、第１の制御電流信
号Ｃ１に対して第２の制御電流信号Ｃ２を多くなるよう
にしている（ここでは、Ｃ２をＣ１の２倍の値にしてい
る）。

【００２０】図１の切換作成器３４は、界磁部１１の回
転に応動して滑らかに変化する３相の切換電流信号Ｄ
１，Ｄ２，Ｄ３を出力する。図２に切換作成器３４の具
体的な構成を示す。切換作成器３４は、位置検出部１０
０と切換信号部１０１によって構成されている。

【００２１】位置検出部１００は、界磁部１１の発生磁
束を検知する磁電変換素子（例えばホール素子）からな
る位置検出素子１１１，１１２を含んで構成されてい
る。位置検出素子１１１，１１２は、所定の位相差（電
気的に１２０゜の位相差）を有し、界磁部１１の回転に
伴って滑らかな正弦波状に変化する２相の位置検出信号
Ｊａ１とＪｂ１、および、Ｊａ２とＪｂ２を出力する。
ここで、Ｊａ１とＪａ２は逆相の関係にあり（電気的に
１８０゜の位相差）、Ｊｂ１とＪｂ２は逆相の関係にあ
る。なお、逆相の信号は新たな相数に数えない。位置検
出信号Ｊａ２とＪｂ２は抵抗１１３，１１４により合成
されて３相目の位置検出信号Ｊｃ１を作りだし、位置検
出信号Ｊａ１とＪｂ１は抵抗１１５，１１６により合成
されて３相目の位置検出信号Ｊｃ２を作りだす。これに
より、位置検出部１００は所定の位相差（電気的に１２
０゜の位相差）を有する３相の位置検出信号Ｊａ１，Ｊ
ｂ１，Ｊｃ１およびＪａ１，Ｊｂ２，Ｊｃ２を得てい
る。

【００２２】切換信号部１０１は、３相の位置検出信号
に応動して滑らかに変化する正弦波状の切換電流信号Ｄ
１，Ｄ２，Ｄ３を作りだす。図２において、定電流源１
２１，１２６，１３１，１３６，１４１，１４６は同一
値の定電流を供給する。トランジスタ１２２と１２３
は、１相目の位置検出信号Ｊａ１とＪａ２の差電圧に応
動して定電流源１２１の電流をコレクタ側に分流する。
トランジスタ１２３のコレクタ電流は、トランジスタ１
２４，１２５のカレントミラー回路によって２倍に増幅
され、トランジスタ１２５のコレクタより出力される。
トランジスタ１２５のコレクタ電流は、定電流源１２６
の電流値と比較され、両者の差電流が１相目の切換電流
信号Ｄ１として出力される。従って、切換電流信号Ｄ１
は、位置検出信号Ｊａ１に応動して滑らかに変化し、電
気角で１８０゜区間は電流が流出し（正極性の電流）、
次の１８０゜区間は電流が流入する（負極性の電流）。
同様に、切換電流信号Ｄ２は、位置検出信号Ｊｂ１に応
動して滑らかに変化し、電気角で１８０゜区間は電流が
流出し（正極性の電流）、次の１８０゜区間は電流が流
入する（負極性の電流）。同様に、切換電流信号Ｄ３
は、位置検出信号Ｊｃ１に応動して滑らかに変化し、電
気角で１８０゜区間は電流が流出し（正極性の電流）、
次の１８０゜区間は電流が流入する（負極性の電流）。
これにより、切換電流信号Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３は所定の位
相差を有する３相の電流信号になる。

【００２３】図１の分配作成器３６は、第１の分配部３
７と第２の分配部３８を含んで構成されている。第１の
分配部３７は、切換作成器３４の３相の切換電流信号Ｄ
１，Ｄ２，Ｄ３に応動して制御作成器３１の第１の制御
電流信号Ｃ１を分配し、滑らかに変化する３相の第１の
分配電流信号Ｅ１，Ｅ２，Ｅ３を作り出す。第２の分配
部３８は、切換作成器３４の３相の切換電流信号Ｄ１，
Ｄ２，Ｄ３に応動して制御作成器３１の第２の制御電流
信号Ｃ２を分配し、滑らかに変化する３相の第２の分配
電流信号Ｇ１，Ｇ２，Ｇ３を作り出す。

【００２４】図４に分配作成器３６の具体的な構成を示
す。第１の分配部３７は、切換作成器３４の３相の切換
電流信号Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３が供給される各電流流入流出
端子側に一端が接続され、他端を共通接続された３個の
第１のダイオード２０１，２０２，２０３と、各電流流
入流出端子側に各通電制御端子側が接続され、共通接続
された電流信号入力端子側に制御作成器３１の第１の制
御電流信号Ｃ１が入力され、電流信号出力端子側から３
相の第１の分配電流信号Ｅ１，Ｅ２，Ｅ３を出力する３
個の第１の分配トランジスタ２０５，２０６，２０７に
よって構成されている。第２の分配部３８は、切換作成
器３４の３相の切換電流信号Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３が供給さ
れる各電流流入流出端子側に一端が接続され、他端を共
通接続された３個の第２のダイオード２１１，２１２，
２１３と、各電流流入流出端子側に各通電制御端子側が
接続され、共通接続された電流信号入力端子側に制御作
成器３１の第２の制御電流信号Ｃ２が入力され、電流信
号出力端子側から３相の第２の分配電流信号Ｇ１，Ｇ
２，Ｇ３を出力する３個の第２の分配トランジスタ２１
５，２１６，２１７によって構成されている。基準電圧
源２２０，トランジスタ２２１，２２２は、電圧供給部
を構成し、第１のダイオード２０１，２０２，２０３の
共通接続端に第１の直流電圧を供給し、第２のダイオー
ド２１１，２１２，２１３の共通接続端に第２の直流電
圧を供給している。これにより、切換電流信号Ｄ１が負
極側電流の時に第１のダイオード２０１に電流を通電し
（第２のダイオード２１１には電流が流れない）、正極
側電流の時に第２のダイオード２１１に電流を通電する
（第１のダイオード２０１には電流が流れない）。すな
わち、切換電流信号Ｄ１の極性に応じて第１のダイオー
ド２０１と第２のダイオード２１１に相補的に電流を供
給する。すなわち、第１のダイオード２０１と第２のダ
イオード２１１に同時に電流が流れることはなく、か
つ、切換は切れ目なく滑らかに行われる。同様に、切換
電流信号Ｄ２が負極側電流の時に第１のダイオード２０
２に電流を通電し、正極側電流の時に第２のダイオード
２１２に電流を通電する。切換電流信号Ｄ３が負極側電
流の時に第１のダイオード２０３に電流を通電し、正極
側電流の時に第２のダイオード２１３に電流を通電す
る。

【００２５】第１の分配部３７の第１の分配トランジス
タ２０５，２０６，２０７は、第１のダイオード２０
１，２０２，２０３に流れる３相電流に応動して、第１
の制御電流信号Ｃ１をそれぞれのコレクタ側に分配し、
３相の第１の分配電流信号Ｅ１，Ｅ２，Ｅ３を作り出
す。従って、３相の第１の分配電流信号Ｅ１，Ｅ２，Ｅ
３は３相の切換電流信号Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３の負極側電流
に応動して滑らかに変化し、分配電流信号Ｅ１，Ｅ２，
Ｅ３の合成値は第１の制御電流信号Ｃ１に等しくなる。
同様に、第２の分配部３８の第２の分配トランジスタ２
１５，２１６，２１７は、第２のダイオード２１１，２
１２，２１３に流れる３相電流に応動して、第２の制御
電流信号Ｃ２をそれぞれのコレクタ側に分配し、３相の
第２の分配電流信号Ｇ１，Ｇ２，Ｇ３を作り出す。従っ
て、３相の第２の分配電流信号Ｇ１，Ｇ２，Ｇ３は３相
の切換電流信号Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３の正極側電流に応動し
て滑らかに変化し、分配電流信号Ｇ１，Ｇ２，Ｇ３の合
成値は第２の制御電流信号Ｃ２に等しくなる。

【００２６】これにより、分配作成器３６は、３相の切
換電流信号Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３に応動して３相の第１の分
配電流信号Ｅ１，Ｅ２，Ｅ３および３相の第２の分配電
流信号Ｇ１，Ｇ２，Ｇ３を作りだし、第１の分配電流信
号Ｅ１，Ｅ２，Ｅ３はそれぞれ電気的に１２０゜の位相
差を持ち、第２の分配電流信号Ｇ１，Ｇ２，Ｇ３はそれ
ぞれ電気的に１２０゜の位相差を持ち、第１の分配電流
信号Ｅ１と第２の分配電流信号Ｇ１は電気的に１８０゜
の位相差を持ちながら相補的に滑らかに変化し（Ｅ１と
Ｇ１は必ず一方が零になる）、第１の分配電流信号Ｅ２
と第２の分配電流信号Ｇ２は電気的に１８０゜の位相差
を持ちながら相補的に滑らかに変化し（Ｅ２とＧ２は必
ず一方が零になる）、第１の分配電流信号Ｅ３と第２の
分配電流信号Ｇ３は電気的に１８０゜の位相差を持ちな
がら相補的に滑らかに変化する（Ｅ３とＧ３は必ず一方
が零になる）。

【００２７】図１の分配作成器３６の第１の分配電流信
号Ｅ１，Ｅ２，Ｅ３は、それぞれ第１の電流増幅器４
１，４２，４３に入力される。第１の電流増幅器４１，
４２，４３は、第１の分配電流信号Ｅ１，Ｅ２，Ｅ３を
所定倍の電流増幅して第１の増幅電流信号Ｆ１，Ｆ２，
Ｆ３を作りだし、第１のＮＰＮ型パワートランジスタ２
１，２２，２３の各通電制御端子側に供給する。第１の
ＮＰＮ型パワートランジスタ２１，２２，２３は、３相
の第１の増幅電流信号Ｆ１，Ｆ２，Ｆ３を電流増幅し、
各電流流入端子側よりコイル１２，１３，１４に駆動電
流Ｉ１，Ｉ２，Ｉ３の負極側電流を供給する。第１のＮ
ＰＮ型パワートランジスタ２１，２２，２３の電流流出
端子側は共通接続され、コイル１２，１３，１４への合
成供給電流Ｉｔを電流検出用の抵抗３２に流し、検出信
号Ｂｔを作り出す。

【００２８】図５に第１の電流増幅器４１，４２，４３
の具体的な構成を示す。第１の電流増幅器４１は、トラ
ンジスタ２４１，２４２と抵抗２４３，２４４によるカ
レントミラー回路によって構成され、トランジスタ２４
１と２４２のエミッタ面積比を５０倍、抵抗２４４と２
４３の抵抗比を５０倍にして、電流増幅率で５１倍の所
定の増幅を行うようにしている。同様に、第１の電流増
幅器４２は、トランジスタ２５１，２５２と抵抗２５
３，２５４によるカレントミラー回路によって構成さ
れ、電流増幅率で５１倍の所定の増幅を行うようにして
いる。同様に、第１の電流増幅器４３は、トランジスタ
２６１，２６２と抵抗２６３，２６４によるカレントミ
ラー回路によって構成され、電流増幅率で５１倍の所定
の増幅を行うようにしている。これにより、第１の電流
増幅器４１，４２，４３は、３相の第１の分配電流信号
Ｅ１，Ｅ２，Ｅ３をそれぞれ５１倍の増幅し、３相の第
１の増幅電流信号Ｆ１，Ｆ２，Ｆ３を作りだし、第１の
パワートランジスタ２１，２２，２３の各通電制御端子
側に供給する。

【００２９】図１の分配作成器３６の第２の分配電流信
号Ｇ１，Ｇ２，Ｇ３は、それぞれ第２の電流増幅器４
５，４６，４７に入力される。高電圧出力器５１は高周
波パルス信号に応動してコンデンサに充電・蓄積させる
ことにより、第２のＮＰＮ型パワートランジスタの電流
流入端子側の電位（ここでは、直流電源５０の正極側電
位Ｖｃｃ）よりも高い電位Ｖｕを作り出す。第２の電流
増幅器４５，４６，４７は、第２の分配電流信号Ｇ１，
Ｇ２，Ｇ３を所定倍の電流増幅して第２の増幅電流信号
Ｈ１，Ｈ２，Ｈ３を作りだし、高電圧出力器５１によっ
て作り出された高電位点Ｖｕから第２のＮＰＮ型パワー
トランジスタ２５，２６，２７の各通電制御端子側に第
２の増幅電流信号Ｈ１，Ｈ２，Ｈ３を供給する。第２の
ＮＰＮ型パワートランジスタ２５，２６，２７は、３相
の第２の増幅電流信号Ｈ１，Ｈ２，Ｈ３を電流増幅し、
各電流流出端子側よりコイル１２，１３，１４に駆動電
流Ｉ１，Ｉ２，Ｉ３の正極側電流を供給する。なお、第
２のＮＰＮ型パワートランジスタ２５，２６，２７の電
流流入端子側は共通接続され、直流電源５０の正極端子
側に接続されている。

【００３０】図６に第２の電流増幅器４５，４６，４７
と高電圧出力器５１の具体的な構成を示す。高電圧出力
器５１は、１００ｋＨｚ程度の高周波パルス信号Ｐａを
出力するパルス発生回路３４１と、第１のコンデンサ３
３１と、第２のコンデンサ３３２と、ダイオード３５
１，３５２からなる第１の電圧制限回路と、ダイオード
３６１からなる第２の電圧制限回路を含んで構成されて
いる。パルス発生回路３４１のパルス信号Ｐａに応動し
てインバータ回路３４２がディジタル的に変化する。イ
ンバータ回路３４２が”Ｌ”（直流電源５０の負極側電
位）の時にダイオード３４３を介して第１のコンデンサ
３３１が充電される。インバータ回路３４２が”Ｈ”
（直流電源５０の正極側電位）に変わると、第１のコン
デンサ３３１に蓄積された電荷は、ダイオード３４４を
介して第２のコンデンサ３３２に移され、第２のコンデ
ンサ３３２を充電・蓄積する。その結果、第２のコンデ
ンサ３３２の端子には、直流電源５０の正極側電位Ｖｃ
ｃよりも高電位Ｖｕが出力される。第２のコンデンサ３
３２の容量は第１のコンデンサ３３１の容量の５倍以上
にされているが、充電を続けると、高電位点の電圧Ｖｕ
は非常に高くなり、集積化されたトランジスタやダイオ
ードの耐圧破壊を起こしてしまうことが分かった。そこ
で、高電位点電圧Ｖｕが所定値以上にならないように、
ダイオード３５１，３５２による第１の電圧制限回路で
制限し、第２のコンデンサ３３２への過剰な電荷の充電
を妨げ、不要な電荷を直流電源５０の正極端子側に回生
した。また、第２の増幅電流信号Ｈ１，Ｈ２，Ｈ３は第
２のコンデンサ３３２の電荷を放電させるように作用す
る。起動時などの大電流動作時に第２の増幅電流信号の
値が大きくなり、第２のコンデンサ３３２の充電・蓄積
電荷が不足し、高電圧出力器５１の出力電圧点の電位Ｖ
ｕが著しく低下する現象が生じる。そのため、回路動作
が一時的に不安定になり、起動動作が著しく阻害されて
いた。そこで、ダイオード３６１による第２の電圧制限
回路を設けて、高電圧出力器５１の高電位点電圧Ｖｕが
直流電源５０の正極側電位Ｖｃｃより大幅に小さくなら
ないように制限した。この第２の電圧制限回路が動作す
ると、ダイオード３６１を介して第２の電流増幅器４
５，４６，４７に電流を供給するので、高電圧出力器５
１の出力電圧Ｖｕはダイオード順方向電圧程度の低下に
とどまり、モータは安定に起動動作する。

【００３１】図６の第２の電流増幅器４５は、トランジ
スタ３０１，３０２と抵抗３０３，３０４によるカレン
トミラー回路によって構成され、トランジスタ３０１と
３０２のエミッタ面積比を５０倍、抵抗３０４と３０３
の抵抗比を５０倍にして、電流増幅率で５０倍の所定の
電流増幅を行う。同様に、第２の電流増幅器４６は、ト
ランジスタ３１１，３１２と抵抗３１３，３１４による
カレントミラー回路によって構成され、電流増幅率で５
０倍の所定の電流増幅を行う。同様に、第２の電流増幅
器４７は、トランジスタ３２１，３２２と抵抗３２３，
３２４によるカレントミラー回路によって構成され、電
流増幅率で５０倍の所定の電流増幅を行う。これによ
り、第２の電流増幅器４５，４６，４７は、３相の第２
の分配電流信号Ｇ１，Ｇ２，Ｇ３をそれぞれ５０倍の電
流増幅し、３相の第２の増幅電流信号Ｈ１，Ｈ２，Ｈ３
を作りだし、第２のＮＰＮ型パワートランジスタ２５，
２６，２７に供給する。また、第２の電流増幅器４５，
４６，４７のカレントミラー回路は、高電圧出力器５１
の高電位点Ｖｕに接続され、高電位点Ｖｕからカレント
ミラー回路の出力用のＰＮＰ型トランジスタ３０２，３
１２，３２２を介して第２のＮＰＮ型パワートランジス
タ２５，２６，２７の各通電制御端子側に３相の増幅電
流信号Ｈ１，Ｈ２，Ｈ３を供給する。

【００３２】次に、図１のブラシレスモータの全体的な
動作について、簡単に説明する。切換作成器３４は、界
磁部１１の回転に伴って滑らかに変化する３相の切換電
流信号Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３を作りだし、分配作成器３６に
供給する。分配作成器３６の第１の分配器３７は、制御
作成器３１の第１の制御電流信号Ｃ１を３相の切換電流
信号Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３に応動して分配し、３相の第１の
分配電流信号Ｅ１，Ｅ２，Ｅ３を出力する。第１の電流
増幅器４１，４２，４３は、それぞれ第１の分配電流信
号Ｅ１，Ｅ２，Ｅ３を所定倍の電流増幅し、第１の増幅
電流信号Ｆ１，Ｆ２，Ｆ３を出力し、第１のＮＰＮ型パ
ワートランジスタ２１，２２，２３の各通電制御端子側
に供給する。第１のＮＰＮ型パワートランジスタ２１，
２２，２３は、それぞれ第１の増幅電流信号Ｆ１，Ｆ
２，Ｆ３を電流増幅し、３相のコイル１２，１３，１４
に駆動電流Ｉ１，Ｉ２，Ｉ３の負極側電流を供給する。

【００３３】一方、分配作成器３６の第２の分配器３８
は、制御作成器３１の第２の制御電流信号Ｃ２を３相の
切換電流信号Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３に応動して分配し、３相
の第２の分配電流信号Ｇ１，Ｇ２，Ｇ３を出力する。第
２の電流増幅器４５，４６，４７は、それぞれ第１の分
配電流信号Ｇ１，Ｇ２，Ｇ３を所定倍の電流増幅し、第
２の増幅電流信号Ｈ１，Ｈ２，Ｈ３を出力し、第２のＮ
ＰＮ型パワートランジスタ２５，２６，２７の各通電制
御端子側に供給する。第２のＮＰＮ型パワートランジス
タ２５，２６，２７は、それぞれ第２の増幅電流信号Ｈ
１，Ｈ２，Ｈ３を電流増幅し、３相のコイル１２，１
３，１４に駆動電流Ｉ１，Ｉ２，Ｉ３の正極側電流を供
給する。

【００３４】制御作成器３１の電流検出用の抵抗３２
は、駆動電流Ｉ１，Ｉ２，Ｉ３の負極側電流の合成値で
ある合成供給電流Ｉｔに応動した検出信号Ｂｔを作りだ
す。比較増幅部３３は、指令信号Ａｃと検出信号Ｂｔを
比較し、その比較結果に応動した第１の制御電流信号Ｃ
１と第２の制御電流信号Ｃ２を出力する。第１の制御電
流信号Ｃ１と第２の制御電流信号Ｃ２は比例関係にある
（ここでは、Ｃ２の絶対値はＣ１の絶対値の２倍の大き
さになっている）。その結果、制御作成器３１と第１の
分配器３７と第１の電流増幅器４１，４２，４３と第１
のＮＰＮ型パワートランジスタ２１，２２，２３によっ
て、合成供給電流Ｉｔを指令信号Ａｃに応動した所定値
にする帰還ループが構成され、コイル１２，１３，１４
への供給電流が制御される。また、制御作成器３１と第
２の分配器３８と第２の電流増幅器４５，４６，４７と
第２のＮＰＮ型パワートランジスタ２５，２６，２７
は、第２のＮＰＮ型パワートランジスタ２５，２６，２
７を部分的に飽和動作させながら、滑らかに変化する駆
動電流Ｉ１，Ｉ２，Ｉ３の正極側電流をコイル１２，１
３，１４に供給している。このとき、検出信号Ｂｔから
みた第１のパワートランジスタの出力電流までの伝達利
得（比較増幅部３３と第１の分配器３７と第１の電流増
幅器４１，４２，４３と第１のパワートランジスタ２
１，２２，２３のフォーワード利得）に較べて、検出信
号Ｂｔからみた第２のパワートランジスタの出力電流ま
での伝達利得（比較増幅部３３と第２の分配器３８と第
２の電流増幅器４５，４６，４７と第２のパワートラン
ジスタ２５，２６，２７のフォーワード利得）を大きく
し、全体の回路動作の安定化をはかっている。すなわ
ち、第２のＮＰＮ型パワートランジスタを部分的に確実
に飽和動作させて、第１のＮＰＮ型パワートランジスタ
によりコイルへの供給電流を制御することを可能にし
た。

【００３５】対応する相の第１の分配電流信号Ｅ１と第
２の分配電流信号Ｇ１は、１８０゜の位相差をもって相
補的に流れるので、第１の増幅電流信号Ｆ１と第２の増
幅電流信号Ｈ１は相補的な電流になり、第１のＮＰＮ型
パワートランジスタ２１と第２のＮＰＮ型パワートラン
ジスタ２５も相補的に動作する。従って、滑らかに連続
的に変化する駆動電流Ｉ１がコイル１２に供給される。
同様に、第１の分配電流信号Ｅ２と第２の分配電流信号
Ｇ２が１８０゜の位相差をもって相補的に流れるので、
第１の増幅電流信号Ｆ２と第２の増幅電流信号Ｈ２は相
補的な電流になり、第１のＮＰＮ型パワートランジスタ
２２と第２のＮＰＮ型パワートランジスタ２６も相補的
に動作する。従って、滑らかに連続的に変化する駆動電
流Ｉ２がコイル１３に供給される。同様に、第１の分配
電流信号Ｅ３と第２の分配電流信号Ｇ３が１８０゜の位
相差をもって相補的に流れるので、第１の増幅電流信号
Ｆ３と第２の増幅電流信号Ｈ３は相補的な電流になり、
第１のＮＰＮ型パワートランジスタ２３と第２のＮＰＮ
型パワートランジスタ２７も相補的に動作する。従っ
て、滑らかに連続的に変化する駆動電流Ｉ３がコイル１
４に供給される。その結果、直流電源５０の短絡電流が
発生することはないのでパワートランジスタの過剰な発
熱や破壊が生じないし、駆動電流歪みも発生しない。す
なわち、ブラシレスモータは安定に動作し、その発生ト
ルクの変動も著しく小さくなる。

【００３６】また、高電圧出力器５１によって直流電源
５０の正極側電位Ｖｃｃよりも所定値高い電位点Ｖｕを
作りだし、第２の電流増幅器４５，４６，４７を構成す
るカレントミラー回路の出力用のＰＮＰ型トランジスタ
の電流入力端子側をこの高電位点Ｖｕに接続しているの
で、第２のＮＰＮ型パワートランジスタ２５，２６，２
７をそれぞれの通電時点において確実に飽和状態にでき
る（オン電圧を０．１Ｖ程度まで小さくできる）。その
結果、コイル１２，１３，１４に供給できる駆動電圧の
最大値が大きくなり、有効電圧範囲が広くなる。これに
より、パワートランジスタにおける発熱が小さくなり、
かつ、高速回転までモータを回転駆動できるようにな
る。また、高電圧出力器５１の出力電位ＶｕがＶｃｃよ
りも所定値以上大きくならないように制限する第１の電
圧制限回路を設けているので、図１の構成のトランジス
タやダイオードや抵抗を１チップのＩＣに納めた場合
に、耐圧破壊が生じないようになる。さらに、高電圧出
力器５１の出力電位ＶｕがＶｃｃよりも所定値以上小さ
くならないように制限する第２の電圧制限回路を設けて
いるので、モータ起動時などの大電流供給時でも高電圧
出力器５１の出力電位Ｖｕが直流電源５０の正極側電位
Ｖｃｃ近くにとどまり、コイル１２，１３，１４に十分
大きな起動電流が供給できる。これにより、高電圧出力
器５１内において使用する第１のコンデンサや第２のコ
ンデンサの容量を小さくすることも可能である。

【００３７】本実施の形態１のごとく構成するならば、
下記のような多くの利点がある。まず、第１の問題（有
効電圧の減少）に対しては、高電圧出力器５１により直
流電源５０の正極端子側電位Ｖｃｃよりも高電位になる
直流電位点Ｖｕを作り、この直流電位点から第２の電流
増幅器４５，４６，４７の増幅電流Ｈ１，Ｈ２，Ｈ３を
第２のＮＰＮ型パワートランジスタ２５，２６，２７に
供給することにより、選択された第２のＮＰＮ型パワー
トランジスタを確実に飽和状態まで移行させることが可
能になり、コイル１２，１３，１４に供給する駆動電圧
の上限が大幅に大きくなる。また、高電圧出力器５１
は、高周波パルス信号Ｐａに応動して充電される第１の
コンデンサ３３１と、第１のコンデンサ３３１の充電電
荷を高周波パルス信号Ｐａに応動して移送・蓄積する第
２のコンデンサ３３２と、第２のコンデンサ３３２によ
る高電位出力点の電位Ｖｕが第２のＮＰＮ型パワートラ
ンジスタの電流流入端子側電位Ｖｃｃよりも所定値以上
に大きくならないように制限する第１の電圧制限回路
と、高電位点の電位Ｖｕが電流流入端子側電位Ｖｃｃよ
りも所定値以下に小さくならないように制限する第２の
電圧制限回路を含んで構成されている。これにより、十
分な高電位点の直流電圧を簡単な構成で作ることが可能
になる。また、第１の電圧制限回路によって高電位点の
電位Ｖｕが所定値以上に高くならないように制限してい
るので、トランジスタやＩＣを耐圧破壊することがな
い。さらに、第２の電圧制限回路によって高電位点の電
位Ｖｕが所定値以下にならないように制限しているの
で、モータ起動時等の大電流通電時においても第２のＮ
ＰＮ型パワートランジスタにより十分な電流をコイルに
供給することができる。また、第２の電流増幅器４５，
４６，４７をカレントミラー回路によって構成し、カレ
ントミラー回路の出力用のＰＮＰ型トランジスタの電流
流入端子側を高電圧出力器５１の高電位点に接続するこ
とにより、第２の分配電流信号を所定倍に増幅し、その
増幅電流を第２のＮＰＮ型パワートランジスタの各通電
制御端子側に確実に供給できる。さらに、制御作成器３
１は合成供給電流Ｉｔを検出する電流検出用の抵抗３２
と、検出信号Ｂｔと指令信号Ａｃを比較して比較結果に
応動した第１の制御電流信号Ｃ１と第２の制御電流信号
Ｃ２を出力する比較増幅部３３を含んで構成され、第１
の制御電流信号Ｃ１に応動した第１の分配電流信号Ｅ
１，Ｅ２，Ｅ３を用いて第１のＮＰＮ型パワートランジ
スタ２１，２２，２３の通電を制御し、第２の制御電流
信号Ｃ２に応動した第２の分配電流信号Ｇ１，Ｇ２，Ｇ
３を用いて第２のＮＰＮ型パワートランジスタ２５，２
６，２７の通電を制御することにより、指令信号Ａｃに
応動した駆動電流をコイル１２，１３，１４に供給する
ことができる。

【００３８】次に、第２の問題（電流路の相補的な開閉
制御）に対しては、分配作成器３６を工夫し、切換作成
器３４の滑らかに変化する３相の切換電流信号Ｄ１，Ｄ
２，Ｄ３が流入流出する各電流流入流出端子側に一端が
接続され、他端を共通接続された３個の第１のダイオー
ド回路と、各電流流入流出端子側に各通電制御端子側が
接続され、共通接続された電流信号入力端子側に第１の
制御電流信号Ｃ１が入力され、電流信号出力端子側から
３相の第１の分配電流信号Ｅ１，Ｅ２，Ｅ３を出力する
第１の分配トランジスタ回路と、各電流流入流出端子側
に一端が接続され、他端を共通接続された３個の第２の
ダイオード回路と、各電流流入流出端子側に各通電制御
端子側が接続され、共通接続された電流信号入力端子側
に第２の制御電流信号Ｃ２が入力され、電流信号出力端
子側から３相の第２の分配電流信号Ｇ１，Ｇ２，Ｇ３を
出力する第２の分配トランジスタ回路を含んで構成する
ようにしている。これにより、第１の分配電流信号と第
２の分配電流信号が１８０゜の位相差を有し、相補的に
滑らかに切りかわるように変化し、かつ、同一相の第１
の分配電流信号と第２の分配電流信号の一方は必ず零に
なる。すなわち、確実に相補的に動作する。さらに、第
１の分配電流信号Ｅ１，Ｅ２，Ｅ３を電流増幅して第１
のパワートランジスタの通電を制御し、第２の分配電流
信号Ｇ１，Ｇ２，Ｇ３を電流増幅して第２のパワートラ
ンジスタの通電を制御しているので、第１のパワートラ
ンジスタと第２のパワートランジスタによる電流路の開
閉は確実に相補的に行われ、かつ、電流の値も滑らかに
連続的に変化する。これにより、直流電源５０の短絡電
流が発生しないのでトランジスタやＩＣの破壊は生じな
い。さらに、滑らかな駆動電流を供給するので、トルク
脈動も著しく小さくなる。なお、第２の問題を解決する
上記の構成において、第２のパワートランジスタにＰＮ
Ｐ型のバイポーラトランジスタを使用することは可能で
ある。また、制御作成器５１の構成も、例えば米国特許
４，４９４，０５３号公報のごとき構成に変更が可能で
ある。

【００３９】さらに、第１の問題と第２の問題を同時に
解決するために、本実施の形態１のごとき構成が可能で
ある。すなわち、高電圧出力器５１によって高電位点を
作り、この高電位点より第２のＮＰＮ型パワートランジ
スタに増幅電流を供給するようにし、かつ、分配作成器
３６を第１のダイオード回路や第１の分配トランジスタ
回路や第２のダイオード回路や第２の分配トランジスタ
回路を用いて構成することにより、電源電圧の有効利用
範囲を拡大し、かつ、電流路の開閉制御を相補的に滑ら
かに行わせることができる。

【００４０】（実施の形態２）図７から図９に本発明の
実施の形態２のブラシレスモータの構成を示す。図７に
全体構成を示す。本実施の形態２では、第２のＮＰＮ型
パワートランジスタによる合成供給電流Ｉｖを検出する
制御作成器４０１を使用するようにした。また、分配作
成器４３６の構成の変形例も示した。その他の構成にお
いて、前述の実施の形態１と同様なものには同一の番号
を付し、詳細な説明を省略する。

【００４１】図７の制御作成器４０１は電流検出用の抵
抗４１１とレベル変換回路４１２と比較増幅部３３を含
んで構成されている。電流検出用の抵抗４１１には、第
２のＮＰＮ型パワートランジスタ２５，２６，２７の共
通接続端子側からコイル側に供給される合成供給電流Ｉ
ｖが流れ、供給電流Ｉｖに比例した電圧降下が発生す
る。この電圧降下はレベル変換回路４１２に入力され、
直流電源５０の負極端子側（−）を基準とする検出信号
Ｂｖに変換する。図８にレベル変換回路４１２の具体的
な構成を示す。レベル変換回路４１２は、電圧電流変換
回路４２１と抵抗４２２を含んで構成されている。電圧
電流変換回路４２１は、電流検出用の抵抗４１１での電
圧降下に比例した電流を出力する。この出力電流は抵抗
４２２に流れ、抵抗４２２の端子に検出信号Ｂｖを発生
する。図７の比較増幅部３３は、検出信号Ｂｖと指令信
号Ａｃを比較し、比較結果に応動した第１の制御電流信
号Ｃ１と第２の制御電流信号Ｃ２が出力される。

【００４２】図７の分配作成器４３６は第１の分配部４
３７と第２の分配部４３８を含んで構成されている。第
１の分配部４３７は、切換作成器３４の３相の切換電流
信号Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３に応動して制御作成器４０１の第
１の制御電流信号Ｃ１を分配し、滑らかに変化する３相
の第１の分配電流信号Ｅ１，Ｅ２，Ｅ３を作り出す。第
２の分配部４３８は、切換作成器３４の３相の切換電流
信号Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３に応動して制御作成器４０１の第
２の制御電流信号Ｃ２を分配し、滑らかに変化する３相
の第２の分配電流信号Ｇ１，Ｇ２，Ｇ３を作り出す。

【００４３】図９に分配作成器４３６の具体的な構成を
示す。第１の分配部４３７は、切換作成器３４の３相の
切換電流信号Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３が供給される各電流流入
流出端子側に一端が接続され、他端を共通接続された３
個の第１のダイオード回路（ダイオード４４１と４４
２，ダイオード４４３と４４４，ダイオード４４５と４
４６）と、各電流流入流出端子側に各通電制御端子側が
接続され、共通接続された電流信号入力端子側に制御作
成器４０１の第１の制御電流信号Ｃ１が入力され、電流
信号出力端子側から３相の第１の分配電流信号Ｅ１，Ｅ
２，Ｅ３を出力する３個の第１の分配トランジスタ回路
（トランジスタ４５１と４５２，トランジスタ４５３と
４５４，トランジスタ４５５と４５６）によって構成さ
れている。第２の分配部４３８は、切換作成器３４の３
相の切換電流信号Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３が供給される各電流
流入流出端子側に一端が接続され、他端を共通接続され
た３個の第２のダイオード回路（ダイオード４６１と４
６２，ダイオード４６３と４６４，ダイオード４６５と
４６６）と、各電流流入流出端子側に各通電制御端子側
が接続され、共通接続された電流信号入力端子側に制御
作成器４０１の第２の制御電流信号Ｃ２が入力され、電
流信号出力端子側から３相の第２の分配電流信号Ｇ１，
Ｇ２，Ｇ３を出力する３個の第２の分配トランジスタ回
路（トランジスタ４７１と４７２，トランジスタ４７３
と４７４，トランジスタ４７５と４７６）によって構成
されている。抵抗４８１，４８２，ダイオード４８３〜
４８６，トランジスタ４８７，４８８は、電圧供給部を
構成し、第１のダイオード回路の共通接続端に第１の直
流電圧を供給し、第２のダイオード回路の共通接続端に
第２の直流電圧を供給している。これにより、切換電流
信号Ｄ１が負極側電流の時に１相目の第１のダイオード
回路（ダイオード４４１と４４２）に電流を通電し、正
極側電流の時に１相目の第２のダイオード回路（ダイオ
ード４６１と４６２）に電流を通電する。すなわち、切
換電流信号Ｄ１の極性に応じて１相目の第１のダイオー
ド回路と第２のダイオード回路に相補的に電流を供給す
る。同様に、切換電流信号Ｄ２が負極側電流の時に２相
目の第１のダイオード回路（ダイオード４４３と４４
４）に電流を通電し、正極側電流の時に２相目の第２の
ダイオード回路（ダイオード４６３と４６４）に電流を
通電する。同様に、切換電流信号Ｄ３が負極側電流の時
に３相目の第１のダイオード回路（ダイオード４４５と
４４６）に電流を通電し、正極側電流の時に３相目の第
２のダイオード回路（ダイオード４６５と４６６）に電
流を通電する。

【００４４】第１の分配部４３７の３個の第１の分配ト
ランジスタ回路は、対応する３個の第１のダイオード回
路に流れる３相電流に応動して、第１の制御電流信号Ｃ
１をそれぞれの電流信号出力端子側に分配し、３相の第
１の分配電流信号Ｅ１，Ｅ２，Ｅ３を作り出す。従っ
て、３相の第１の分配電流信号Ｅ１，Ｅ２，Ｅ３は３相
の切換電流信号Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３の負極側電流に応動し
て滑らかに変化し、分配電流信号Ｅ１，Ｅ２，Ｅ３の合
成値は第１の制御電流信号Ｃ１に等しくなる。同様に、
第２の分配部４３８の３個の第２の分配トランジスタ回
路は、対応する３個の第２のダイオード回路に流れる３
相電流に応動して、第２の制御電流信号Ｃ２をそれぞれ
の電流信号出力端子側に分配し、３相の第２の分配電流
信号Ｇ１，Ｇ２，Ｇ３を作り出す。従って、３相の第２
の分配電流信号Ｇ１，Ｇ２，Ｇ３は３相の切換電流信号
Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３の正極側電流に応動して滑らかに変化
し、分配電流信号Ｇ１，Ｇ２，Ｇ３の合成値は第２の制
御電流信号Ｃ２に等しくなる。

【００４５】その他の構成及び動作は、前述の実施の形
態１と同様であり、説明を省略する。

【００４６】本実施の形態２に示したように、合成電流
の検出は第２のパワートランジスタの共通接続端子側に
おいても可能である。また、分配作成器の具体的な構成
には各種の変形が可能であり、ダイオードやトランジス
タの数や接続を適時変更できる。

【００４７】（実施の形態３）図１０と図１１に本発明
の実施の形態３のブラシレスモータを示す。図１０に全
体構成を示す。本実施の形態３では、分配作成器５３６
の構成のさらに変形例を示した。その他の構成におい
て、前述の実施の形態１や実施の形態２と同様なものに
は同一の番号を付し、詳細な説明を省略する。

【００４８】図１０の分配作成器５３６は第１の分配部
５３７と第２の分配部５３８を含んで構成されている。
第１の分配部５３７は、切換作成器３４の３相の切換電
流信号Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３に応動して制御作成器４０１の
第１の制御電流信号Ｃ１を分配し、滑らかに変化する３
相の第１の分配電流信号Ｅ１，Ｅ２，Ｅ３を作り出す。
第２の分配部５３８は、切換作成器３４の３相の切換電
流信号Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３に応動して制御作成器４０１の
第２の制御電流信号Ｃ２を分配し、滑らかに変化する３
相の第２の分配電流信号Ｇ１，Ｇ２，Ｇ３を作り出す。

【００４９】図１１に分配作成器５３６の具体的な構成
を示す。第１の分配部５３７は、切換作成器３４の３相
の切換電流信号Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３が供給される各電流流
入流出端子側に一端が接続され、他端を共通接続された
３個の第１のダイオード回路（ダイオード５４１と５４
２，ダイオード５４３と５４４，ダイオード５４５と５
４６）と、各電流流入流出端子側に各通電制御端子側が
接続され、共通接続された電流信号入力端子側に制御作
成器４０１の第１の制御電流信号Ｃ１が入力され、電流
信号出力端子側から３相の第１の分配電流信号Ｅ１，Ｅ
２，Ｅ３を出力する３個の第１の分配トランジスタ回路
（トランジスタ５５１とダイオード５５２，トランジス
タ５５３とダイオード５５４，トランジスタ５５５とダ
イオード５５６）によって構成されている。第２の分配
部５３８は、切換作成器３４の３相の切換電流信号Ｄ
１，Ｄ２，Ｄ３が供給される各電流流入流出端子側に一
端が接続され、他端を共通接続された３個の第２のダイ
オード回路（ダイオード５６１と５６２，ダイオード５
６３と５６４，ダイオード５６５と５６６）と、各電流
流入流出端子側に各通電制御端子側が接続され、共通接
続された電流信号入力端子側に制御作成器４０１の第２
の制御電流信号Ｃ２が入力され、電流信号出力端子側か
ら３相の第２の分配電流信号Ｇ１，Ｇ２，Ｇ３を出力す
る３個の第２の分配トランジスタ回路（トランジスタ５
７１とダイオード５７２，トランジスタ５７３とダイオ
ード５７４，トランジスタ５７５とダイオード５７６）
によって構成されている。抵抗５８１，５８２，ダイオ
ード５８３〜５８６，トランジスタ５８７，５８８は、
電圧供給部を構成し、第１のダイオード回路の共通接続
端に第１の直流電圧を供給し、第２のダイオード回路の
共通接続端に第２の直流電圧を供給している。これによ
り、切換電流信号Ｄ１が負極側電流の時に１相目の第１
のダイオード回路（ダイオード５４１と５４２）に電流
を通電し、正極側電流の時に１相目の第２のダイオード
回路（ダイオード５６１と５６２）に電流を通電する。
すなわち、切換電流信号Ｄ１の極性に応じて１相目の第
１のダイオード回路と第２のダイオード回路に相補的に
電流を供給する。同様に、切換電流信号Ｄ２が負極側電
流の時に２相目の第１のダイオード回路（ダイオード５
４３と５４４）に電流を通電し、正極側電流の時に２相
目の第２のダイオード回路（ダイオード５６３と５６
４）に電流を通電する。同様に、切換電流信号Ｄ３が負
極側電流の時に３相目の第１のダイオード回路（ダイオ
ード５４５と５４６）に電流を通電し、正極側電流の時
に３相目の第２のダイオード回路（ダイオード５６５と
５６６）に電流を通電する。

【００５０】第１の分配部４３７の３個の第１の分配ト
ランジスタ回路は、対応する３個の第１のダイオード回
路に流れる３相電流に応動して、第１の制御電流信号Ｃ
１をそれぞれの電流信号出力端子側に分配し、３相の第
１の分配電流信号Ｅ１，Ｅ２，Ｅ３を作り出す。従っ
て、３相の第１の分配電流信号Ｅ１，Ｅ２，Ｅ３は３相
の切換電流信号Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３の負極側電流に応動し
て滑らかに変化し、分配電流信号Ｅ１，Ｅ２，Ｅ３の合
成値は第１の制御電流信号Ｃ１に等しくなる。同様に、
第２の分配部４３８の３個の第２の分配トランジスタ回
路は、対応する３個の第２のダイオード回路に流れる３
相電流に応動して、第２の制御電流信号Ｃ２をそれぞれ
の電流信号出力端子側に分配し、３相の第２の分配電流
信号Ｇ１，Ｇ２，Ｇ３を作り出す。従って、３相の第２
の分配電流信号Ｇ１，Ｇ２，Ｇ３は３相の切換電流信号
Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３の正極側電流に応動して滑らかに変化
し、分配電流信号Ｇ１，Ｇ２，Ｇ３の合成値は第２の制
御電流信号Ｃ２に等しくなる。

【００５１】その他の構成及び動作は、前述の実施の形
態１もしくは実施の形態２と同様であり、説明を省略す
る。

【００５２】本実施の形態３に示したように、分配作成
器の具体的な構成には各種の変形が可能であり、ダイオ
ードやトランジスタの数や接続を適時変更できる。

【００５３】（実施の形態４）図１２から図１４に本発
明の実施の形態４のブラシレスモータを示す。図１２に
全体構成を示す。本実施の形態４では、前述の実施の形
態１において、第１のパワートランジスタの動作電圧を
検出し、その検出結果に応動して電圧変換器の出力電圧
Ｖｍを変化させ、パワートランジスタの電力損失を低減
するようにしている。なお、前述の実施の形態１と同様
な部分は同じ番号を付し、詳細な説明を省略する。

【００５４】図１２において、動作検出器６１１は第１
のＮＰＮ型パワートランジスタ２１，２２，２３の電流
流入端子側の３相の動作電圧Ｖａ，Ｖｂ，Ｖｃを検出
し、最小な動作電圧値に応動した動作検出信号Ｖｄを出
力する。電圧変換器６１２は、直流電源５０の直流電圧
Ｖｃｃを電力供給源として、高周波スイッチング動作を
行う半導体素子を用いて、動作検出器６１１の動作検出
信号Ｖｄに応動した変換直流電圧Ｖｍを作り出す。変換
直流電圧Ｖｍは直流電源５０の直流電圧Ｖｃｃよりも低
くなっている。

【００５５】図１４に動作検出器６１１と電圧変換器６
１２の具体的な構成を示す。動作検出器６１１は、第１
のＮＰＮ型パワートランジスタ２１，２２，２３の３相
の動作電圧Ｖａ，Ｖｂ，Ｖｃの内で最小の電圧値をダイ
オード６７１，６７２，６７３と定電流源６７４によっ
て検出する。動作電圧の最小値は通電状態にある第１の
ＮＰＮ型パワートランジスタの動作電圧によって決まる
ので、３個の第１のＮＰＮ型パワートランジスタ２１，
２２，２３の通電時の動作電圧を検出することになる。
差動増幅回路６７６は、最小動作電圧と基準電圧源６７
５の基準電圧を比較し、その差電圧を増幅して動作検出
信号Ｖｄを出力する。電圧変換器６１２の比較回路６８
２は、三角波発生回路６８１の三角波信号Ｖｈと動作検
出器６１１の動作検出信号Ｖｄを比較し、動作検出信号
Ｖｄに応動したＰＷＭ信号Ｓｗ（パルス幅変調信号）を
作り出す。比較回路６８２のＰＷＭ信号Ｓｗに応動して
スイッチング半導体素子であるスイッチングトランジス
タ６９１はオン・オフ動作する。スイッチングトランジ
スタ６９１によるＰＷＭ出力電圧は、フライホイールダ
イオード６９２とインダクタンス素子６９３とコンデン
サ６９４によって整流され、変換正極端子側（Ｐ）と変
換負極端子側（Ｎ）の間に変換直流電圧Ｖｍを出力す
る。すなわち、直流電源５０の直流電圧を電力供給源と
して、動作検出信号Ｖｄに応動したスイッチングトラン
ジスタ６９１のＰＷＭスイッチング動作により、直流電
源５０の直流電圧Ｖｃｃよりも低い変換直流電圧Ｖｍを
作りだし、第１のＮＰＮ型パワートランジスタ２１，２
２，２３と第２のＮＰＮ型パワートランジスタ２５，２
６，２７に供給する。これにより、第１のＮＰＮ型パワ
ートランジスタ２１，２２，２３の通電時の動作電圧
は、所定の小さな値に制御される。

【００５６】図１２の第１のパワートランジスタ２１，
２２，２３と第２のパワートランジスタ２５，２６，２
７は、切換作成器３４の３相の切換電流信号Ｄ１，Ｄ
２，Ｄ３に応動して滑らかに変化し、指令信号Ａｃに対
応した所定振幅を有する３相の駆動電流Ｉ１，Ｉ２，Ｉ
３をコイル１２，１３，１４に通電する。高電圧出力器
６０１は、直流電源５０の直流電圧Ｖｃｃよりも高い高
電位点となる電圧Ｖｕを出力し、第２の電流増幅器４
５，４６，４７と第２のＮＰＮ型パワートランジスタ２
５，２６，２７が飽和動作できるようにしている。

【００５７】図１３に高電圧出力器６０１の具体的な構
成を示す。高電圧出力器６０１は、１００ｋＨｚ程度の
高周波パルス信号Ｐａを出力するパルス発生回路６２１
と、第１のコンデンサ６３１と、第２のコンデンサ６３
２と、ダイオード６５１，６５２からなる第１の電圧制
限回路と、ダイオード６６１からなる第２の電圧制限回
路を含んで構成されている。パルス発生回路６４１のパ
ルス信号Ｐａに応動してインバータ回路６２２と６２３
が相補的にオン・オフする。インバータ回路６２２が”
Ｌ”（直流電源５０の負極側電位）の時に、第１のアナ
ログスイッチ素子６４１と６４２は導通し、第２のアナ
ログスイッチ素子６４３と６４４は非導通になり、第１
のアナログスイッチ素子６４１，６４２を介して第１の
コンデンサ６３１が充電される。インバータ回路６２２
が”Ｈ”（直流電源５０の正極側電位）に変わると、第
１のアナログスイッチ素子６４１と６４２は非導通にな
り、第２のアナログスイッチ素子６４３と６４４は導通
になり、第１のコンデンサ６３１に蓄積された電荷は、
第２のアナログスイッチ素子６４３，６４４を介して第
２のコンデンサ６３２に移され、第２のコンデンサ６３
２を充電する。その結果、第２のコンデンサ６３２の端
子には、直流電源５０の正極側電位Ｖｃｃよりも高電位
の直流電圧Ｖｕが出力される。

【００５８】第２の電流増幅器４５，４６，４７は、高
電圧出力器５１の高電位点Ｖｕから３相の第２の増幅電
流信号Ｈ１，Ｈ２，Ｈ３を第２のＮＰＮ型パワートラン
ジスタ２５，２６，２７の各通電制御端子側に供給す
る。これにより、第２のＮＰＮ型パワートランジスタは
確実に飽和動作する。

【００５９】第２のコンデンサ６３２の容量は第１のコ
ンデンサ６３１の容量の５倍以上にされているが、充電
を続けると、高電位点の電圧Ｖｕは非常に高くなり、ト
ランジスタの耐圧破壊を起こしてしまうことがある。そ
こで、高電位点電圧Ｖｕが所定値以上にならないよう
に、ダイオード６５１，６５２による第１の電圧制限回
路で制限し、過剰な電荷を直流電源５０の正極端子側に
回生している。また、起動時などの大電流動作を行う場
合に、第２のコンデンサ６３２の蓄積電荷が過度に放電
されるのを低下を防ぐために、ダイオード６６１による
第２の電圧制限回路を設けて、高電位点電圧Ｖｕが直流
電源５０の正極側電位Ｖｃｃより大幅に小さくならない
ように制限した。この第２の電圧制限回路が動作する
と、ダイオード６６１を介して第２の電流増幅器４５，
４６，４７に電流を供給する。

【００６０】その他の構成および動作は、前述の実施の
形態１と同様であり、詳細な説明は省略する。

【００６１】本実施の形態のごとき構成にするならば、
高電圧発生器５１の高電位点から第２の増幅電流信号を
供給しているので、通電時の第２のＮＰＮ型パワートラ
ンジスタ２５，２６，２７は飽和レベルで動作する。か
つ、動作検出器６１１と電圧変換器６１２により、通電
時の第１のＮＰＮ型パワートランジスタ２１，２２，２
３の動作電圧（最小動作電圧）は所定の小さな値に制御
される。その結果、第１のＮＰＮ型パワートランジスタ
や第２のＮＰＮ型パワートランジスタにおける電力損失
や発熱は著しく小さくなる。また、高周波スイッチング
動作を行う半導体素子を用いた電圧変換器６１２を使用
しているので、電圧変換に伴う電力損失も著しく小さ
い。従って、本実施の形態では、電力損失が大幅に低減
され、電力効率の良いブラシレスモータになる。

【００６２】なお、第１の問題（有効電圧の減少）や第
２の問題（電流路の相補的な開閉）は、それぞれもしく
は同時に解消された構成になっていることは説明するま
でもない。

【００６３】（実施の形態５）図１５と図１６に本発明
の実施の形態５のブラシレスモータを示す。図１５に全
体構成を示す。本実施の形態５では、前述の実施の形態
４において、高電圧出力器８０１を変換正極端子側
（Ｐ）に移動させたものである。なお、前述の実施の形
態４と同様な部分は同じ番号を付し、詳細な説明を省略
する。

【００６４】図１５において、高電圧出力器８０１は、
電圧変換器６１２の変換直流電圧Ｖｍよりも高い高電位
点となる電圧Ｖｕを出力し、第２の電流増幅器４５，４
６，４７と第２のＮＰＮ型パワートランジスタ２５，２
６，２７が飽和動作できるようにしている。

【００６５】図１６に高電圧出力器８０１の具体的な構
成を示す。高電圧出力器８０１は、１００ｋＨｚ程度の
高周波パルス信号Ｐａを出力するパルス発生回路８４１
と、第１のコンデンサ８３１と、第２のコンデンサ８３
２と、ダイオード８５１，８５２からなる第１の電圧制
限回路と、ダイオード８６１からなる第２の電圧制限回
路を含んで構成されている。パルス発生回路８４１のパ
ルス信号Ｐａに応動してインバータ回路８４２がオン・
オフする。インバータ回路８４２が”Ｌ”（電圧変換器
６１２の負極側電位）の時にダイオード８４３を介して
第１のコンデンサ８３１が充電される。インバータ回路
８４２が”Ｈ”（電圧変換器６１２の正極側電位）に変
わると、第１のコンデンサ８３１に蓄積された電荷は、
ダイオード８４４を介して第２のコンデンサ８３２に移
され、第２のコンデンサ８３２を充電する。その結果、
第２のコンデンサ８３２の端子には、電圧変換器６１２
の正極側出力電位Ｖｍよりも高電位Ｖｕが出力される。
第２のコンデンサ８３２の過充電によるトランジスタの
耐圧破壊を防止するために、ダイオード８５１，８５２
による第１の電圧制限回路を設け、過剰な電荷を電圧変
換器６１２の正極出力端子側に回生している。また、起
動時などの大電流動作を行う場合に、第２のコンデンサ
８３２の過放電による高電位点の電位Ｖｕの低下を防止
するために、ダイオード８６１による第２の電圧制限回
路を設けて、高電位点電圧Ｖｕが電圧変換器６１２の変
換正極端子側電位Ｖｍより大幅に小さくならないように
制限している。この第２の電圧制限回路が動作すると、
ダイオード８６１を介して第２の電流増幅器４５，４
６，４７に電流を供給する。

【００６６】本実施の形態のごとき構成においても、高
電圧発生器８０１の高電位点から第２の増幅電流信号を
供給しているので、通電時の第２のＮＰＮ型パワートラ
ンジスタ２５，２６，２７は飽和レベルで動作する。か
つ、動作検出器６１１と電圧変換器６１２により、通電
時の第１のＮＰＮ型パワートランジスタ２１，２２，２
３の動作電圧（最小動作電圧）は所定の小さな値に制御
される。その結果、第１のＮＰＮ型パワートランジスタ
や第２のＮＰＮ型パワートランジスタにおける電力損失
や発熱は著しく小さくなる。また、高周波スイッチング
動作を行う半導体素子を用いた電圧変換器６１２を使用
しているので、電圧変換に伴う電力損失も著しく小さ
い。従って、本実施の形態では、電力損失が大幅に低減
され、電力効率の良いブラシレスモータになる。また、
第１の問題（有効電圧の減少）や第２の問題（電流路の
相補的な開閉）は、それぞれもしくは同時に解消された
構成になっていることは説明するまでもない。

【００６７】なお、前述の各実施の形態の具体的な構成
については、各種の変形が可能である。たとえば、各相
のコイルは複数個のコイルを直列もしくは並列に接続し
て構成しても良い。３相コイルはスター結線に限らず、
デルタ結線であってもよい。さらに、磁極数も２極に限
定されない。切換作成器の構成は、２個の位置検出素子
を用いるものに限定されない。また、３相に限らず、一
般に、多相のブラシレスモータが構成できる。

【００６８】その他、本発明の主旨を変えずして種々の
変形が可能であり、本発明に含まれることはいうまでも
ない。

【００６９】

【発明の効果】以上のように、本発明のブラシレスモー
タでは、高周波パルス信号に応動してコンデンサに充電
・蓄積させ、第２のＮＰＮ型パワートランジスタの電流
流入端子側電位よりも高電位になる直流電圧を作り出
し、この高電位点より第２のＮＰＮ型パワートランジス
タの通電制御端子側に第２の増幅電流信号を供給するこ
とにより、コイルの有効電圧を増大させるようにしてい
る。従って、ＮＰＮ型パワートランジスタのみを用いて
集積回路化に適した構成にしながらも、コイルへの供給
電圧範囲を広くし、モータの高速回転を可能にした。

【００７０】また、分配作成器等の構成を工夫し、相補
的に滑らかに変化する第１の分配電流信号と第２の分配
電流信号を作り出し、同一相の第１のパワートランジス
タと第２のパワートランジスタが同時に導通することを
防ぎ、かつ、コイルへの供給電流を連続的に滑らかに変
化させるようにした。これにより、パワートランジスタ
の破壊が防止され、かつ、トルク脈動の少ないブラシレ
スモータが可能になる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の実施の形態１における全体構成を示す
図

【図２】実施の形態１における切換作成器３４の回路図

【図３】実施の形態１における比較増幅部３３の回路図

【図４】実施の形態１における分配作成器３６の回路図

【図５】実施の形態１における第１の電流増幅器４１，
４２，４３の回路図

【図６】実施の形態１における第２の電流増幅器４５，
４６，４７と高電圧出力器５１の回路図

【図７】本発明の実施の形態２における全体構成を示す
図

【図８】実施の形態２におけるレベル変換回路４１２の
回路図

【図９】実施の形態２における分配作成器４３６の回路
図

【図１０】本発明の実施の形態３における全体構成を示
す図

【図１１】実施の形態３における分配作成器５３６の回
路図

【図１２】本発明の実施の形態４における全体構成を示
す図

【図１３】実施の形態４における高電圧出力器６０１の
回路図

【図１４】実施の形態４における動作検出器６１１と電
圧変換器６１２の回路図

【図１５】本発明の実施の形態５における全体構成を示
す図

【図１６】実施の形態５における高電圧出力器８０１の
回路図

【図１７】従来のブラシレスモータの構成を示す図

【符号の説明】１１界磁部１２，１３，１４コイル２１，２２，２３第１のＮＰＮ型パワートランジスタ２５，２６，２７第２のＮＰＮ型パワートランジスタ３１，４０１制御作成器３４切換作成器３６，４３６，５３６分配作成器３７，４３７，５３７第１の分配部３８，４３８，５３８第２の分配部４１，４２，４３第１の電流増幅器４５，４６，４７第２の電流増幅器５０直流電源５１，６０１，８０１高電圧出力器６１１動作検出器６１２電圧変換器

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】永久磁石磁極により界磁磁束を発生する界
磁手段と、前記界磁磁束に鎖交する複数相のコイルと、
直流電源の負極側に電流流出端子側を共通接続され、各
電流流入端子側を前記コイルの各電力供給端子に接続さ
れたＱ個（Ｑは２以上の整数）の第１のＮＰＮ型パワー
トランジスタと、前記直流電源の正極側に電流流入端子
側を共通接続され、各電流流出端子側を前記コイルの各
電力供給端子に接続されたＱ個の第２のＮＰＮ型パワー
トランジスタと、高周波パルス信号に応動してコンデン
サに充電・蓄積させ、前記第２のＮＰＮ型パワートラン
ジスタの電流流入端子側電位よりも高電位点になる直流
電圧を出力する高電圧出力手段と、指令信号に応動した
電流を前記コイルに供給するために、第１の制御電流信
号と第２の制御電流信号を作り出す制御作成手段と、滑
らかに変化する複数相の切換信号を出力する切換作成手
段と、前記切換作成手段の出力信号に応動して前記第１
の制御電流信号を分配し、滑らかに変化するＱ相の第１
の分配電流信号を出力する第１の分配手段と、前記第１
の分配電流信号を所定の電流増幅してＱ相の第１の増幅
電流信号を得て、前記Ｑ個の第１のＮＰＮ型パワートラ
ンジスタの各通電制御端子側に各第１の増幅電流信号を
供給するＱ個の第１の電流増幅手段と、前記切換作成手
段の出力信号に応動して前記第２の制御電流信号を分配
し、滑らかに変化するＱ相の第２の分配電流信号を出力
する第２の分配手段と、前記第２の分配電流信号を所定
の電流増幅してＱ相の第２の増幅電流信号を得て、前記
高電圧出力手段の高電位点から前記第２のＮＰＮ型パワ
ートランジスタの各通電制御端子側に各第２の増幅電流
信号を供給するＱ個の第２の電流増幅手段とを具備する
ブラシレスモータ。
【請求項２】高電圧出力手段は、高周波パルス信号に応
動して所定期間充電される第１のコンデンサと、前記第
１のコンデンサの充電電荷を移送・蓄積する第２のコン
デンサと、前記第２のコンデンサの端子に発生する高電
位点の電位が第２のＮＰＮ型パワートランジスタの電流
流入端子側電位より所定値以上に大きくならないように
制限する第１の電圧制限手段と、前記高電位点の電位が
前記電流流入端子側電位より所定値以下に小さくならな
いように制限する第２の電圧制限手段を有する請求項１
に記載のブラシレスモータ。
【請求項３】Ｑ個の第１の電流増幅手段はそれぞれ所定
倍の電流増幅を行う同一形式の第１のカレントミラー回
路によって構成され、Ｑ個の第２の電流増幅手段はそれ
ぞれ所定倍の電流増幅を行う同一形式の第２のカレント
ミラー回路によって構成され、前記第２の電流増幅手段
を構成する前記第２のカレントミラー回路の出力用のＰ
ＮＰ型トランジスタの電流流入端子側を高電圧出力手段
の高電位点に接続した請求項１または請求項２のいずれ
かに記載のブラシレスモータ。
【請求項４】制御作成手段は、コイルへの合成供給電流
に応動した電流検出信号を得る電流検出手段と、前記電
流検出手段の出力信号と指令信号を比較して、該比較結
果に応動した第１の制御電流信号と第２の制御電流信号
を出力する比較手段を含んで構成された請求項１から請
求項３のいずれかに記載のブラシレスモータ。
【請求項５】永久磁石磁極により界磁磁束を発生する界
磁手段と、前記界磁磁束に鎖交する複数相のコイルと、
直流電源の供給する直流電圧を電力供給源として、高周
波スイッチング動作を行う半導体素子を使用し、前記直
流電源の直流電圧値よりも低い直流電圧値を作り出す電
圧変換手段と、前記電圧変換手段の負極出力端子側に電
流流出端子側を共通接続され、各電流流入端子側を前記
コイルの各電力供給端子に接続されたＱ個（Ｑは２以上
の整数）の第１のＮＰＮ型パワートランジスタと、前記
電圧変換手段の正極出力端子側に電流流入端子側を共通
接続され、各電流流出端子側を前記コイルの各電力供給
端子に接続されたＱ個の第２のＮＰＮ型パワートランジ
スタと、高周波パルス信号に応動してコンデンサに充電
・蓄積させ、前記直流電源の正極側電位よりも高電位点
になる直流電圧を出力する高電圧出力手段と、指令信号
に応動した電流を前記コイルに供給するために、第１の
制御電流信号と第２の制御電流信号を作り出す制御作成
手段と、滑らかに変化する複数相の切換信号を出力する
切換作成手段と、前記切換作成手段の出力信号に応動し
て前記第１の制御電流信号を分配し、滑らかに変化する
Ｑ相の第１の分配電流信号を出力する第１の分配手段
と、前記第１の分配電流信号を所定の電流増幅してＱ相
の第１の増幅電流信号を得て、前記Ｑ個の第１のＮＰＮ
型パワートランジスタの各通電制御端子側に各第１の増
幅電流信号を供給するＱ個の第１の電流増幅手段と、前
記切換作成手段の出力信号に応動して前記第２の制御電
流信号を分配し、滑らかに変化するＱ相の第２の分配電
流信号を出力する第２の分配手段と、前記第２の分配電
流信号を所定の電流増幅してＱ相の第２の増幅電流信号
を得て、前記高電圧出力手段の高電位点から前記第２の
ＮＰＮ型パワートランジスタの各通電制御端子側に各第
２の増幅電流信号を供給するＱ個の第２の電流増幅手段
とを具備するブラシレスモータ。
【請求項６】高電圧出力手段は、高周波パルス信号に応
動して所定期間充電される第１のコンデンサと、前記第
１のコンデンサの充電電荷を移送・蓄積する第２のコン
デンサと、前記第２のコンデンサの端子に発生する高電
位点の電位が電圧変換手段の正極出力端子側電位より所
定値以上に大きくならないように制限する第１の電圧制
限手段と、前記高電位点の電位が前記電流流入端子側電
位より所定値以下に小さくならないように制限する第２
の電圧制限手段を有する請求項５に記載のブラシレスモ
ータ。
【請求項７】Ｑ個の第１の電流増幅手段はそれぞれ所定
倍の電流増幅を行う同一形式の第１のカレントミラー回
路によって構成され、Ｑ個の第２の電流増幅手段はそれ
ぞれ所定倍の電流増幅を行う同一形式の第２のカレント
ミラー回路によって構成され、前記第２の電流増幅手段
を構成する前記第２のカレントミラー回路の出力用のＰ
ＮＰ型トランジスタの電流流入端子側を前記高電圧出力
手段の高電位点に接続した請求項５または請求項６のい
ずれかに記載のブラシレスモータ。
【請求項８】制御作成手段は、コイルへの合成供給電流
に応動した電流検出信号を得る電流検出手段と、前記電
流検出手段の出力信号と指令信号を比較して、該比較結
果に応動した第１の制御電流信号と第２の制御電流信号
を出力する比較手段を含んで構成された請求項５から請
求項７のいずれかに記載のブラシレスモータ。
【請求項９】永久磁石磁極により界磁磁束を発生する界
磁手段と、前記界磁磁束に鎖交する複数相のコイルと、
直流電源の供給する直流電圧を電力供給源として、高周
波スイッチング動作を行う半導体素子を使用し、前記直
流電源の直流電圧値よりも低い直流電圧値を作り出す電
圧変換手段と、前記電圧変換手段の負極出力端子側に電
流流出端子側を共通接続され、各電流流入端子側を前記
コイルの各電力供給端子に接続されたＱ個（Ｑは２以上
の整数）の第１のＮＰＮ型パワートランジスタと、前記
電圧変換手段の正極出力端子側に電流流入端子側を共通
接続され、各電流流出端子側を前記コイルの各電力供給
端子に接続されたＱ個の第２のＮＰＮ型パワートランジ
スタと、高周波パルス信号に応動してコンデンサに充電
・蓄積させ、前記第２のＮＰＮ型パワートランジスタの
電流流入端子側電位よりも高電位点になる直流電圧を出
力する高電圧出力手段と、指令信号に応動した電流を前
記コイルに供給するために、第１の制御電流信号と第２
の制御電流信号を作り出す制御作成手段と、滑らかに変
化する複数相の切換信号を出力する切換作成手段と、前
記切換作成手段の出力信号に応動して前記第１の制御電
流信号を分配し、滑らかに変化するＱ相の第１の分配電
流信号を出力する第１の分配手段と、前記第１の分配電
流信号を所定の電流増幅してＱ相の第１の増幅電流信号
を得て、前記Ｑ個の第１のＮＰＮ型パワートランジスタ
の各通電制御端子側に各第１の増幅電流信号を供給する
Ｑ個の第１の電流増幅手段と、前記切換作成手段の出力
信号に応動して前記第２の制御電流信号を分配し、滑ら
かに変化するＱ相の第２の分配電流信号を出力する第２
の分配手段と、前記第２の分配電流信号を所定の電流増
幅してＱ相の第２の増幅電流信号を得て、前記高電圧出
力手段の高電位点から前記第２のＮＰＮ型パワートラン
ジスタの各通電制御端子側に各第２の増幅電流信号を供
給するＱ個の第２の電流増幅手段とを具備するブラシレ
スモータ。
【請求項１０】高電圧出力手段は、高周波パルス信号に
応動して所定期間充電される第１のコンデンサと、前記
第１のコンデンサの充電電荷を移送・蓄積する第２のコ
ンデンサと、前記第２のコンデンサの端子に発生する高
電位点の電位が第２のＮＰＮ型パワートランジスタの電
流流入端子側電位より所定値以上に大きくならないよう
に制限する第１の電圧制限手段と、前記高電位点の電位
が前記電流流入端子側電位より所定値以下に小さくなら
ないように制限する第２の電圧制限手段を有する請求項
９に記載のブラシレスモータ。
【請求項１１】Ｑ個の第１の電流増幅手段はそれぞれ所
定倍の電流増幅を行う同一形式の第１のカレントミラー
回路によって構成され、Ｑ個の第２の電流増幅手段はそ
れぞれ所定倍の電流増幅を行う同一形式の第２のカレン
トミラー回路によって構成され、前記第２の電流増幅手
段を構成する前記第２のカレントミラー回路の出力用の
ＰＮＰ型トランジスタの電流流入端子側を前記高電圧出
力手段の高電位点に接続した請求項９または請求項１０
のいずれかに記載のブラシレスモータ。
【請求項１２】制御作成手段は、コイルへの合成供給電
流に応動した電流検出信号を得る電流検出手段と、前記
電流検出手段の出力信号と指令信号を比較して、該比較
結果に応動した第１の制御電流信号と第２の制御電流信
号を出力する比較手段を含んで構成された請求項９から
請求項１１のいずれかに記載のブラシレスモータ。
【請求項１３】永久磁石磁極により界磁磁束を発生する
界磁手段と、前記界磁磁束に鎖交する複数相のコイル
と、直流電源の一端と前記コイルの各電力供給端子の間
に接続されたＱ個（Ｑは２以上の整数）の第１のパワー
トランジスタと、前記直流電源の他端と前記コイルの各
電力供給端子に接続されたＱ個の第２のパワートランジ
スタと、指令信号に応動した電流を前記コイルに供給す
るために、第１の制御電流信号と第２の制御電流信号を
作り出す制御作成手段と、滑らかに変化するＱ相の切換
電流信号を作り出す切換作成手段と、前記制御作成手段
の前記第１の制御電流信号と前記第２の制御電流信号が
入力され、前記Ｑ相の切換電流信号に応動して滑らかに
変化するＱ相の第１の分配電流信号とＱ相の第２の分配
電流信号を出力する分配作成手段と、前記第１の分配電
流信号を電流増幅して前記Ｑ個の第１のパワートランジ
スタの各通電制御端子側に供給するＱ個の第１の電流増
幅手段と、前記第２の分配電流信号を電流増幅して前記
第２のパワートランジスタの各通電制御端子側に供給す
るＱ個の第２の電流増幅手段とを具備し、前記分配作成
手段は、前記切換作成手段のＱ相の切換電流信号の各電
流流入流出端子側に一端が接続され、他端を共通接続さ
れたＱ個の第１のダイオード手段と、前記各電流流入流
出端子側に各通電制御端子側が接続され、共通接続され
た電流信号入力端子側に前記第１の制御電流信号が入力
され、電流信号出力端子側からＱ相の前記第１の分配電
流信号を出力するＱ個の第１の分配トランジスタ手段
と、前記切換作成手段の各電流流入流出端子側に一端が
接続され、他端を共通接続されたＱ個の第２のダイオー
ド手段と、前記各電流流入流出端子側に各通電制御端子
側が接続され、共通接続された電流信号入力端子側に前
記第２の制御電流信号が入力され、電流信号出力端子側
からＱ相の前記第２の分配電流信号を出力するＱ個の第
２の分配トランジスタ手段とを含んで構成されたブラシ
レスモータ。
【請求項１４】Ｑ個の第１の電流増幅手段はそれぞれ所
定倍の電流増幅を行う同一形式の第１のカレントミラー
回路によって構成され、かつ、Ｑ個の第２の電流増幅手
段はそれぞれ所定倍の電流増幅を行う同一形式の第２の
カレントミラー回路によって構成された請求項１３記載
のブラシレスモータ。
【請求項１５】制御作成手段は、コイルへの合成供給電
流に応動した電流検出信号を得る電流検出手段と、前記
電流検出手段の出力信号と指令信号を比較して、該比較
結果に応動した第１の制御電流信号と第２の制御電流信
号を出力する比較手段を含んで構成された請求項１３ま
たは請求項１４のいずれかに記載のブラシレスモータ。
【請求項１６】永久磁石磁極により界磁磁束を発生する
界磁手段と、前記界磁磁束に鎖交する複数相のコイル
と、直流電源の負極出力端子側に電流流出端子側を共通
接続され、各電流流入端子側を前記コイルの各電力供給
端子の間に接続されたＱ個（Ｑは２以上の整数）の第１
のＮＰＮ型パワートランジスタと、前記直流電源の正極
出力端子側に電流流入端子側を共通接続され、各電流流
出端子側を前記コイルの各電力供給端子に接続されたＱ
個の第２のＮＰＮ型パワートランジスタと、高周波パル
ス信号に応動してコンデンサに充電・蓄積させ、前記第
２のＮＰＮ型パワートランジスタの電流流入端子側電位
よりも高電位点となる直流電圧を出力する高電圧出力手
段と、指令信号に応動した電流を前記コイルに供給する
ために、第１の制御電流信号と第２の制御電流信号を作
り出す制御作成手段と、滑らかに変化するＱ相の切換電
流信号を作り出す切換作成手段と、前記制御作成手段の
前記第１の制御電流信号と前記第２の制御電流信号が入
力され、前記Ｑ相の切換電流信号に応動して滑らかに変
化するＱ相の第１の分配電流信号とＱ相の第２の分配電
流信号を出力する分配作成手段と、前記第１の分配電流
信号を所定の電流増幅してＱ相の第１の増幅電流信号を
得て、前記Ｑ個の第１のＮＰＮ型パワートランジスタの
各通電制御端子側に各第１の増幅電流信号を供給するＱ
個の第１の電流増幅手段と、前記第２の分配電流信号を
所定の電流増幅してＱ相の第２の増幅電流信号を得て、
前記高電圧出力手段の高電位点から前記第２のＮＰＮ型
パワートランジスタの各通電制御端子側に各第２の増幅
電流信号を供給するＱ個の第２の電流増幅手段とを具備
し、前記分配作成手段は、前記切換作成手段のＱ相の切
換電流信号の各電流流入流出端子側に一端が接続され、
他端を共通接続されたＱ個の第１のダイオード手段と、
前記各電流流入流出端子側に各通電制御端子側が接続さ
れ、共通接続された電流信号入力端子側に前記第１の制
御電流信号が入力され、電流信号出力端子側からＱ相の
前記第１の分配電流信号を出力するＱ個の第１の分配ト
ランジスタ手段と、前記切換作成手段の各電流流入流出
端子側に一端が接続され、他端を共通接続されたＱ個の
第２のダイオード手段と、前記各電流流入流出端子側に
各通電制御端子側が接続され、共通接続された電流信号
入力端子側に前記第２の制御電流信号が入力され、電流
信号出力端子側からＱ相の前記第２の分配電流信号を出
力するＱ個の第２の分配トランジスタ手段とを含んで構
成されたブラシレスモータ。
【請求項１７】高電圧出力手段は、高周波パルス信号に
応動して所定期間充電される第１のコンデンサと、前記
第１のコンデンサの充電電荷を移送・蓄積する第２のコ
ンデンサと、前記第２のコンデンサの端子に発生する高
電位点の電位が第２のＮＰＮ型パワートランジスタの電
流流入端子側電位より所定値以上に大きくならないよう
に制限する第１の電圧制限手段と、前記高電位点の電位
が前記電流流入端子側電位より所定値以下に小さくなら
ないように制限する第２の電圧制限手段を有する請求項
１６に記載のブラシレスモータ。
【請求項１８】Ｑ個の第１の電流増幅手段はそれぞれ所
定倍の電流増幅を行う同一形式の第１のカレントミラー
回路によって構成され、Ｑ個の第２の電流増幅手段はそ
れぞれ所定倍の電流増幅を行う同一形式の第２のカレン
トミラー回路によって構成され、前記第２の電流増幅手
段を構成する前記第２のカレントミラー回路の出力トラ
ンジスタの電流流入端子側を前記高電圧出力手段の高電
位点に接続した請求項１６または請求項１７のいずれか
に記載のブラシレスモータ。
【請求項１９】制御作成手段は、コイルへの合成供給電
流に応動した電流検出信号を得る電流検出手段と、前記
電流検出手段の出力信号と指令信号を比較して、該比較
結果に応動した第１の制御電流信号と第２の制御電流信
号を出力する比較手段を含んで構成された請求項１６か
ら請求項１８のいずれかに記載のブラシレスモータ。