JPH10327596A5 - - Google Patents
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- JPH10327596A5 JPH10327596A5 JP1998015725A JP1572598A JPH10327596A5 JP H10327596 A5 JPH10327596 A5 JP H10327596A5 JP 1998015725 A JP1998015725 A JP 1998015725A JP 1572598 A JP1572598 A JP 1572598A JP H10327596 A5 JPH10327596 A5 JP H10327596A5
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Description
【書類名】 明細書
【発明の名称】 制御装置
【特許請求の範囲】
【請求項１】 出力端特に自動車両のラジエータファンモータに接続された、誘導負荷を制御するための制御装置において、設定値に従って、連続するスイッチオン及びスイッチオフ間隔をもつパルス幅変調信号を生成する制御回路、スイッチオン及びスイッチオフ間隔に従って負荷のための供給電流を接続するためのＦＥＴ最終段スイッチであって、該供給電流は電圧供給接続部から出力端へと流れているもの、該最終段スイッチのゲート電圧のオン及びオフ切換えのためのスイッチオン段及びスイッチオフ段であって、該パルス幅変調信号のスイッチオン及びスイッチオフ間隔に従って該制御回路によって制御されるもの、及びスイッチオン間隔中に該最終段スイッチの貫通接続のためのゲート供給電圧を生成するためのスイッチオン段用のゲート電圧供給源をそなえて成る制御装置であって、ゲート電圧供給源（ＧＳＶ）が、順方向にプラス接続部（ＰＬＡ）とセンタタップ（ＭＡ）との間にあるダイオード（Ｄ２）及びセンタタップ（ＭＡ）とマイナス接続部（ＭＩＡ）との間にあるキャパシタ（Ｃ１）を含むチャージポンプ回路を有していること、該センタタップ（ＭＡ）は該スイッチオン段（ＥＳ）に接続されていること、及び該チャージポンプ回路のマイナス接続部（ＭＩＡ）での電位が出力端（Ａ）における電位に従って変化し、かくしてダイオード（Ｄ２）を介して流れる電流がスイッチオフ間隔（ＡＩＶ）中に該キャパシタ（Ｃ１）を充電し、全スイッチオン間隔（ＥＩＶ）中、ダイオード（Ｄ２）を遮断し、かつ該キャパシタ（Ｃ１）はセンタタップ（ＭＡ）において供給側の最終段スイッチ（Ｔ１）の接続部（Ｄ）における電圧に少なくとも対応するゲート供給電圧（ＵGV）を供給することを特徴とする制御装置。
【請求項２】 該ゲート供給電圧（ＵGV）が、無統制な形で該最終段スイッチ（Ｔ１）のゲート接続部に供給されるように適合されていることを特徴とする請求項１に記載の制御装置。
【請求項３】 該チャージポンプ回路内のキャパシタ（Ｃ１）は、パルス幅変調信号のために提供される最小スイッチオフ間隔（ＡＩＶ）及び最大スイッチオン間隔（ＥＩＶ）で、それが全スイッチオン間隔（ＥＩＶ）中、供給側の最終段スイッチ（Ｔ１）の接続部（Ｄ）での電圧よりも大きいゲート供給電圧（ＵGV）を供給するような形で寸法決定されていることを特徴とする請求項１又は２に記載の制御装置。
【請求項４】 ゲート電圧（ＵG ）生成中の漏れ電流は、全スイッチオン間隔（ＥＩＶ）中、最大スイッチオン間隔（ＥＩＶ）の終りにおけるその電圧が供給側の最終段スイッチ（Ｔ１）の接続部（Ｄ）における電圧よりも大きくなる程度にだけ該キャパシタ（Ｃ１）を放電することを特徴とする請求項１〜３のいずれか１項に記載の制御装置。
【請求項５】 該キャパシタ（Ｃ１）は、最大スイッチオン間隔（ＥＩＶ）中にそれがわずか半分しか放電されないように寸法決定されていることを特徴とする請求項１〜４のいずれか１項に記載の制御装置。
【請求項６】 該ゲート供給電圧（ＵGV）が、全スイッチオン間隔中、供給側の最終段スイッチ（Ｔ１）の接続部（Ｄ）における電圧よりも少なくとも３ボルト大きいことを特徴とする請求項１に記載の制御装置。
【請求項７】 該チャージポンプ回路のマイナス接続部（ＭＩＡ）が、出力側の最終段スイッチ（Ｔ１）の接続部（Ｓ）の電位と出力端（Ａ）の電位との間の電位にあることを特徴とする請求項１〜６のいずれか１項に記載の制御装置。
【請求項８】 該チャージポンプ回路のプラス接続部（ＰＬＡ）が、供給側の最終段スイッチ（Ｔ１）の接続部（Ｄ）における電位に少なくとも対応する電位にあることを特徴とする請求項１〜７のいずれか１項に記載の制御装置。
【請求項９】 該チャージポンプ回路のプラス接続部（ＰＬＡ）が、該制御装置の給電ライン（ＶＬ）に接続されていることを特徴とする請求項１〜８のいずれか１項に記載の制御装置。
【請求項１０】 該給電ライン（ＶＬ）が安定化した電圧（ＵVL）にあることを特徴とする請求項９に記載の制御装置。
【請求項１１】 該チャージポンプ回路のプラス接続部（ＰＬＡ）における電圧（ＵVL）がキャパシタ（Ｃ２）を介して安定化されることを特徴とする請求項１〜１０のいずれか１項に記載の制御装置。
【請求項１２】 該ゲート電圧供給源（ＧＳＶ）がもっぱらダイオード（Ｄ１）とキャパシタ（Ｃ１）とをそなえて成ることを特徴とする請求項１〜１１のいずれか１項に記載の制御装置。
【請求項１３】 低域通過として設計されたタイミング回路（Ｒ１，Ｃ３）が、スイッチオン段（ＥＳ）と結びつけられていることを特徴とする請求項１〜１２のいずれか１項に記載の制御装置。
【請求項１４】 該低域通過（Ｒ１，Ｃ３）のキャパシタ（Ｃ３）が、ゲート接続部（Ｇ）とグランド（Ｍ）との間に位置設定されていることを特徴とする請求項１３に記載の制御装置。
【請求項１５】 該スイッチオン段（ＥＳ）は、制御回路（ＳＳ）によって制御可能なスイッチングトランジスタ（ＳＴ）を有していることを特徴とする請求項１〜１４のいずれか１項に記載の制御装置。
【請求項１６】 低域通過として設計されているタイミング回路（Ｒ２，Ｃ３）が、スイッチオフ段（ＡＳ）と結びつけられていることを特徴とする請求項１〜１５のいずれか１項に記載の制御装置。
【請求項１７】 該スイッチオフ段（ＡＳ）が制御回路（ＳＳ）により接続されているスイッチングトランジスタ（ＳＴ）を有することを特徴とする請求項１〜１６のいずれか１項に記載の制御装置。
【請求項１８】 オン切換え（Ｒ１，Ｃ３）及び／又はオフ切換え（Ｒ２，Ｃ３）のための低域通過の時定数が、負荷（Ｌ）に並列に接続されたフリーホイーリングダイオード（Ｄ１）の時定数よりも少なくとも５倍だけ大きいことを特徴とする請求項１〜１７のいずれか１項に記載の制御装置。
【請求項１９】 負荷、特に自動車両のラジエータファンモータを制御するための制御装置において、設定値に従って、連続するスイッチオン間隔及びスイッチオフ間隔をもつパルス幅変調信号を生成する制御回路、特に請求項１〜１８のいずれか１項に記載のように、パルス幅変調された要領でパルス幅変調信号に従って最終段スイッチを介して負荷のための供給電流を接続するスイッチオン段とスイッチオフ段をそなえて成る制御装置であって、測定回路（ＭＳ）に接続された測定タップ（ＭＡ）が最終段スイッチ（Ｔ１）と負荷（Ｌ）との間に具備されていること、及び監視回路（ＳＳ）が少なくとも１つのパルス幅変調スイッチオン間隔（ＥＩＶ）を抑制することによって測定スイッチオフ間隔（ＭＡＩ）を生成し、測定スイッチオフ間隔（ＭＡＩ）内で測定回路（ＭＳ）と共に測定タップ（ＭＡ）における電圧（ＵA ）を監視し、それを基準値（ＵGES ）と比較することを特徴とする制御装置。
【請求項２０】 該測定回路（ＭＳ）が、測定スイッチオフ間隔（ＭＡＩ）内の予め定められた監視時間（ｔＵ）で該測定タップ（ＭＡ）において電圧を決定することを特徴とする請求項１９に記載の制御装置。
【請求項２１】 該監視回路（ＳＳ）は、該測定タップ（ＭＡ）における電圧（ＵA ）が最小値（ＵGES ）を上回るか否かを検査することを特徴とする請求項１９又は２０に記載の制御装置。
【請求項２２】 該監視回路（ＳＳ）が測定スイッチオフ間隔（ＭＡＩ）を周期的に開始することを特徴とする請求項１９〜２１のいずれか１項に記載の制御装置。
【請求項２３】 付加的な測定回路（ＭＳ）が該制御装置の供給電圧（ＵV ）の検出のために具備されていることを特徴とする請求項１９〜２２のいずれか１項に記載の制御装置。
【請求項２４】 該監視回路（ＳＳ）は、規定の持続時間の測定スイッチオン間隔（ＭＥＩ）を生成し、この測定スイッチオン間隔（ＭＥＩ）の始めと終りで負荷（Ｌ）の下で供給電圧（ＵV ）を検出すること、及び該監視回路（ＳＳ）は、測定スイッチオン間隔（ＭＥＩ）の始め（ＵVM）と終り（ＵVB）とでの供給電圧の間の差を決定し、これを基準値と比較することを特徴とする請求項２３に記載の制御装置。
【請求項２５】 該監視回路（ＳＳ）は最小基準値よりも小さい差において負荷紛失を報告することを特徴とする請求項２４に記載の制御装置。
【請求項２６】 該監視回路（ＳＳ）は、最大基準値を上回った時点で短絡を報告することを特徴とする請求項２４又は２５に記載の制御装置。
【請求項２７】 該監視回路（ＳＳ）はパルス幅変調とは独立して測定スイッチオン間隔（ＭＥＩ）を生成することを特徴とする請求項２４〜２６のいずれか１項に記載の制御装置。
【請求項２８】 該監視回路（ＳＳ）は、測定スイッチオフ間隔（ＭＡＩ）の直後に測定スイッチオン間隔（ＭＥＩ）を生成することを特徴とする請求項２４〜２７のいずれか１項に記載の制御装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、出力端、特に自動車両のラジエータ用ファンモータに連結された、誘導負荷を制御するための制御装置であって、設定値に従って、連続するスイッチオン及びスイッチオフ間隔をもつパルス幅変調信号を生成する制御回路、該スイッチオン及びスイッチオフ間隔に従って負荷のための供給電流を接続するためのＦＥＴ最終段スイッチ（なおこの電流は電圧供給接続部から出力端へと流れている）、該最終段スイッチのゲート電圧のオン・オフ切換えを目的として、パルス幅変調信号のスイッチオン及びスイッチオフ間隔に従って制御回路によって制御されるスイッチオン段とスイッチオフ段、及びスイッチオン間隔中に最終段スイッチの貫通接続（through-connection）のためのゲート供給電圧を生成することを目的とするスイッチオン段のためのゲート電圧供給源をそなえて成る制御装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
このタイプの制御装置は、例えばＷＯ９５／２８７６７号から知られている。 この回路では、最終段スイッチのゲート供給電圧が複雑な手段を用いて生成されている。
さらに、ＤＥ−Ａ−３４０５９３６号も同様に、ダイオード及びキャパシタがその中に存在するＦＥＴ最終段スイッチのための制御回路を開示している。
【０００３】
しかしながら、該キャパシタは単に、オン切換えの間に電界効果トランジスタのゲート電源の容量を充電するのに役立つにすぎない。この電界効果トランジスタをスイッチオン間隔中、貫通接続された状態にしておくためには、該トランジスタを制御するために、付加的なトランジスタ及び定電流電源が必要とされ、従ってこの場合にも、ゲート電圧供給源全体は複雑なものである。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
この技術的現状に基づいて進めると、本発明の基礎となる目的は、できるかぎり単純な手段を用いて、ＦＥＴ最終段スイッチの信頼性の高い接続を達成することのできる、包括的タイプの制御装置を提供することにある。
【０００５】
【課題を解決するための手段】
この目的は、ゲート電圧供給源が、順方向にプラス接続部とセンタタップとの間にあるダイオード、及びセンタタップとマイナス接続部との間にあるキャパシタをそなえるチャージポンプ回路（charge pump circuit ）を有していること、該センタタップはスイッチオン段に接続されていること、そしてチャージポンプ回路のマイナス接続部での電位が出力端における電位に従って変化し、かくしてダイオードを介して流れる電流がスイッチオフ間隔中該キャパシタを充電し、全スイッチオン間隔中該ダイオードを遮断し、該キャパシタは該センタタップにおいて供給側の最終段スイッチの接続部における電圧に少なくとも対応するゲート供給電圧を供給することといった点において、冒頭で記したタイプの制御装置の形で、本発明に従って達成される。
【０００６】
本発明による解決法がもつ利点は、かくしてまず第１に、複雑な構造を不要にするその設計の単純さに見られる。
さらに、本発明による解決法がもつ利点は、かかる高いゲート供給電圧がそれと共に単純な形で生成され得、こうして、最終段スイッチの信頼性の高いかつ完全な貫通接続が確保される、という事実に見られる。
【０００７】
従って本発明による解決法の特に好ましい実施形態は、チャージポンプ回路のセンタタップに存在するゲート供給電圧が無統制な形でゲート接続部に供給されることを規定している。この解決法がもつ利点は、本発明による制御装置の構成が極めて単純でひいては廉価であるという点にある。
本発明による解決法の有利な実施形態においては、適切にも、パルス幅変調信号のために提供される最小スイッチオフ間隔及び最大スイッチオン間隔で、これが全スイッチオン間隔中、供給側の最終段スイッチの接続部での電圧よりも大きいゲート供給電圧を供給するような形で、チャージポンプ回路内のキャパシタが寸法決定されていることが規定されている。該キャパシタのこの寸法決定の結果として、適当に高いゲート供給電圧が付加的な手段を必要とすることなく利用されうる。
【０００８】
さらに、全スイッチオン間隔中、最大スイッチオン間隔の終りにおけるその電圧が供給側の最終段スイッチの接続部における電圧よりも大きくなる程度にだけ、ゲート電圧の生成中の漏れ電流が該キャパシタを放電すると特に有利である。 特に、最大スイッチオン間隔中にわずか半分しか放電されないように該キャパシタを寸法決定すると有利である。この場合、ゲート供給電圧の降下はきわめてわずかに保つことができるため、それに付随する最終段スイッチの制御の変更に対するマイナスの効果は全くもたらされない。
【０００９】
該キャパシタが最大スイッチオン間隔中に２０％未満、さらに良い場合には１０％未満の放電しか受けないように寸法決定されているとさらに良い。
最終段スイッチの貫通接続に対する特に有利な解決法によると、ゲート供給電圧は、全スイッチオン間隔中、供給側の最終段スイッチの接続部における電圧よりも少なくとも３ボルト大きくなるようにされる。かくして、全スイッチオン間隔中、最終段スイッチはつねに完全に貫通接続され、従ってゲート供給電圧の変動もまた最終段スイッチの貫通接続に対しいかなる影響ももたないことが保証されている。
【００１０】
本発明による制御装置の特に有利な解決法においては、チャージポンプ回路のマイナス接続部は、出力端側の最終段スイッチの接続部の電位と出力端の電位との間の電位にあるようにされる。この解決法により、該マイナス接続部の電位は、出力端の電位に従って変動するということが保証されるものの、どの程度までマイナス接続部の電位が直接出力端の電位に対応するかについては定められていない。
【００１１】
さらに、本発明による制御装置の特に有利な実施形態によると、チャージポンプ回路のプラス接続部は、供給側の最終段スイッチの接続部における電位に少なくとも対応する電位にあるようにされる。
本発明による解決法の特に単純でかつ有利な実施形態によると、チャージポンプ回路のプラス接続部は、該制御装置の給電ラインに接続されるようにされる。
【００１２】
この点で、該給電ラインは好ましくは、過度のゲート供給電圧の結果としての最終段スイッチに対する損傷が防止されるように、安定化された電圧を有する。 該プラス接続部における電圧は、特にスイッチオン間隔からスイッチオフ間隔への遷移の直後のチャージポンプ回路の容量の急速な充電を保証するために利用されるキャパシタをその目的で使用した場合に、特に単純な形でその降下に対して安定化され得る。
【００１３】
本発明による制御装置の特に有利な実施形態によると、該ゲート電圧供給源は、もっぱら、ダイオードとコンデンサとを含み、かくして、例えばトランジスタなどといったようなコンポーネントは、特に、ゲート供給電圧を調整するために全く必要とされない。
個々の実施形態に関する以上の説明と合わせて、スイッチオン段の設計に関する詳細は示されていない。
【００１４】
誘導負荷の場合に電圧ピークを回避するため、好ましくは、低域通過として設計されたタイミング回路がスイッチオン段と結びつけられるようにされ、オン切換え中のゲート電圧の増加はこのタイミング回路を用いて決定できる。
この点において、好ましくは、低域通過のキャパシタは、ゲート接続部とグランドとの間に位置設定される。
【００１５】
スイッチオン段はそれ自体、最も様々な形で設計され得る。スイッチオン段の１つの有利な設計では、これは、制御回路によって制御可能なスイッチングトランジスタを有するようにされる。
同様に、低域通過として設計されたタイミング回路が、特にオフ切換えの間の負の電圧ピークを回避するため、スイッチオフ段と結びつけられる。
【００１６】
この点において、スイッチオフ段と結びつけられたタイミング回路は、好ましくは、ゲート接続部とグランドとの間の同じキャパシタと共に作動する。
さらに、該スイッチオフ段は、同様にして好ましくは制御回路により接続されたスイッチングトランジスタを有するような形で設計される。
好ましくは、電圧ピークの発生をできるかぎり回避できるように、オン切換え及び／又はオフ切換えのための低域通過の時定数は、負荷に並列に接続されたフリーホイーリングダイオードの時定数よりも少なくとも５倍（factor of five）だけ大きくなるようにされる。
【００１７】
上述の本発明による概念の代替として又は補足としてみなされるべきもう１つの本発明による概念は、負荷、特に自動車両のラジエータ用ファンモータを制御するための制御装置において、設定値に従って、連続するスイッチオン間隔及びスイッチオフ間隔をもつパルス幅変調信号を生成する制御回路、及びパルス幅変調された要領でパルス幅変調信号に従って最終段スイッチを介して負荷のための供給電流を接続するスイッチオン段とスイッチオフ段をそなえて成る制御装置であって、本発明に従って測定回路に接続された測定タップが最終段スイッチと負荷との間に具備されており、監視回路が少なくとも１つのパルス幅変調スイッチオン間隔を抑制することによって測定スイッチオフ間隔を生成し、測定スイッチオフ間隔内で測定回路と共に測定タップにおける電圧を監視し、それを基準値と比較するような制御装置をそなえている。
【００１８】
本発明による解決法の利点は、それが負荷の自由稼動挙動（free-running behavior ）を監視しかつこれにより負荷の機能的障害をチェックする可能性を生み出すという事実に見られる。
例えば負荷が直流モータである場合、例えば、測定スイッチオフ間隔の間に、モータが自由稼動の形で稼動し続けるか又は遮断（ブロック）されているかを監視することができる。
【００１９】
原則として、全測定スイッチオフ間隔中、測定タップにて電圧を監視することが考えられる。しかしながら、これは複雑でかつ多大な記憶容量を必要とする。 この理由のため、特に単純で有利な解決法によると、該測定回路は、測定間隔内の予め定められた監視時間で測定タップにおいて電圧を決定するようにされる。
【００２０】
監視時間が、例えば直流モータのタイムラグといった負荷の挙動（behavior）と調整した状態で決定されるならば、かくして、直流モータがブロックされるか稼動し続けるかについて充分な精度で計算することができる。
モータがブロックされているか又は稼動し続けるかの問題は特に、きわめて単純な方法で、すなわち測定タップにおける電圧が特定の監視時間で最小値を上回るか否かをチェックする監視回路によって決定され得る。最小値を上回った場合、直流モータが適切なタイムラグ挙動を表わしていると仮定すべきである。
【００２１】
負荷のチェックは全て、比較的大きい時間的間隔でのみ必要かつ適切であることから、好ましくは、監視回路は、測定スイッチオフ間隔を周期的に、例えば特定された時間の後に開始するようにされる。
本発明による制御装置のさらなる開発によると、該制御装置の供給電圧を検出する付加的な測定回路が具備されている。
【００２２】
負荷に関係する監視タスクは、同様に供給電圧の検出と共に実施できる。
例えば１つの有利な実施形態では、該監視回路は、規定の持続時間の測定スイッチオン間隔を生成し、この測定スイッチオン間隔の始めと終りで負荷の下で該供給電圧を検出し、しかも監視回路は、測定スイッチオン間隔の始めと終りでの供給電圧の間の差を決定し、これを基準値と比較する。
【００２３】
測定スイッチオン間隔の始めと終りでの供給電圧の差は、負荷が適正なサイズを有し制御装置に対して過度に大きいか又は過度に小さいひずみ（strain）を与えないような程度に関して１つの測定値を示す。
例えば、監視回路は最小基準値よりも小さい差において負荷紛失（missing load）を報告するようになっている。
【００２４】
しかしながらこれに対する変形形態として、最大基準値を超えた時点で、監視回路が短絡を報告することも考えられる。というのも、この場合、負荷は制御装置に過度に大きいひずみを与えるからである。
しかしながら、両方のケースにおいて、同様に、負荷紛失又は短絡の場合に制御装置をオフ切換えするような形で監視回路を設計することも考えられる。
【００２５】
例えば、監視回路により開始される測定スイッチオン間隔は、パルス幅変調に依存するスイッチオン間隔であってよい。しかしながら、このようなスイッチオン間隔は数多くの場合において過度に短かく、従って誤った測定が起こり得ることから、好ましくは監視回路はパルス幅変調とは独立して測定スイッチオン間隔を生成するようにされる。
【００２６】
原則として、各々の任意の測定スイッチオフ間隔の後に、このような測定スイッチオン間隔を有することが考えられる。
しかしながら、パルス幅変調に左右されるスイッチオフ間隔は、特に非常に短かいものであり得、かくして供給電圧はこれらの短かいスイッチオフ間隔内で負荷の結果としてのひずみからわずかに回復し得ることから、有利な実施形態では、監視回路は、測定スイッチオフ間隔の直後に測定スイッチオン間隔を生成するようにされている。
【００２７】
本発明による解決法の付加的な特長及び利点は、一つの実施形態を例示する図及び記述の対象とされている。
【００２８】
【発明の実施の形態】
図１に示されている本発明による制御装置の一実施例は、最終段スイッチとしてＮチャネルＭＯＳＦＥＴトランジスタＴ１をそなえて成り、そのドレーン接続部Ｄは、供給電圧ＵV のための電圧供給接続部Ｖに接続されている。この供給電圧ＵV は例えば、自動車両の＋１２ボルトの電力供給源である。
【００２９】
最終段スイッチＴ１のソース接続部Ｓは、出力端Ａに接続されている。
特に誘導負荷Ｌが出力端ＡとグランドＭの間に位置設定され、例えば自動車両のラジエータファンのモータにより代表される。さらに出力端ＡとグランドＭとの間にはキャパシタＣ４及びフリーホイーリングダイオード（free-wheeling diode ）Ｄ１も位置設定されている。このフリーホイーリングダイオードＤ１は、最終段スイッチＴ１がオフに切換えられた時点で、グランドＭと出力端Ａとの間の電流の流れを可能にするのに役立ち、その結果、誘導負荷のために発生するあらゆる電圧ピークが低減される。
【００３０】
最終段スイッチＴ１は、ゲート接続部におけるゲート電圧ＵＧの制御を可能にするスイッチオン段ＥＳとスイッチオフ段ＡＳとを用いてそのゲート接続部Ｇを介して制御される。
スイッチオン段ＥＳ及びスイッチオフ段ＡＳは両方共制御回路ＳＳを介して制御されるが、この制御回路に対しては、設定値入力ラインＳＥを介し、パルス幅変調信号について設定値を規定することができる。その上、制御回路ＳＳはシステム起動ラインＳＡを介して活性化され得る。
【００３１】
電圧供給接続部Ｖの出力端に接続されているフィルタＦＩを介して制御回路ＳＳに電流が供給され、このフィルタの後に配置されている保持回路ＳＨが制御回路ＳＳの給電ラインＶＬに接続され、この中で電圧ＵVLを生成する。
給電ラインＶＬとグランドＭとの間にはキャパシタＣ２が位置設定されている。さらに、給電ラインＳＬにはダイオードＤ２が接続されており、これは、それ自体再び出力端Ａに接続されているキャパシタＣ１と直列に接続されている。従って、ダイオードＤ２は、最終段スイッチＴ１がオフに切換えられかくしてキャパシタＣ１がグランドに接続された時点で電流が給電ラインＶＬからキャパシタＣ１まで流れ得るように、すなわちそれを充電するために接続される。
【００３２】
ダイオードＤ２とキャパシタＣ１は、ゲート供給電圧ＵGVがセンタタップＭＡで利用可能である、給電ラインＶＬに接続されたプラス接続部ＰＬＡと出力端Ａに接続されたマイナス接続部ＭＩＡとを伴うチャージポンプ回路として設計されたゲート電圧供給源ＧＳＶを形成する。
制御回路ＳＳに接続されたスイッチオン制御ラインＥＳＬを介してそれ自体制御可能なスイッチングトランジスタＳＴをもつスイッチオン段ＥＳは、抵抗器Ｒ１を介して、ダイオードＤ２とキャパシタＣ２との間にあるセンタタップＭＡに接続される。スイッチオン段ＥＳが貫通接続される場合、電流がセンタタップＭＡから抵抗器Ｒ１を介して最終段スイッチＴ１のゲート接続部Ｇまで流れ、ここでゲート供給電圧ＵＧが形成される。
【００３３】
スイッチオン段ＥＳのオン切換えの直後にゲート供給電圧ＵＧの増大を遅延させるために、最終段スイッチＴ１のゲート接続部ＧはキャパシタＣ３を介してグランドに接続され、ここで、抵抗器Ｒ１とキャパシタＣ３は、ゲート供給電圧ＵＧがスイッチオン段ＥＳのオン切換えの直後に規定の時間的遅延を伴って増大できるようにし、かくして対応するソース電圧Ｕ S の増大のいかなるエッジ急峻化をも制限するＲＣ要素を形成する。
【００３４】
ゲート供給電圧ＵＧを保護するために、ツェナーダイオードＺ１の列及びそれに並列な抵抗器Ｒ３が、最終段スイッチＴ１のゲート接続部Ｇとそのソース接続部Ｓ又は出力端Ａとの間に位置設定されており、ここで、抵抗器Ｒ３は、最終段スイッチＴ１がオフ切換えされた時点でこの状態を維持するのに役立つ。
スイッチオフ段ＡＳは、同様に、スイッチングトランジスタＳＴを含み、最終段スイッチＴ１のゲート接続部ＧをグランドＭに接続するのに役立ち、ここで抵抗器Ｒ２は、スイッチオフ段ＡＳと最終段スイッチＴ１のゲート接続部Ｇとの間に位置設定され、この抵抗器は同様にキャパシタＣ３と共にＲＣ要素を形成し、この要素により、ゲート供給電圧ＵＧのあらゆる降下を、規定の時間的遅延ひいてはソース電圧Ｕ S の対応する降下と共に決定することが可能となる。
【００３５】
ＲＣ要素Ｒ１Ｃ３及びＲ２Ｃ３は好ましくは、比較可能な、有利には同一の時定数を有する。
ダイオードＤ２は、制御装置の供給電圧接続部Ｖにおける電圧ＵV よりも高いゲート供給電圧ＵＧを生成するためのチャージポンプをキャパシタＣ１と共に形成する。
【００３６】
本発明による制御装置は以下の要領で作動する。
制御装置がシステム活性化ラインＳＡを介して活性化された時点で、一方では保持回路ＳＨが、又他方では制御回路ＳＳが活性化される。このことはすなわち、電圧ＵVLが給電ラインＶＬに印加されることを意味し、これは電圧供給接続部Ｖにおける電圧ＵV にほぼ対応する。
【００３７】
さらに、最終段スイッチＴ１はこの状態でオフに切換えられ、従って、キャパシタＣ１は一方では、ダイオードＤ２を通ってかつセンタタップＭＡを介して給電ラインＶＬから流れる電流を介して、又他方では負荷Ｌを介して出力端ＡへそしてそこからキャパシタＣ１まで流れる電流を介して、充電される。キャパシタＣ１を充電する電圧は、基本的に、そのときまたセンタタップＭＡに存在する電圧ＵVLに対応する。
【００３８】
ここでスイッチオン段ＥＳが制御回路ＳＳ及びその貫通接続されたスイッチングトランジスタＳＴを用いて活性化される場合、センタタップＭＡに存在する電圧ＵVLの結果として、電流は抵抗器Ｒ１を介して最終段スイッチＴ１のゲート接続部Ｇに流れることになり、ゲート電圧ＵＧは、ＲＣ要素Ｒ１，Ｃ３により時間的に遅延して高まることになる。
【００３９】
ゲート電圧ＵＧが高まるにつれて、最終段スイッチＴ１は貫通接続され、最終段スイッチＴ１がオフに切換えられている初期状態にあるグランドＭでの電位にほぼ対応するソース電圧Ｕ S は、最終段スイッチＴ１、出力端Ａ及び負荷Ｌを介してグランドＭまで流れる電流が最終段スイッチＴ１のソース接続部Ｓにおける電位を増大させることから、増大する。すなわち、高い場合で、ほぼ最終段スイッチＴ１が完全に貫通接続された時点での供給電圧接続部Ｖにおける供給電圧ＵV まで増大する。キャパシタＣ１に存在する電圧は、このソース電圧Ｕ S に付加され、従って、高い場合で、ＵV がほぼＵVLに等しいときの供給電圧ＵV の約２倍に対応するゲート供給電圧ＵＧが達成され得る。
【００４０】
キャパシタＣ１は、その電荷が、制御回路ＳＳにより生成されたパルス幅変調信号のできるかぎり最長のスイッチオン間隔ＥＩＶの間、ゲート供給電圧ＵＧを供給するのに充分なものとなるように寸法決定されており、ここでこの電圧はＵV よりも明らかに高く、ＵＧは好ましくはソース電圧Ｕ S よりも少なくとも３ボルト、さらには５ボルトまでも高いものである。
【００４１】
オフ切換えのためには、制御回路は、スイッチオフラインＡＳＬを介してスイッチオフ段ＡＳのスイッチングトランジスタＳＴを制御すると同時に、スイッチオン制御ラインＥＳＬを介してスイッチオン段ＥＳのスイッチングトランジスタをオフ切換えして、このとき最終段スイッチＴ１のゲート接続部Ｇがスイッチオフ段ＡＳ及び抵抗器Ｒ２を介してグランドＭに接続されるようにする。ゲート電圧ＵＧの降下はかくしてＲＣ要素Ｃ３，Ｒ２によって制限される。
【００４２】
最終段スイッチＴ１がオフ切換えされた時点で、この場合ソース電圧Ｕ S が再び基本的にゼロの値により近くなることから、キャパシタＣ１は再び充電される。
その上、キャパシタＣ２は、キャパシタＣ１をできるかぎり急速に充電するために、最終段スイッチＴ１のオフ切換えの後ダイオードＤ２を介して充分に大きな電流を流れさせるのに役立つ。
【００４３】
ＲＣ要素Ｒ２，Ｃ３のために選択されたサイズに応じて、誘導負荷によって引き起こされて、フリーホイーリングダイオードＤ１のために最終段スイッチＴ１のソース接続部Ｓにおいて、多少の差のある大きさの負のスイッチオフピークが発生し、これらのピークは、最終的に電圧供給接続部Ｖにおける供給電圧ＵV よりも大きいある電圧まで、キャパシタＣ１を付加的に充電するのに用いられる。
【００４４】
キャパシタＣ１の容量は好ましくは、最終段スイッチＴ１の全スイッチオン持続時間中、ゲート供給電圧Ｕ GV （ひいてはこの場合ではほぼゲート電圧ＵＧも）がつねに最終段スイッチＴ１のドレイン接続部Ｄにおける電圧より少なくとも５ボルトだけ高くなるようなサイズをもつように選択される。
さらに、キャパシタＣ１及びＣ２は、最終段スイッチＴ１のオフ切換えの後キャパシタＣ１が非常に迅速に充電されるためパルス幅変調信号の最小スイッチオフ持続時間がスイッチオン持続時間の１０％未満、好ましくはその約１％となり得るような形で寸法決定される。
【００４５】
ＲＣ要素Ｒ１，Ｃ３及びＲ２，Ｃ３の時定数は好ましくは、これが１２０ナノセカンドにあるように選択され、一方フリーホイーリングダイオードＤ１の切換え遅延は、ＲＣ要素Ｒ１，Ｃ３及びＲ２，Ｃ３の時定数の約１０分の１以下、すなわち約１２ナノセカンド以下となるような形で選択される。
本発明の制御装置で生成することのできるパルス幅変調信号は、図２の下方部分で例示されており、ここで、一例として示されているパルス幅変調信号の場合、スイッチオン間隔ＥＩＶのスイッチオン持続時間ｔＥとスイッチオフ間隔ＡＩＶのスイッチオフ持続時間ｔＡとはほぼ等しい。パルス幅変調信号の周期持続時間はｔＰである。
【００４６】
その上、図２は、誘導負荷及びフリーホイーリングダイオードＤ１のためにスイッチオフ持続時間ｔＡ中に起こる負の電圧ピークを示している。
本発明による制御装置は、制御回路ＳＳに加えて、制御回路ＳＳと通信する測定回路ＭＳを含んで成り、ここでは該制御回路ＳＳは監視回路として同時に作動する。
【００４７】
電圧ＵA は、最終段スイッチＴ１がオフ切換えされている測定スイッチオフ間隔ＭＡＩの測定周期ｔＭ中、出力端Ａに接続されている測定タップＭＡで第１のアナログ−デジタル変換器ＡＤ１を介して測定回路ＭＳで監視される。
図２に例示されているようにこの測定周期ｔＭ中、最終段スイッチＴ１の最後のオフ切換え後Ｕ A として、誘導負荷Ｌによりひき起こされる負の電圧ピークが発生するが、この電圧ピークは、フリーホイーリングダイオードＤ１の結果として減少させられ、発電機として負荷Ｌを形成するラジエータファンモータの連続走行のために発生する正の値へと変化する。かくしてラジエーションファンモータは、約５０％の効率度合で多くとも供給電圧接続部Ｖにおける供給電圧ＵV の約半分という量になる発電機電圧Ｕ GE を生成する。
【００４８】
ラジエータファンモータの発電機電圧Ｕ GE を計算するため、測定タップＭＡにおいて測定可能な電圧Ｕ A の測定値は、パルス幅変調スイッチオン間隔ＥＩＶの最後のオフ切換えの後、規定の監視時間ｔＵにおいてとり出される。
測定回路ＭＳは、その測定された電圧に従って発電機電圧Ｕ GE の値を評価し、ここで、それぞれに予め定められた監視時間ｔＵにおける発電機電圧Ｕ GE の発生及びそのサイズから、ロードＬとして作用するラジエータファンモータが自由に稼動し続けているか、又は例えば稼動し続けておらずブロックされているかは明白である。
【００４９】
このことはすなわち、ラジエータファンモータがブロックされず妨害の無い状態で稼動し続けていることを確信するために、測定回路ＭＳは、発電機電圧Ｕ GE がある設定値Ｕ GES より上にあるか否かを確認するだけでよい、ということを意味している。
しかしながら、パルス幅変調信号のオフ切換えは、フィルタＦＩ内に具備されたキャパシタが充電され、供給電圧ＵV が最大値ＵVMまで回復できるようになるという効果もまた有している。
【００５０】
測定スイッチオフ間隔ＭＡＩの後、最終段スイッチＴ１が負荷周期ｔＢで測定スイッチオン間隔ＭＥＩ中に貫通接続された場合、供給電圧ＵV は最大値ＵVMから負荷値ＵVBまで低下するが、これは、供給電圧ＵV 自体を供給する電力供給源が抵抗器を有するために、フィルタＦＩ内のキャパシタの放電が発生するという事実によってひき起こされる。
【００５１】
供給電圧ＵV は、供給電圧接続部Ｖに接続された供給電圧タップＶＡにおいてアナログ−デジタル変換器ＡＤ２を用いて測定でき、かつ測定回路ＭＳにより照会され得るが、ここで最大電圧ＵVMと負荷周期ｔＢの後の電圧ＵVBとの間の差異は、接続部Ａに接続された負荷Ｌがどの程度まで指定された電流を流させることができ、かくしてその負荷がともかく存在しているか、又は（例えば短絡などのために）過度の電流を流しうるか、を明らかにしている。
【００５２】
値ＵVMとＵVBとの間の差がほぼゼロに等しい場合、測定回路ＭＳは、いかなる負荷Ｌも接続されていないことを認識することができる。
電圧ＵVMとＵVBとの間の差が例えばおよそ１ボルト未満であるが０．５ボルト以上の大きさである場合、例えばその寸法決定に対応する負荷が接続される。
ＵVMとＵVBとの間の差が２〜３ボルトよりも大きい電圧にある場合には、例えば短絡を示す負荷Ｌの結果として出力端Ａで過度に大きなひずみが存在し、制御回路ＳＳはこれを、保持回路ＳＨをオフ切換えすることにより制御装置を非活性化するための１つの理由としてとらえることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】
本発明による制御装置の概略的回路を示す図である。
【図２】
本発明による制御装置内でのパルス幅変調信号、測定スイッチオフ間隔及び測定スイッチオン間隔を例示する図である。
【符号の説明】
ＧＳＶ…ゲート電圧供給源
ＥＳ…スイッチオン段
ＡＳ…スイッチオフ段
Ａ…出力端
ＡＩＶ…スイッチオフ間隔
ＥＩＶ…スイッチオン間隔
Ｔ１…最終段スイッチ
ＵGV…ゲート供給電圧
ＳＳ…制御回路
Ｌ…負荷
ＭＳ…測定回路
ＭＡ…測定タップ
ＵV …供給電圧
ＭＥＩ…測定スイッチオン間隔
ＭＡＩ…測定スイッチオフ間隔
【発明の名称】 制御装置
【特許請求の範囲】
【請求項１】 出力端特に自動車両のラジエータファンモータに接続された、誘導負荷を制御するための制御装置において、設定値に従って、連続するスイッチオン及びスイッチオフ間隔をもつパルス幅変調信号を生成する制御回路、スイッチオン及びスイッチオフ間隔に従って負荷のための供給電流を接続するためのＦＥＴ最終段スイッチであって、該供給電流は電圧供給接続部から出力端へと流れているもの、該最終段スイッチのゲート電圧のオン及びオフ切換えのためのスイッチオン段及びスイッチオフ段であって、該パルス幅変調信号のスイッチオン及びスイッチオフ間隔に従って該制御回路によって制御されるもの、及びスイッチオン間隔中に該最終段スイッチの貫通接続のためのゲート供給電圧を生成するためのスイッチオン段用のゲート電圧供給源をそなえて成る制御装置であって、ゲート電圧供給源（ＧＳＶ）が、順方向にプラス接続部（ＰＬＡ）とセンタタップ（ＭＡ）との間にあるダイオード（Ｄ２）及びセンタタップ（ＭＡ）とマイナス接続部（ＭＩＡ）との間にあるキャパシタ（Ｃ１）を含むチャージポンプ回路を有していること、該センタタップ（ＭＡ）は該スイッチオン段（ＥＳ）に接続されていること、及び該チャージポンプ回路のマイナス接続部（ＭＩＡ）での電位が出力端（Ａ）における電位に従って変化し、かくしてダイオード（Ｄ２）を介して流れる電流がスイッチオフ間隔（ＡＩＶ）中に該キャパシタ（Ｃ１）を充電し、全スイッチオン間隔（ＥＩＶ）中、ダイオード（Ｄ２）を遮断し、かつ該キャパシタ（Ｃ１）はセンタタップ（ＭＡ）において供給側の最終段スイッチ（Ｔ１）の接続部（Ｄ）における電圧に少なくとも対応するゲート供給電圧（ＵGV）を供給することを特徴とする制御装置。
【請求項２】 該ゲート供給電圧（ＵGV）が、無統制な形で該最終段スイッチ（Ｔ１）のゲート接続部に供給されるように適合されていることを特徴とする請求項１に記載の制御装置。
【請求項３】 該チャージポンプ回路内のキャパシタ（Ｃ１）は、パルス幅変調信号のために提供される最小スイッチオフ間隔（ＡＩＶ）及び最大スイッチオン間隔（ＥＩＶ）で、それが全スイッチオン間隔（ＥＩＶ）中、供給側の最終段スイッチ（Ｔ１）の接続部（Ｄ）での電圧よりも大きいゲート供給電圧（ＵGV）を供給するような形で寸法決定されていることを特徴とする請求項１又は２に記載の制御装置。
【請求項４】 ゲート電圧（ＵG ）生成中の漏れ電流は、全スイッチオン間隔（ＥＩＶ）中、最大スイッチオン間隔（ＥＩＶ）の終りにおけるその電圧が供給側の最終段スイッチ（Ｔ１）の接続部（Ｄ）における電圧よりも大きくなる程度にだけ該キャパシタ（Ｃ１）を放電することを特徴とする請求項１〜３のいずれか１項に記載の制御装置。
【請求項５】 該キャパシタ（Ｃ１）は、最大スイッチオン間隔（ＥＩＶ）中にそれがわずか半分しか放電されないように寸法決定されていることを特徴とする請求項１〜４のいずれか１項に記載の制御装置。
【請求項６】 該ゲート供給電圧（ＵGV）が、全スイッチオン間隔中、供給側の最終段スイッチ（Ｔ１）の接続部（Ｄ）における電圧よりも少なくとも３ボルト大きいことを特徴とする請求項１に記載の制御装置。
【請求項７】 該チャージポンプ回路のマイナス接続部（ＭＩＡ）が、出力側の最終段スイッチ（Ｔ１）の接続部（Ｓ）の電位と出力端（Ａ）の電位との間の電位にあることを特徴とする請求項１〜６のいずれか１項に記載の制御装置。
【請求項８】 該チャージポンプ回路のプラス接続部（ＰＬＡ）が、供給側の最終段スイッチ（Ｔ１）の接続部（Ｄ）における電位に少なくとも対応する電位にあることを特徴とする請求項１〜７のいずれか１項に記載の制御装置。
【請求項９】 該チャージポンプ回路のプラス接続部（ＰＬＡ）が、該制御装置の給電ライン（ＶＬ）に接続されていることを特徴とする請求項１〜８のいずれか１項に記載の制御装置。
【請求項１０】 該給電ライン（ＶＬ）が安定化した電圧（ＵVL）にあることを特徴とする請求項９に記載の制御装置。
【請求項１１】 該チャージポンプ回路のプラス接続部（ＰＬＡ）における電圧（ＵVL）がキャパシタ（Ｃ２）を介して安定化されることを特徴とする請求項１〜１０のいずれか１項に記載の制御装置。
【請求項１２】 該ゲート電圧供給源（ＧＳＶ）がもっぱらダイオード（Ｄ１）とキャパシタ（Ｃ１）とをそなえて成ることを特徴とする請求項１〜１１のいずれか１項に記載の制御装置。
【請求項１３】 低域通過として設計されたタイミング回路（Ｒ１，Ｃ３）が、スイッチオン段（ＥＳ）と結びつけられていることを特徴とする請求項１〜１２のいずれか１項に記載の制御装置。
【請求項１４】 該低域通過（Ｒ１，Ｃ３）のキャパシタ（Ｃ３）が、ゲート接続部（Ｇ）とグランド（Ｍ）との間に位置設定されていることを特徴とする請求項１３に記載の制御装置。
【請求項１５】 該スイッチオン段（ＥＳ）は、制御回路（ＳＳ）によって制御可能なスイッチングトランジスタ（ＳＴ）を有していることを特徴とする請求項１〜１４のいずれか１項に記載の制御装置。
【請求項１６】 低域通過として設計されているタイミング回路（Ｒ２，Ｃ３）が、スイッチオフ段（ＡＳ）と結びつけられていることを特徴とする請求項１〜１５のいずれか１項に記載の制御装置。
【請求項１７】 該スイッチオフ段（ＡＳ）が制御回路（ＳＳ）により接続されているスイッチングトランジスタ（ＳＴ）を有することを特徴とする請求項１〜１６のいずれか１項に記載の制御装置。
【請求項１８】 オン切換え（Ｒ１，Ｃ３）及び／又はオフ切換え（Ｒ２，Ｃ３）のための低域通過の時定数が、負荷（Ｌ）に並列に接続されたフリーホイーリングダイオード（Ｄ１）の時定数よりも少なくとも５倍だけ大きいことを特徴とする請求項１〜１７のいずれか１項に記載の制御装置。
【請求項１９】 負荷、特に自動車両のラジエータファンモータを制御するための制御装置において、設定値に従って、連続するスイッチオン間隔及びスイッチオフ間隔をもつパルス幅変調信号を生成する制御回路、特に請求項１〜１８のいずれか１項に記載のように、パルス幅変調された要領でパルス幅変調信号に従って最終段スイッチを介して負荷のための供給電流を接続するスイッチオン段とスイッチオフ段をそなえて成る制御装置であって、測定回路（ＭＳ）に接続された測定タップ（ＭＡ）が最終段スイッチ（Ｔ１）と負荷（Ｌ）との間に具備されていること、及び監視回路（ＳＳ）が少なくとも１つのパルス幅変調スイッチオン間隔（ＥＩＶ）を抑制することによって測定スイッチオフ間隔（ＭＡＩ）を生成し、測定スイッチオフ間隔（ＭＡＩ）内で測定回路（ＭＳ）と共に測定タップ（ＭＡ）における電圧（ＵA ）を監視し、それを基準値（ＵGES ）と比較することを特徴とする制御装置。
【請求項２０】 該測定回路（ＭＳ）が、測定スイッチオフ間隔（ＭＡＩ）内の予め定められた監視時間（ｔＵ）で該測定タップ（ＭＡ）において電圧を決定することを特徴とする請求項１９に記載の制御装置。
【請求項２１】 該監視回路（ＳＳ）は、該測定タップ（ＭＡ）における電圧（ＵA ）が最小値（ＵGES ）を上回るか否かを検査することを特徴とする請求項１９又は２０に記載の制御装置。
【請求項２２】 該監視回路（ＳＳ）が測定スイッチオフ間隔（ＭＡＩ）を周期的に開始することを特徴とする請求項１９〜２１のいずれか１項に記載の制御装置。
【請求項２３】 付加的な測定回路（ＭＳ）が該制御装置の供給電圧（ＵV ）の検出のために具備されていることを特徴とする請求項１９〜２２のいずれか１項に記載の制御装置。
【請求項２４】 該監視回路（ＳＳ）は、規定の持続時間の測定スイッチオン間隔（ＭＥＩ）を生成し、この測定スイッチオン間隔（ＭＥＩ）の始めと終りで負荷（Ｌ）の下で供給電圧（ＵV ）を検出すること、及び該監視回路（ＳＳ）は、測定スイッチオン間隔（ＭＥＩ）の始め（ＵVM）と終り（ＵVB）とでの供給電圧の間の差を決定し、これを基準値と比較することを特徴とする請求項２３に記載の制御装置。
【請求項２５】 該監視回路（ＳＳ）は最小基準値よりも小さい差において負荷紛失を報告することを特徴とする請求項２４に記載の制御装置。
【請求項２６】 該監視回路（ＳＳ）は、最大基準値を上回った時点で短絡を報告することを特徴とする請求項２４又は２５に記載の制御装置。
【請求項２７】 該監視回路（ＳＳ）はパルス幅変調とは独立して測定スイッチオン間隔（ＭＥＩ）を生成することを特徴とする請求項２４〜２６のいずれか１項に記載の制御装置。
【請求項２８】 該監視回路（ＳＳ）は、測定スイッチオフ間隔（ＭＡＩ）の直後に測定スイッチオン間隔（ＭＥＩ）を生成することを特徴とする請求項２４〜２７のいずれか１項に記載の制御装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、出力端、特に自動車両のラジエータ用ファンモータに連結された、誘導負荷を制御するための制御装置であって、設定値に従って、連続するスイッチオン及びスイッチオフ間隔をもつパルス幅変調信号を生成する制御回路、該スイッチオン及びスイッチオフ間隔に従って負荷のための供給電流を接続するためのＦＥＴ最終段スイッチ（なおこの電流は電圧供給接続部から出力端へと流れている）、該最終段スイッチのゲート電圧のオン・オフ切換えを目的として、パルス幅変調信号のスイッチオン及びスイッチオフ間隔に従って制御回路によって制御されるスイッチオン段とスイッチオフ段、及びスイッチオン間隔中に最終段スイッチの貫通接続（through-connection）のためのゲート供給電圧を生成することを目的とするスイッチオン段のためのゲート電圧供給源をそなえて成る制御装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
このタイプの制御装置は、例えばＷＯ９５／２８７６７号から知られている。 この回路では、最終段スイッチのゲート供給電圧が複雑な手段を用いて生成されている。
さらに、ＤＥ−Ａ−３４０５９３６号も同様に、ダイオード及びキャパシタがその中に存在するＦＥＴ最終段スイッチのための制御回路を開示している。
【０００３】
しかしながら、該キャパシタは単に、オン切換えの間に電界効果トランジスタのゲート電源の容量を充電するのに役立つにすぎない。この電界効果トランジスタをスイッチオン間隔中、貫通接続された状態にしておくためには、該トランジスタを制御するために、付加的なトランジスタ及び定電流電源が必要とされ、従ってこの場合にも、ゲート電圧供給源全体は複雑なものである。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
この技術的現状に基づいて進めると、本発明の基礎となる目的は、できるかぎり単純な手段を用いて、ＦＥＴ最終段スイッチの信頼性の高い接続を達成することのできる、包括的タイプの制御装置を提供することにある。
【０００５】
【課題を解決するための手段】
この目的は、ゲート電圧供給源が、順方向にプラス接続部とセンタタップとの間にあるダイオード、及びセンタタップとマイナス接続部との間にあるキャパシタをそなえるチャージポンプ回路（charge pump circuit ）を有していること、該センタタップはスイッチオン段に接続されていること、そしてチャージポンプ回路のマイナス接続部での電位が出力端における電位に従って変化し、かくしてダイオードを介して流れる電流がスイッチオフ間隔中該キャパシタを充電し、全スイッチオン間隔中該ダイオードを遮断し、該キャパシタは該センタタップにおいて供給側の最終段スイッチの接続部における電圧に少なくとも対応するゲート供給電圧を供給することといった点において、冒頭で記したタイプの制御装置の形で、本発明に従って達成される。
【０００６】
本発明による解決法がもつ利点は、かくしてまず第１に、複雑な構造を不要にするその設計の単純さに見られる。
さらに、本発明による解決法がもつ利点は、かかる高いゲート供給電圧がそれと共に単純な形で生成され得、こうして、最終段スイッチの信頼性の高いかつ完全な貫通接続が確保される、という事実に見られる。
【０００７】
従って本発明による解決法の特に好ましい実施形態は、チャージポンプ回路のセンタタップに存在するゲート供給電圧が無統制な形でゲート接続部に供給されることを規定している。この解決法がもつ利点は、本発明による制御装置の構成が極めて単純でひいては廉価であるという点にある。
本発明による解決法の有利な実施形態においては、適切にも、パルス幅変調信号のために提供される最小スイッチオフ間隔及び最大スイッチオン間隔で、これが全スイッチオン間隔中、供給側の最終段スイッチの接続部での電圧よりも大きいゲート供給電圧を供給するような形で、チャージポンプ回路内のキャパシタが寸法決定されていることが規定されている。該キャパシタのこの寸法決定の結果として、適当に高いゲート供給電圧が付加的な手段を必要とすることなく利用されうる。
【０００８】
さらに、全スイッチオン間隔中、最大スイッチオン間隔の終りにおけるその電圧が供給側の最終段スイッチの接続部における電圧よりも大きくなる程度にだけ、ゲート電圧の生成中の漏れ電流が該キャパシタを放電すると特に有利である。 特に、最大スイッチオン間隔中にわずか半分しか放電されないように該キャパシタを寸法決定すると有利である。この場合、ゲート供給電圧の降下はきわめてわずかに保つことができるため、それに付随する最終段スイッチの制御の変更に対するマイナスの効果は全くもたらされない。
【０００９】
該キャパシタが最大スイッチオン間隔中に２０％未満、さらに良い場合には１０％未満の放電しか受けないように寸法決定されているとさらに良い。
最終段スイッチの貫通接続に対する特に有利な解決法によると、ゲート供給電圧は、全スイッチオン間隔中、供給側の最終段スイッチの接続部における電圧よりも少なくとも３ボルト大きくなるようにされる。かくして、全スイッチオン間隔中、最終段スイッチはつねに完全に貫通接続され、従ってゲート供給電圧の変動もまた最終段スイッチの貫通接続に対しいかなる影響ももたないことが保証されている。
【００１０】
本発明による制御装置の特に有利な解決法においては、チャージポンプ回路のマイナス接続部は、出力端側の最終段スイッチの接続部の電位と出力端の電位との間の電位にあるようにされる。この解決法により、該マイナス接続部の電位は、出力端の電位に従って変動するということが保証されるものの、どの程度までマイナス接続部の電位が直接出力端の電位に対応するかについては定められていない。
【００１１】
さらに、本発明による制御装置の特に有利な実施形態によると、チャージポンプ回路のプラス接続部は、供給側の最終段スイッチの接続部における電位に少なくとも対応する電位にあるようにされる。
本発明による解決法の特に単純でかつ有利な実施形態によると、チャージポンプ回路のプラス接続部は、該制御装置の給電ラインに接続されるようにされる。
【００１２】
この点で、該給電ラインは好ましくは、過度のゲート供給電圧の結果としての最終段スイッチに対する損傷が防止されるように、安定化された電圧を有する。 該プラス接続部における電圧は、特にスイッチオン間隔からスイッチオフ間隔への遷移の直後のチャージポンプ回路の容量の急速な充電を保証するために利用されるキャパシタをその目的で使用した場合に、特に単純な形でその降下に対して安定化され得る。
【００１３】
本発明による制御装置の特に有利な実施形態によると、該ゲート電圧供給源は、もっぱら、ダイオードとコンデンサとを含み、かくして、例えばトランジスタなどといったようなコンポーネントは、特に、ゲート供給電圧を調整するために全く必要とされない。
個々の実施形態に関する以上の説明と合わせて、スイッチオン段の設計に関する詳細は示されていない。
【００１４】
誘導負荷の場合に電圧ピークを回避するため、好ましくは、低域通過として設計されたタイミング回路がスイッチオン段と結びつけられるようにされ、オン切換え中のゲート電圧の増加はこのタイミング回路を用いて決定できる。
この点において、好ましくは、低域通過のキャパシタは、ゲート接続部とグランドとの間に位置設定される。
【００１５】
スイッチオン段はそれ自体、最も様々な形で設計され得る。スイッチオン段の１つの有利な設計では、これは、制御回路によって制御可能なスイッチングトランジスタを有するようにされる。
同様に、低域通過として設計されたタイミング回路が、特にオフ切換えの間の負の電圧ピークを回避するため、スイッチオフ段と結びつけられる。
【００１６】
この点において、スイッチオフ段と結びつけられたタイミング回路は、好ましくは、ゲート接続部とグランドとの間の同じキャパシタと共に作動する。
さらに、該スイッチオフ段は、同様にして好ましくは制御回路により接続されたスイッチングトランジスタを有するような形で設計される。
好ましくは、電圧ピークの発生をできるかぎり回避できるように、オン切換え及び／又はオフ切換えのための低域通過の時定数は、負荷に並列に接続されたフリーホイーリングダイオードの時定数よりも少なくとも５倍（factor of five）だけ大きくなるようにされる。
【００１７】
上述の本発明による概念の代替として又は補足としてみなされるべきもう１つの本発明による概念は、負荷、特に自動車両のラジエータ用ファンモータを制御するための制御装置において、設定値に従って、連続するスイッチオン間隔及びスイッチオフ間隔をもつパルス幅変調信号を生成する制御回路、及びパルス幅変調された要領でパルス幅変調信号に従って最終段スイッチを介して負荷のための供給電流を接続するスイッチオン段とスイッチオフ段をそなえて成る制御装置であって、本発明に従って測定回路に接続された測定タップが最終段スイッチと負荷との間に具備されており、監視回路が少なくとも１つのパルス幅変調スイッチオン間隔を抑制することによって測定スイッチオフ間隔を生成し、測定スイッチオフ間隔内で測定回路と共に測定タップにおける電圧を監視し、それを基準値と比較するような制御装置をそなえている。
【００１８】
本発明による解決法の利点は、それが負荷の自由稼動挙動（free-running behavior ）を監視しかつこれにより負荷の機能的障害をチェックする可能性を生み出すという事実に見られる。
例えば負荷が直流モータである場合、例えば、測定スイッチオフ間隔の間に、モータが自由稼動の形で稼動し続けるか又は遮断（ブロック）されているかを監視することができる。
【００１９】
原則として、全測定スイッチオフ間隔中、測定タップにて電圧を監視することが考えられる。しかしながら、これは複雑でかつ多大な記憶容量を必要とする。 この理由のため、特に単純で有利な解決法によると、該測定回路は、測定間隔内の予め定められた監視時間で測定タップにおいて電圧を決定するようにされる。
【００２０】
監視時間が、例えば直流モータのタイムラグといった負荷の挙動（behavior）と調整した状態で決定されるならば、かくして、直流モータがブロックされるか稼動し続けるかについて充分な精度で計算することができる。
モータがブロックされているか又は稼動し続けるかの問題は特に、きわめて単純な方法で、すなわち測定タップにおける電圧が特定の監視時間で最小値を上回るか否かをチェックする監視回路によって決定され得る。最小値を上回った場合、直流モータが適切なタイムラグ挙動を表わしていると仮定すべきである。
【００２１】
負荷のチェックは全て、比較的大きい時間的間隔でのみ必要かつ適切であることから、好ましくは、監視回路は、測定スイッチオフ間隔を周期的に、例えば特定された時間の後に開始するようにされる。
本発明による制御装置のさらなる開発によると、該制御装置の供給電圧を検出する付加的な測定回路が具備されている。
【００２２】
負荷に関係する監視タスクは、同様に供給電圧の検出と共に実施できる。
例えば１つの有利な実施形態では、該監視回路は、規定の持続時間の測定スイッチオン間隔を生成し、この測定スイッチオン間隔の始めと終りで負荷の下で該供給電圧を検出し、しかも監視回路は、測定スイッチオン間隔の始めと終りでの供給電圧の間の差を決定し、これを基準値と比較する。
【００２３】
測定スイッチオン間隔の始めと終りでの供給電圧の差は、負荷が適正なサイズを有し制御装置に対して過度に大きいか又は過度に小さいひずみ（strain）を与えないような程度に関して１つの測定値を示す。
例えば、監視回路は最小基準値よりも小さい差において負荷紛失（missing load）を報告するようになっている。
【００２４】
しかしながらこれに対する変形形態として、最大基準値を超えた時点で、監視回路が短絡を報告することも考えられる。というのも、この場合、負荷は制御装置に過度に大きいひずみを与えるからである。
しかしながら、両方のケースにおいて、同様に、負荷紛失又は短絡の場合に制御装置をオフ切換えするような形で監視回路を設計することも考えられる。
【００２５】
例えば、監視回路により開始される測定スイッチオン間隔は、パルス幅変調に依存するスイッチオン間隔であってよい。しかしながら、このようなスイッチオン間隔は数多くの場合において過度に短かく、従って誤った測定が起こり得ることから、好ましくは監視回路はパルス幅変調とは独立して測定スイッチオン間隔を生成するようにされる。
【００２６】
原則として、各々の任意の測定スイッチオフ間隔の後に、このような測定スイッチオン間隔を有することが考えられる。
しかしながら、パルス幅変調に左右されるスイッチオフ間隔は、特に非常に短かいものであり得、かくして供給電圧はこれらの短かいスイッチオフ間隔内で負荷の結果としてのひずみからわずかに回復し得ることから、有利な実施形態では、監視回路は、測定スイッチオフ間隔の直後に測定スイッチオン間隔を生成するようにされている。
【００２７】
本発明による解決法の付加的な特長及び利点は、一つの実施形態を例示する図及び記述の対象とされている。
【００２８】
【発明の実施の形態】
図１に示されている本発明による制御装置の一実施例は、最終段スイッチとしてＮチャネルＭＯＳＦＥＴトランジスタＴ１をそなえて成り、そのドレーン接続部Ｄは、供給電圧ＵV のための電圧供給接続部Ｖに接続されている。この供給電圧ＵV は例えば、自動車両の＋１２ボルトの電力供給源である。
【００２９】
最終段スイッチＴ１のソース接続部Ｓは、出力端Ａに接続されている。
特に誘導負荷Ｌが出力端ＡとグランドＭの間に位置設定され、例えば自動車両のラジエータファンのモータにより代表される。さらに出力端ＡとグランドＭとの間にはキャパシタＣ４及びフリーホイーリングダイオード（free-wheeling diode ）Ｄ１も位置設定されている。このフリーホイーリングダイオードＤ１は、最終段スイッチＴ１がオフに切換えられた時点で、グランドＭと出力端Ａとの間の電流の流れを可能にするのに役立ち、その結果、誘導負荷のために発生するあらゆる電圧ピークが低減される。
【００３０】
最終段スイッチＴ１は、ゲート接続部におけるゲート電圧ＵＧの制御を可能にするスイッチオン段ＥＳとスイッチオフ段ＡＳとを用いてそのゲート接続部Ｇを介して制御される。
スイッチオン段ＥＳ及びスイッチオフ段ＡＳは両方共制御回路ＳＳを介して制御されるが、この制御回路に対しては、設定値入力ラインＳＥを介し、パルス幅変調信号について設定値を規定することができる。その上、制御回路ＳＳはシステム起動ラインＳＡを介して活性化され得る。
【００３１】
電圧供給接続部Ｖの出力端に接続されているフィルタＦＩを介して制御回路ＳＳに電流が供給され、このフィルタの後に配置されている保持回路ＳＨが制御回路ＳＳの給電ラインＶＬに接続され、この中で電圧ＵVLを生成する。
給電ラインＶＬとグランドＭとの間にはキャパシタＣ２が位置設定されている。さらに、給電ラインＳＬにはダイオードＤ２が接続されており、これは、それ自体再び出力端Ａに接続されているキャパシタＣ１と直列に接続されている。従って、ダイオードＤ２は、最終段スイッチＴ１がオフに切換えられかくしてキャパシタＣ１がグランドに接続された時点で電流が給電ラインＶＬからキャパシタＣ１まで流れ得るように、すなわちそれを充電するために接続される。
【００３２】
ダイオードＤ２とキャパシタＣ１は、ゲート供給電圧ＵGVがセンタタップＭＡで利用可能である、給電ラインＶＬに接続されたプラス接続部ＰＬＡと出力端Ａに接続されたマイナス接続部ＭＩＡとを伴うチャージポンプ回路として設計されたゲート電圧供給源ＧＳＶを形成する。
制御回路ＳＳに接続されたスイッチオン制御ラインＥＳＬを介してそれ自体制御可能なスイッチングトランジスタＳＴをもつスイッチオン段ＥＳは、抵抗器Ｒ１を介して、ダイオードＤ２とキャパシタＣ２との間にあるセンタタップＭＡに接続される。スイッチオン段ＥＳが貫通接続される場合、電流がセンタタップＭＡから抵抗器Ｒ１を介して最終段スイッチＴ１のゲート接続部Ｇまで流れ、ここでゲート供給電圧ＵＧが形成される。
【００３３】
スイッチオン段ＥＳのオン切換えの直後にゲート供給電圧ＵＧの増大を遅延させるために、最終段スイッチＴ１のゲート接続部ＧはキャパシタＣ３を介してグランドに接続され、ここで、抵抗器Ｒ１とキャパシタＣ３は、ゲート供給電圧ＵＧがスイッチオン段ＥＳのオン切換えの直後に規定の時間的遅延を伴って増大できるようにし、かくして対応するソース電圧Ｕ S の増大のいかなるエッジ急峻化をも制限するＲＣ要素を形成する。
【００３４】
ゲート供給電圧ＵＧを保護するために、ツェナーダイオードＺ１の列及びそれに並列な抵抗器Ｒ３が、最終段スイッチＴ１のゲート接続部Ｇとそのソース接続部Ｓ又は出力端Ａとの間に位置設定されており、ここで、抵抗器Ｒ３は、最終段スイッチＴ１がオフ切換えされた時点でこの状態を維持するのに役立つ。
スイッチオフ段ＡＳは、同様に、スイッチングトランジスタＳＴを含み、最終段スイッチＴ１のゲート接続部ＧをグランドＭに接続するのに役立ち、ここで抵抗器Ｒ２は、スイッチオフ段ＡＳと最終段スイッチＴ１のゲート接続部Ｇとの間に位置設定され、この抵抗器は同様にキャパシタＣ３と共にＲＣ要素を形成し、この要素により、ゲート供給電圧ＵＧのあらゆる降下を、規定の時間的遅延ひいてはソース電圧Ｕ S の対応する降下と共に決定することが可能となる。
【００３５】
ＲＣ要素Ｒ１Ｃ３及びＲ２Ｃ３は好ましくは、比較可能な、有利には同一の時定数を有する。
ダイオードＤ２は、制御装置の供給電圧接続部Ｖにおける電圧ＵV よりも高いゲート供給電圧ＵＧを生成するためのチャージポンプをキャパシタＣ１と共に形成する。
【００３６】
本発明による制御装置は以下の要領で作動する。
制御装置がシステム活性化ラインＳＡを介して活性化された時点で、一方では保持回路ＳＨが、又他方では制御回路ＳＳが活性化される。このことはすなわち、電圧ＵVLが給電ラインＶＬに印加されることを意味し、これは電圧供給接続部Ｖにおける電圧ＵV にほぼ対応する。
【００３７】
さらに、最終段スイッチＴ１はこの状態でオフに切換えられ、従って、キャパシタＣ１は一方では、ダイオードＤ２を通ってかつセンタタップＭＡを介して給電ラインＶＬから流れる電流を介して、又他方では負荷Ｌを介して出力端ＡへそしてそこからキャパシタＣ１まで流れる電流を介して、充電される。キャパシタＣ１を充電する電圧は、基本的に、そのときまたセンタタップＭＡに存在する電圧ＵVLに対応する。
【００３８】
ここでスイッチオン段ＥＳが制御回路ＳＳ及びその貫通接続されたスイッチングトランジスタＳＴを用いて活性化される場合、センタタップＭＡに存在する電圧ＵVLの結果として、電流は抵抗器Ｒ１を介して最終段スイッチＴ１のゲート接続部Ｇに流れることになり、ゲート電圧ＵＧは、ＲＣ要素Ｒ１，Ｃ３により時間的に遅延して高まることになる。
【００３９】
ゲート電圧ＵＧが高まるにつれて、最終段スイッチＴ１は貫通接続され、最終段スイッチＴ１がオフに切換えられている初期状態にあるグランドＭでの電位にほぼ対応するソース電圧Ｕ S は、最終段スイッチＴ１、出力端Ａ及び負荷Ｌを介してグランドＭまで流れる電流が最終段スイッチＴ１のソース接続部Ｓにおける電位を増大させることから、増大する。すなわち、高い場合で、ほぼ最終段スイッチＴ１が完全に貫通接続された時点での供給電圧接続部Ｖにおける供給電圧ＵV まで増大する。キャパシタＣ１に存在する電圧は、このソース電圧Ｕ S に付加され、従って、高い場合で、ＵV がほぼＵVLに等しいときの供給電圧ＵV の約２倍に対応するゲート供給電圧ＵＧが達成され得る。
【００４０】
キャパシタＣ１は、その電荷が、制御回路ＳＳにより生成されたパルス幅変調信号のできるかぎり最長のスイッチオン間隔ＥＩＶの間、ゲート供給電圧ＵＧを供給するのに充分なものとなるように寸法決定されており、ここでこの電圧はＵV よりも明らかに高く、ＵＧは好ましくはソース電圧Ｕ S よりも少なくとも３ボルト、さらには５ボルトまでも高いものである。
【００４１】
オフ切換えのためには、制御回路は、スイッチオフラインＡＳＬを介してスイッチオフ段ＡＳのスイッチングトランジスタＳＴを制御すると同時に、スイッチオン制御ラインＥＳＬを介してスイッチオン段ＥＳのスイッチングトランジスタをオフ切換えして、このとき最終段スイッチＴ１のゲート接続部Ｇがスイッチオフ段ＡＳ及び抵抗器Ｒ２を介してグランドＭに接続されるようにする。ゲート電圧ＵＧの降下はかくしてＲＣ要素Ｃ３，Ｒ２によって制限される。
【００４２】
最終段スイッチＴ１がオフ切換えされた時点で、この場合ソース電圧Ｕ S が再び基本的にゼロの値により近くなることから、キャパシタＣ１は再び充電される。
その上、キャパシタＣ２は、キャパシタＣ１をできるかぎり急速に充電するために、最終段スイッチＴ１のオフ切換えの後ダイオードＤ２を介して充分に大きな電流を流れさせるのに役立つ。
【００４３】
ＲＣ要素Ｒ２，Ｃ３のために選択されたサイズに応じて、誘導負荷によって引き起こされて、フリーホイーリングダイオードＤ１のために最終段スイッチＴ１のソース接続部Ｓにおいて、多少の差のある大きさの負のスイッチオフピークが発生し、これらのピークは、最終的に電圧供給接続部Ｖにおける供給電圧ＵV よりも大きいある電圧まで、キャパシタＣ１を付加的に充電するのに用いられる。
【００４４】
キャパシタＣ１の容量は好ましくは、最終段スイッチＴ１の全スイッチオン持続時間中、ゲート供給電圧Ｕ GV （ひいてはこの場合ではほぼゲート電圧ＵＧも）がつねに最終段スイッチＴ１のドレイン接続部Ｄにおける電圧より少なくとも５ボルトだけ高くなるようなサイズをもつように選択される。
さらに、キャパシタＣ１及びＣ２は、最終段スイッチＴ１のオフ切換えの後キャパシタＣ１が非常に迅速に充電されるためパルス幅変調信号の最小スイッチオフ持続時間がスイッチオン持続時間の１０％未満、好ましくはその約１％となり得るような形で寸法決定される。
【００４５】
ＲＣ要素Ｒ１，Ｃ３及びＲ２，Ｃ３の時定数は好ましくは、これが１２０ナノセカンドにあるように選択され、一方フリーホイーリングダイオードＤ１の切換え遅延は、ＲＣ要素Ｒ１，Ｃ３及びＲ２，Ｃ３の時定数の約１０分の１以下、すなわち約１２ナノセカンド以下となるような形で選択される。
本発明の制御装置で生成することのできるパルス幅変調信号は、図２の下方部分で例示されており、ここで、一例として示されているパルス幅変調信号の場合、スイッチオン間隔ＥＩＶのスイッチオン持続時間ｔＥとスイッチオフ間隔ＡＩＶのスイッチオフ持続時間ｔＡとはほぼ等しい。パルス幅変調信号の周期持続時間はｔＰである。
【００４６】
その上、図２は、誘導負荷及びフリーホイーリングダイオードＤ１のためにスイッチオフ持続時間ｔＡ中に起こる負の電圧ピークを示している。
本発明による制御装置は、制御回路ＳＳに加えて、制御回路ＳＳと通信する測定回路ＭＳを含んで成り、ここでは該制御回路ＳＳは監視回路として同時に作動する。
【００４７】
電圧ＵA は、最終段スイッチＴ１がオフ切換えされている測定スイッチオフ間隔ＭＡＩの測定周期ｔＭ中、出力端Ａに接続されている測定タップＭＡで第１のアナログ−デジタル変換器ＡＤ１を介して測定回路ＭＳで監視される。
図２に例示されているようにこの測定周期ｔＭ中、最終段スイッチＴ１の最後のオフ切換え後Ｕ A として、誘導負荷Ｌによりひき起こされる負の電圧ピークが発生するが、この電圧ピークは、フリーホイーリングダイオードＤ１の結果として減少させられ、発電機として負荷Ｌを形成するラジエータファンモータの連続走行のために発生する正の値へと変化する。かくしてラジエーションファンモータは、約５０％の効率度合で多くとも供給電圧接続部Ｖにおける供給電圧ＵV の約半分という量になる発電機電圧Ｕ GE を生成する。
【００４８】
ラジエータファンモータの発電機電圧Ｕ GE を計算するため、測定タップＭＡにおいて測定可能な電圧Ｕ A の測定値は、パルス幅変調スイッチオン間隔ＥＩＶの最後のオフ切換えの後、規定の監視時間ｔＵにおいてとり出される。
測定回路ＭＳは、その測定された電圧に従って発電機電圧Ｕ GE の値を評価し、ここで、それぞれに予め定められた監視時間ｔＵにおける発電機電圧Ｕ GE の発生及びそのサイズから、ロードＬとして作用するラジエータファンモータが自由に稼動し続けているか、又は例えば稼動し続けておらずブロックされているかは明白である。
【００４９】
このことはすなわち、ラジエータファンモータがブロックされず妨害の無い状態で稼動し続けていることを確信するために、測定回路ＭＳは、発電機電圧Ｕ GE がある設定値Ｕ GES より上にあるか否かを確認するだけでよい、ということを意味している。
しかしながら、パルス幅変調信号のオフ切換えは、フィルタＦＩ内に具備されたキャパシタが充電され、供給電圧ＵV が最大値ＵVMまで回復できるようになるという効果もまた有している。
【００５０】
測定スイッチオフ間隔ＭＡＩの後、最終段スイッチＴ１が負荷周期ｔＢで測定スイッチオン間隔ＭＥＩ中に貫通接続された場合、供給電圧ＵV は最大値ＵVMから負荷値ＵVBまで低下するが、これは、供給電圧ＵV 自体を供給する電力供給源が抵抗器を有するために、フィルタＦＩ内のキャパシタの放電が発生するという事実によってひき起こされる。
【００５１】
供給電圧ＵV は、供給電圧接続部Ｖに接続された供給電圧タップＶＡにおいてアナログ−デジタル変換器ＡＤ２を用いて測定でき、かつ測定回路ＭＳにより照会され得るが、ここで最大電圧ＵVMと負荷周期ｔＢの後の電圧ＵVBとの間の差異は、接続部Ａに接続された負荷Ｌがどの程度まで指定された電流を流させることができ、かくしてその負荷がともかく存在しているか、又は（例えば短絡などのために）過度の電流を流しうるか、を明らかにしている。
【００５２】
値ＵVMとＵVBとの間の差がほぼゼロに等しい場合、測定回路ＭＳは、いかなる負荷Ｌも接続されていないことを認識することができる。
電圧ＵVMとＵVBとの間の差が例えばおよそ１ボルト未満であるが０．５ボルト以上の大きさである場合、例えばその寸法決定に対応する負荷が接続される。
ＵVMとＵVBとの間の差が２〜３ボルトよりも大きい電圧にある場合には、例えば短絡を示す負荷Ｌの結果として出力端Ａで過度に大きなひずみが存在し、制御回路ＳＳはこれを、保持回路ＳＨをオフ切換えすることにより制御装置を非活性化するための１つの理由としてとらえることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】
本発明による制御装置の概略的回路を示す図である。
【図２】
本発明による制御装置内でのパルス幅変調信号、測定スイッチオフ間隔及び測定スイッチオン間隔を例示する図である。
【符号の説明】
ＧＳＶ…ゲート電圧供給源
ＥＳ…スイッチオン段
ＡＳ…スイッチオフ段
Ａ…出力端
ＡＩＶ…スイッチオフ間隔
ＥＩＶ…スイッチオン間隔
Ｔ１…最終段スイッチ
ＵGV…ゲート供給電圧
ＳＳ…制御回路
Ｌ…負荷
ＭＳ…測定回路
ＭＡ…測定タップ
ＵV …供給電圧
ＭＥＩ…測定スイッチオン間隔
ＭＡＩ…測定スイッチオフ間隔
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