JP2000299924A - 電源供給制御装置及び方法 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 ショート回路の発生による過電流検出を行う
機能を有するものの、ハードウエア上の障害によらない
過電流の検出が起きた場合には、直ちに電流経路を遮断
しないで、正常な状態への復帰を待つことの可能な電源
供給制御装置および電源供給制御方法を提供する。 【解決手段】 負荷への電力の供給を制御する半導体ス
イッチと、負荷を流れる過剰な電流を検出する過電流検
出回路と、前記検出手段が前記負荷を流れる過剰な電流
を検出した場合に、半導体スイッチをオフする保護回路
とからなっている。そして、負荷を流れる電流の増加率
が所定の値よりも小さい場合には、保護回路による半導
体スイッチをオフする制御を無効とする。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は電源供給制御装置お
よび電源供給制御方法に関し、より詳しくは、制御信号
に応じてスイッチング制御により、電源から負荷への電
力供給を制御する半導体スイッチを備えた電源供給制御
装置および電源供給制御方法に関する。

【０００２】

【従来の技術】従来の半導体スイッチを備えた電源供給
制御装置としては、例えば図８に示すようなものがあ
る。本従来例の電源供給制御装置は、自動車においてバ
ッテリからの電源を選択的に各負荷に供給して、負荷へ
の電力供給を制御する装置である。

【０００３】同図において、本従来例の電源供給制御装
置は、電源１０１の出力電圧ＶＢをヘッドライトやパワ
ーウィンドウの駆動モータ等々の負荷１０２に供給する
経路にシャント抵抗ＲＳおよび温度センサ内蔵ＦＥＴＱ
ＦのドレインＤ−ソースＳを直列接続した構成である。
また、シャント抵抗ＲＳを流れる電流を検出してハード
ウェア回路により温度センサ内蔵ＦＥＴＱＦの駆動を制
御するドライバ９０１と、ドライバ９０１でモニタした
電流値に基づいて温度センサ内蔵ＦＥＴＱＦの駆動信号
をオン／オフ制御するＡ／Ｄ変換器９０２およびマイコ
ン（ＣＰＵ）９０３とを備えている。

【０００４】半導体スイッチとしての温度センサ内蔵Ｆ
ＥＴＱＦは、図示しない温度センサを内蔵して温度セン
サ内蔵ＦＥＴＱＦが規定以上の温度まで上昇した場合に
は、内蔵するゲート遮断回路によって温度センサ内蔵Ｆ
ＥＴＱＦを強制的にオフ制御する過熱遮断機能を備えて
いる。また、図中のＲＧは内蔵抵抗であり、ＺＤ１はゲ
ートＧ−ソースＳ間を１２［Ｖ］に保ってゲートＧに過
電圧が印加されようとした場合にこれをバイパスさせる
ツェナーダイオードである。

【０００５】また、本従来例の電源供給制御装置では、
負荷１０２または温度センサ内蔵ＦＥＴＱＦのドレイン
Ｄ−ソースＳ間における過電流に対する保護機能をも備
えている。即ち、ドライバ９０１は、電流モニタ回路と
しての差動増幅器９１１，９１３と、電流制限回路とし
ての差動増幅器９１２と、チャージポンプ回路９１５
と、マイコン９０３からのオン／オフ制御信号および電
流制限回路からの過電流判定結果に基づき、内部抵抗Ｒ
Ｇを介して温度センサ内蔵ＦＥＴＱＦのゲートＧを駆動
する駆動回路９１４を備えて構成されている。

【０００６】シャント抵抗ＲＳの電圧降下に基づき差動
増幅器９１２を介して、電流が判定値（上限）を超えた
として過電流が検出された場合には、駆動回路９１４に
よって温度センサ内蔵ＦＥＴＱＦをオフ動作とし、その
後電流が低下して判定値（下限）を下回ったら温度セン
サ内蔵ＦＥＴＱＦをオン動作させる。

【０００７】一方、マイコン９０３は、電流モニタ回路
（差動増幅器９１１，９１３）を介して電流を常時モニ
タしており、正常値を上回る異常電流が流れていれば、
温度センサ内蔵ＦＥＴＱＦの駆動信号をオフすることに
より温度センサ内蔵ＦＥＴＱＦをオフ動作させる。な
お、マイコン９０３からオフ制御の駆動信号が出力され
る前に、温度センサ内蔵ＦＥＴＱＦの温度が規定値を超
えていれば、過熱遮断機能によって温度センサ内蔵ＦＥ
ＴＱＦはオフ動作となる。

【０００８】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上記従
来の電源供給制御装置にあっては、電流検出を行うため
に電力の供給経路に直列接続されるシャント抵抗ＲＳを
必要とした構成であり、近年の温度センサ内蔵ＦＥＴＱ
Ｆのオン抵抗の低減に伴う負荷の大電流化により、シャ
ント抵抗の熱損失が無視できないという問題点がある。

【０００９】また、上述の過熱遮断機能や過電流制限回
路は、負荷１０２や配線にほぼ完全な短絡状態が発生し
て大電流が流れる場合には機能するが、ある程度の短絡
抵抗を持つ不完全短絡などのレアショートが発生して小
さい短絡電流が流れた場合には機能せず、電流のモニタ
回路を介してマイコン９０３により異常電流を検出して
温度センサ内蔵ＦＥＴＱＦをオフ制御するしかなく、こ
のような異常電流に対するマイコン制御による応答性が
悪いという事情もあった。

【００１０】また、シャント抵抗ＲＳやＡ／Ｄ変換器９
０２、マイコン９０３等が必要であるため、大きな実装
スペースが必要であり、またこれらの比較的高価な部品
により装置コストが高くなってしまうという問題点もあ
る。

【００１１】更に、過電流制限回路は、ハードウエア上
の障害によらない過電流の検出をも行ってしまうので、
不必要に電流供給が遮断され、ユーザーの使用感を損な
ってしまうという問題点もあった。

【００１２】本発明の目的は、上記従来の問題点や事情
を解決することにあり、ショート回路の発生による過電
流検出を行う機能を有するものの、ハードウエア上の障
害によらない過電流の検出が起きた場合には、直ちに電
流経路を遮断しないで、正常な状態への復帰を待つこと
の可能な電源供給制御装置および電源供給制御方法を提
供することにある。

【００１３】

【課題を解決するための手段】上記目的を達成するた
め、本発明（請求項１）は、電源と負荷の間に接続さ
れ、前記負荷への電力の供給を制御する半導体スイッチ
と、前記負荷を流れる過剰な電流を検出する過電流検出
回路と、前記半導体スイッチに接続され、前記検出手段
が前記負荷を流れる過剰な電流を検出した場合に、前記
半導体スイッチをオフする保護回路と、前記負荷を流れ
る電流の増加率が所定の値よりも小さい場合には、前記
保護回路による前記半導体スイッチをオフする制御を無
効とする制御回路とからなる電源供給制御装置を提供す
る。

【００１４】又、上記構成において、本発明（請求項
２）は、上記請求項１において、前記制御回路は、前記
負荷への電力の供給が開始されてから所定の時間後に、
電流の大きさを測定することによって増加率を検出する
ことを特徴とする電源供給制御装置を提供する。

【００１５】更に、上記構成において、本発明（請求項
３）は、上記請求項１において、前記制御回路は、前記
保護回路による前記半導体スイッチをオフする制御を無
効した後、前記保護回路による制御を再度有効とするこ
とを特徴とする電源供給制御装置を提供する。

【００１６】更に、本発明（請求項４）は、負荷へ電流
の供給を開始する段階と、前記負荷を流れる過剰な電流
を検出する段階と、前記負荷に過剰な電流が流れた場
合、負荷への過剰な電流を供給を停止する段階とを含む
電源供給制御方法であって、前記負荷を流れる電流の増
加率を検出し、それが所定の値よりも小さい場合には、
前記負荷を流れる過剰な電流が検出されていても、前記
負荷への電流の供給を継続することを特徴とする電源供
給制御方法を提供する。

【００１７】更に、本発明（請求項５）は、上記請求項
４において、前記負荷を流れる電流の増加率の検出は、
前記負荷への電力の供給が開始されてから所定の時間後
に、電流の大きさを測定することによって行われること
を特徴とする電源供給制御方法を提供する。

【００１８】

【発明の実施の形態】以下、本発明に係る電源供給制御
装置および電源供給制御方法の実施の形態例について、
図１乃至図７を参照して詳細に説明する。以下の説明で
は、電源供給制御装置および電源供給制御方法は、例え
ば自動車のワイヤーハーネス、具体的には、バッテリか
らの電源を選択的にパワーウインドー等の駆動モータに
供給して、この負荷への電力供給を制御する装置に適用
した実施の形態例について説明するが、本発明はこのよ
うな形態に限定されるものではなく、電源から負荷への
電力供給をスイッチング制御する電源供給制御装置およ
び電源供給制御方法であればどのような形態であっても
適用可能である。

【００１９】ここで、図１は本発明の実施形態の電源供
給制御装置の回路構成図、図２は実施形態で使用する半
導体スイッチ（温度センサ内蔵ＦＥＴ）の詳細な回路構
成図、図３、図４および図５は実施形態の電源供給制御
装置および電源供給制御方法が利用する原理を説明する
説明図、図６は短絡故障時および通常動作時の実施形態
の電源供給制御装置における半導体スイッチの電流と電
圧を例示する波形図である。

【００２０】本発明の実施形態の電源供給制御装置は、
電流振動型遮断機能付スイッチング回路を有するという
ことができる。その理由は、以下の説明によって明らか
になるであろう。この電源供給制御装置は、図１に示さ
れているように、電源１０１の出力電圧ＶＢを負荷１０
２に供給する経路に、半導体スイッチとしての温度セン
サ内蔵ＦＥＴＱＡのドレインＤ−ソースＳを直列接続し
た構成である。ここで、温度センサ内蔵ＦＥＴＱＡには
ＤＭＯＳ構造のＮＭＯＳ型を使用しているがＰＭＯＳ型
でも実現可能である。

【００２１】また同図において、温度センサ内蔵ＦＥＴ
ＱＡを駆動制御する部分については、リファレンスＦＥ
ＴＱＢ、抵抗Ｒ１、Ｒ２、Ｒ５、Ｒ８、Ｒ１０、ＲＧ、
Ｒｒ，ＲＶ、ツェナーダイオードＺＤ１、ダイオードＤ
１、コンパレータＣＭＰ１、駆動回路１１１およびスイ
ッチＳＷ１を備えた構成である。なお、参照符号として
抵抗に"Ｒ"とそれに続く数字および文字を使用している
場合、以下の説明では参照符号として使用すると共に、
それぞれ該抵抗の抵抗値をも表すものとする。また、図
１中の点線で囲った部分１１０ａはアナログ集積化され
るチップ部分（電流振動型遮断機能付スイッチング回
路）を示す。勿論、このアナログ集積化される部分は、
適宜他の回路部分をも統合して集積化することもでき
る。

【００２２】負荷１０２は例えばワイパーやパワーウィ
ンドウの駆動モータ等々であり、ユーザ等がスイッチＳ
Ｗ１をオンさせることにより機能する。駆動回路１１１
には、コレクタ側が電位Ｖ_Ｐに接続されたソーストラン
ジスタＱ５と、エミッタ側が接地電位（ＧＮＤ）に接続
されたシンクトランジスタＱ６とを直列接続して備え、
スイッチＳＷ１のオン／オフ切換えによる切換え信号に
基づき、ソーストランジスタＱ５およびシンクトランジ
スタＱ６をオン／オフ制御して、温度センサ内蔵ＦＥＴ
ＱＡを駆動制御する信号を出力する。なお図中、ＶＢは
電源１０１の出力電圧であり、例えば１２［Ｖ］であ
る。また、Ｖ_Ｐはチャージポンプの出力電圧であり、例
えばＶＢ＋１０［Ｖ］である。

【００２３】半導体スイッチとしての温度センサ内蔵Ｆ
ＥＴＱＡは、より詳しくは図２に示すような構成を備え
ている。図２において、温度センサ内蔵ＦＥＴＱＡは、
抵抗ＲＧ、温度センサ１２１、ラッチ回路１２２及び過
熱遮断用ＦＥＴＱＳを備えている。なお、ＺＤ１はゲー
トＧ−ソースＳ間を１２［Ｖ］に保ってゲートＧに過電
圧が印加されようとした場合にこれをバイパスさせるツ
ェナーダイオードである。

【００２４】つまり、本実施形態で使用する温度センサ
内蔵ＦＥＴＱＡは、温度センサ内蔵ＦＥＴＱＡが規定以
上の温度まで上昇したことが温度センサ１２１によって
検出された場合には、その旨の検出情報がラッチ回路１
２２に保持され、ゲート遮断回路としての過熱遮断用Ｆ
ＥＴＱＳがオン動作となることによって、温度センサ内
蔵ＦＥＴＱＡを強制的にオフ制御する過熱遮断機能を備
えている。

【００２５】温度センサ１２１は４個のダイオードが縦
続接続されてなり、実装上、温度センサ１２１は温度セ
ンサ内蔵ＦＥＴＱＡの近傍に配置形成されている。温度
センサ内蔵ＦＥＴＱＡの温度が上昇するにつれて温度セ
ンサ１２１の各ダイオードの抵抗値が減少するので、Ｆ
ＥＴＱ５１のゲート電位が"Ｌ"レベルとされる電位まで
下がると、ＦＥＴＱ５１がオン状態からオフ状態に遷移
する。これにより、ＦＥＴＱ５４のゲート電位が温度セ
ンサ内蔵ＦＥＴＱＡのゲート制御端子（Ｇ）の電位にプ
ルアップされ、ＦＥＴＱ５４がオフ状態からオン状態に
遷移して、ラッチ回路１２２に"１"がラッチされること
となる。このとき、ラッチ回路１２２の出力が"Ｈ"レベ
ルとなって過熱遮断用ＦＥＴＱＳがオフ状態からオン状
態に遷移するので、温度センサ内蔵ＦＥＴＱＡの真のゲ
ート（ＴＧ）と温度センサ内蔵ＦＥＴＱＡのソース（Ｓ
Ａ）が同電位になって、温度センサ内蔵ＦＥＴＱＡがオ
ン状態からオフ状態に遷移して、過熱遮断されることと
なる。

【００２６】また、本実施形態の電源供給制御装置で
は、負荷１０２または温度センサ内蔵ＦＥＴＱＡのソー
ス（ＳＡ）と負荷１０２間において発生する短絡故障に
よる過電流、或いは不完全短絡故障による異常電流に対
する保護機能をも備えている。以下、図１を参照して、
この保護機能を実現する構成について説明する。

【００２７】先ず、基準電圧発生手段が、リファレンス
ＦＥＴ（第２半導体スイッチ）ＱＢおよび抵抗（第２負
荷）Ｒｒで構成されている。リファレンスＦＥＴＱＢの
ドレインおよびゲートはそれぞれ温度センサ内蔵ＦＥＴ
ＱＡのドレイン（Ｄ）および真のゲート（ＴＧ）に接続
され、リファレンスＦＥＴＱＢのソース（ＳＢ）は抵抗
Ｒｒの一方の端子に接続され、抵抗Ｒｒの他の端子は接
地電位（ＧＮＤ）に接続されている。このように、リフ
ァレンスＦＥＴＱＢおよび温度センサ内蔵ＦＥＴＱＡの
ドレイン（Ｄ）およびゲート（ＴＧ）を共通化すること
により同一チップ（１１０ａ）への集積化を容易にする
ことができる。さらに、抵抗Ｒｒ（第２負荷）をチップ
１１０ａの外部に設置しているので、基準電圧へのチッ
プ１１０ａの温度変化の影響を受け難くすることがで
き、高精度の電流検出を実現することが可能となる。

【００２８】また、リファレンスＦＥＴＱＢおよび温度
センサ内蔵ＦＥＴＱＡは同一プロセスで同一チップ（１
１０ａ）上に形成されたものを使用している。本実施形
態における電流検出手法は、コンパレ−夕ＣＭＰ１によ
る温度センサ内蔵ＦＥＴＱＡのドレイン−ソース間電圧
Ｖ_DSＡと基準電圧との差の検出によつて行われることか
ら、同一チップ上にリファレンスＦＥＴＱＢおよび温度
センサ内蔵ＦＥＴＱＡを形成することにより、電流検出
における同相的誤差要因、即ち電流電圧、温度ドリフト
やロット間のバラツキの影響を除去（削減）するように
している。

【００２９】また、リファレンスＦＥＴＱＢの電流容量
が温度センサ内蔵ＦＥＴＱＡの電流容量よりも小さくな
るように、それぞれのＦＥＴを構成する並列接続のトラ
ンジスタ数を（リファレンスＦＥＴＱＢのトランジスタ
数：１個）＜（温度センサ内蔵ＦＥＴＱＡのトランジス
タ数：１０００個）となるように構成している。

【００３０】さらに、抵抗Ｒｒの抵抗値は、後述のよう
に負荷１０２の抵抗値×（温度センサ内蔵ＦＥＴＱＡの
トランジスタ数：１０００個／リファレンスＦＥＴＱＢ
のトランジスタ数：１個）の値となるように設定され
る。この抵抗Ｒｒの設定により、温度センサ内蔵ＦＥＴ
ＱＡに正常動作の負荷電流（５［ｍＡ］）が流れたとき
と同じドレイン−ソース間電圧Ｖ_DSをリファレンスＦＥ
ＴＱＢに発生させることができる。また、以上のような
回路規定により、リファレンスＦＥＴＱＢおよび抵抗Ｒ
ｒで構成される基準電圧発生手段の構成を極力小型化す
ることができ、実装スペースを縮小して装置コストを低
減することができる。

【００３１】可変抵抗ＲＶはチップ外部に設置され、抵
抗Ｒ２に並列に接続される。可変抵抗ＲＶの抵抗値を変
えることにより抵抗Ｒ２の抵抗値を等価的に可変設定す
る。即ち、抵抗ＲＩ、Ｒ２、ＲＶは、温度センサ内蔵Ｆ
ＥＴＱＡのドレインーソース間電圧Ｖ_DSＡを抵抗値の比
に基づく分圧比で分圧してコンパレータＣＭＰ１に供給
する分圧手段に該当しており、該分圧比を可変抵抗ＲＶ
の設定により調整する。これにより、基準電圧生成手段
の固定された設定値（基準）に対してコンパレータＣＭ
Ｐ１の出力を、"Ｈ"レベルから"Ｌ"レベルに切り替える
ドレインーソース間電圧Ｖ_DSＡのしきい値を変えること
が可能となる。これにより、アナログ集積化する場合で
も１種類のチップ１１０ａで複数の仕様をカバーするこ
とが可能となる。

【００３２】即ち、基準電圧はＲｒで決定されるので変
えようがないので、可変抵抗ＲＶを設けている。この抵
抗によって、ＦＥＴＱＡがオフした後、オンさせるため
の正電圧がコンパレータＣＭＰ１の"＋"入力端子側に加
わる。ＦＥＴＱＡがオンしている時のＲ１とＲ２の中点
電圧は負荷が正常ならＶＢに近い電圧となっている。例
えば、負荷がショートしたような場合等は中点電圧は下
がる。又、Ｒ１とＲ２の中点電圧がＲｒ端電圧より低く
なるとコンパレータＣＭＰ１は反転する。リファレンス
ＦＥＴＱＢがオフする段階でＲｒ端電圧はグランド電位
に近づいていき、ある処で中点電圧が高くなるので、ま
たコンバレータが反転する。この繰り返しが発振とな
る。後述するように、より確実な動作を補償するため
に、ダイオードＤ１でクランプ回路が設けられており発
振を防いでいる。

【００３３】コンパレータＣＭＰ１は、特許請求の範囲
にいう検出手段の一部を成す。コンパレータＣＭＰ１
の"＋"入力端子には、温度センサ内蔵ＦＥＴＱＡのドレ
インＤ−ソースＳＡ間電圧Ｖ_DSAを抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２
および可変抵抗ＲＶの並列抵抗（Ｒ２‖ＲＶ）とで分圧
した電圧が抵抗Ｒ５を介して供給されている。また、コ
ンパレータＣＭＰ１の"−"入力端子には、リファレンス
ＦＥＴＱＢのドレインーソース間電圧Ｖ_DSＡが供給され
ている。つまり、"−"の入力端子に供給される電位よ
り"＋"の入力端子に供給される電位が大きいときに出力
は有効（"Ｈ"レベル）となり、"−"の入力端子に供給さ
れる電位より"＋"の入力端子に供給される電位が小さい
ときに出力は無効（"Ｌ"レベル）となる。

【００３４】次に、以上説明した本実施形態の電源供給
制御装置の回路構成を踏まえて、電源供給制御方法を説
明する。具体的な動作説明を行う前に、図３、図４およ
び図５を参照して、本実施形態の電源供給制御装置およ
び電源供給制御方法が利用する原理について説明する。
ここで、図３はオフ状態からオン状態への遷移時のドレ
イン−ソース間電圧の立ち下がり特性の説明図、図４は
概念的回路図、図５は温度センサ内蔵ＦＥＴのドレイン
電流とゲート−ソース間電圧との特性を説明する説明図
である。

【００３５】半導体スイッチとして温度センサ内蔵ＦＥ
ＴＱＡを使用した場合、電源１０１から負荷１０２への
電力供給経路は、概念的に図４に示すような回路として
表される。負荷１０２には電力供給経路の配線インダク
タンスＬ０と配線抵抗Ｒ０とを含む。なお、経路または
負荷１０２において短絡故障が発生した場合にはＲ０に
は短絡抵抗も含まれることとなる。ここで短絡抵抗は、
本実施形態が適用対象としている自動車において負荷１
０２をヘッドライトと仮定した場合には、上述の完全短
絡（デッドショート）の場合に約４０［ｍΩ］以下であ
り、不完全短絡の場合は約４０〜５００［ｍΩ］であ
る。

【００３６】このような電力供給経路の一部を成す温度
センサ内蔵ＦＥＴＱＡのドレイン−ソース間電圧Ｖ
_DSは、温度センサ内蔵ＦＥＴＱＡがオフ状態からオン状
態へ遷移する際の立ち下がり電圧特性として、図３に示
す如くなる。即ち、短絡の場合、基準負荷（通常動作）
の場合、負荷１０２が抵抗１［ＫΩ］の場合についての
立ち下がり電圧特性である。このように、立ち下がり特
性は、電力供給経路および負荷の状態、即ち、経路が持
つ配線インダクタンス並びに配線抵抗および短絡抵抗に
基づく時定数に応じて変化する。

【００３７】このようなドレイン−ソース間電圧Ｖ_DSの
特性の変化を利用して過電流検出を行う手法として、以
下で説明する手法の他に、所定タイミングで所定しきい
値との比較を行って過電流検出を行う手法が考えられる
が、所定タイミングを規定する手段および所定しきい値
との比較手段を構成するために、コンデンサや複数の抵
抗といった部品を必要とし、これらの部品がばらつくと
検出誤差となってしまうという問題がある。また、コン
デンサが必要であり、該コンデンサはチップ内に搭載で
きないことから、外付け部品が必要となり、装置コスト
のアップ要因となってしまうという問題もあった。

【００３８】図３において、温度センサ内蔵ＦＥＴＱＡ
がオン状態に遷移してドレイン−ソース間電圧Ｖ_DSが飽
和するまでの期間は、温度センサ内蔵ＦＥＴＱＡはピン
チオフ領域で動作する。

【００３９】また、負荷１０２の抵抗が１［ＫΩ］のと
きのドレイン−ソース間電圧Ｖ_DSの変化について、次の
ように考察できる。つまり、第１に、例えば、温度セン
サ内蔵ＦＥＴＱＡに日立製の「ＨＡＦ２００１］を使用
した場合、電源電圧１２［Ｖ］のとき、ドレイン電流Ｉ
Ｄ ＝ １２［ｍＡ］だから、ゲート−ソース間電圧Ｖ
_TGSは、ほぼしきい値電圧１．６［Ｖ］に維持される。
第２に、駆動回路１１１によるゲート（Ｇ）への充電は
継続されるから、このまま行くとゲート−ソース間電圧
Ｖ_TGSは上昇して行ってしまうが、ドレイン−ソース間
電圧Ｖ_DSが低下して、ゲート−ドレイン間の容量値ＣGD
を増大させるので、ゲート−ソース間電圧Ｖ_TGSに達す
る電荷を吸収してしまうことになる。即ち、ドレイン−
ソース間電圧Ｖ_DSはゲート−ソース間電圧Ｖ_TGSに達し
た電荷が電位上昇を生じさせないだけの電荷をゲート−
ドレイン間の容量ＣGDから放電させるような速度で降下
することになる。これにより、ゲート−ソース間電圧Ｖ
_TGSは約１．６［Ｖ］に維持される。そして、ゲートー
ドレイン間電圧Ｖ_ＴＧＤの低下につられてドレインーソ
一ス間電圧Ｖ_DSも低下する。なお、この時、電荷を吸収
する要因は２つあり、第１はゲートードレイン間電圧Ｖ
_ＴＧＤの低下によるゲ―トードレイン間容量ＣＧＤの放
電（ミラー容量）であり、第２はｎ領域の空乏層減少に
よるゲートードレイン間容量ＣＧＤの容量増大である。

【００４０】また、負荷抵抗 ＝ １［ＫΩ］時のドレイ
ン−ソース間電圧Ｖ_DSの変化について、次のような解釈
も可能である。つまり、温度センサ内蔵ＦＥＴＱＡがオ
ン状態に遷移した後の各経過時点で、駆動回路１１１に
よってゲート（Ｇ）の送られる充電電荷を吸収し、真の
ゲート（ＴＧ）の電圧Ｖ_TGSを一定に保つうようなドレ
イン−ソース間電圧Ｖ_DSの値を表わしている。したがっ
て、ある経過時間の後にドレイン−ソース間電圧Ｖ_DSが
図３の負荷抵抗 ＝ １［ＫＧ］時の曲線より上側にあれ
ば、ゲート−ソース間電圧Ｖ_TGSは１．６［Ｖ］よりも
高くなっていることを意味する。なお、ドレイン−ソー
ス間電圧Ｖ_DSは図３の負荷抵抗 ＝ １［ＫΩ］時の曲線
より下側に来ることはない。

【００４１】さらに、同一経過時間における図３の負荷
抵抗 ＝ １［ＫΩ］時の曲線からの距離をΔＶ_DSGAPと
すると、ΔＶ_DSGAP×ＣGD分の電荷をゲート−ソース間
電圧Ｖ _TGSから引き去れば、ゲート−ソース間電圧電圧
Ｖ_TGSは１．６［Ｖ］になることを意味する。換言すれ
ば、ゲート−ソース間電圧Ｖ_TGSは１．６［Ｖ］からこ
の電荷分だけ電位が上昇していることを意味する。この
ことを式で示せば次式となる。

【００４２】 Ｖ_TGS−１．６ ＝ ΔＶ_DSGAP×ＣGD／（ＣGS×ＣGD） 即ち、ΔＶ_DSGAPは（ゲート−ソース間電圧Ｖ_TGS−１．
６［Ｖ］に比例する。

【００４３】また、ゲート−ソース間電圧Ｖ_TGSとドレ
イン電流ＩＤとの間には、図５の特性に示すように、比
例に近い１対１の関係がある。ここで、図５の特性は日
立製の「ＨＡＦ２００１」のものであり、図中のＶ_GSは
ここではゲート−ソース間電圧Ｖ_TGSに相当する。した
がって、ΔＶ_DSGAPは図５の特性に示されるような対応
関係に基づいてドレイン電流ＩＤを表すということがで
きる。図５において、ドレイン電流ＩＤ ＝ １０［Ａ］
近辺の分解能は約６０［ｍＶ／Ａ］である。即ち、１
［Ａ］のドレイン電流ＩＤの変化が６０［ｍＶ］のゲー
ト−ソース間電圧Ｖ _TGSに対応し、±５［Ａ］のドレイ
ン電流ＩＤの変化に対して±０．４［Ｖ］のゲート−ソ
ース間電圧Ｖ_TGSの変化が対応する。なお、この分解能
は従来例においてシャント抵抗ＲＳ ＝ ６０［ｍΩ］相
当の分解能に相当する。

【００４４】なお、ドレイン電流ＩＤがゼロの時はゲー
トを充電する回路およびミラー容量だけでドレイン−ソ
ース間電圧Ｖ_DSの曲線は決まるが、ドレイン電流ＩＤが
流れると、回路のインダクタンスＬｃおよび回路全体の
抵抗Ｒｃの影響を受けることになる。ドレイン電流ＩＤ
が増大するに連れて、ドレインーソース間電圧Ｖ_DSの曲
線は浮き上がっていくが、完全短路（デッドショート）
のようにドレイン電流ＩＤが大きくなると、ドレイン電
流ＩＤの立ち上り勾配はゲートを充電する回路による充
電速度で決まる一定値に収れんし、したがって、ゲート
−ソース間電圧Ｖ_TGSの曲線も収れんすることとなる。
なお、ドレイン−ソース間電圧Ｖ_TGDが変化ゼロである
ときのゲートーソース間電圧Ｖ_TGSの曲線の立ち上りで
決まるドレイン電流ＩＤの立ち上り勾配が極限勾配であ
る。

【００４５】次に、再び図４に示す観念的回路図を参照
しながら、駆動回路１１１がオフ制御を行う時の温度セ
ンサ内蔵ＦＥＴＱＡにおける動作（ドレインーソース間
電圧Ｖ_DSおよびドレイン電流ＩＤの力関係）について詳
細に説明する。

【００４６】駆動回路１１１のソ一ストランジスタＱ５
がオフ状態に遷移してシンクトランジスタＱ６がオン状
態に遷移すると、真のゲート（ＴＧ）に蓄積された電荷
は抵抗ＲＧおよびＲ８並びにシンクトランジスタＱ６を
介して放電する。

【００４７】この時、温度センサ内蔵ＦＥＴＱＡがオー
ミック領域にある間は、ゲート電流が放電し、ゲートー
ソース間電圧Ｖ_TGSが低下してもドレイン電流ＩＤには
殆ど影響を与えない。またドレイン−ソース間電圧Ｖ_DS
も殆ど変化しない。

【００４８】温度センサ内蔵ＦＥＴＱＡがピンチオフ領
域に入ると、ゲート電荷の放電はゲート−ソース間電圧
Ｖ_TGSを低下させてドレイン電流ＩＤを減少させようと
するが、ドレイン電流ＩＤは外部回路で決まる条件で動
作を続けようとするので、ドレイン−ソース間電圧Ｖ_DS
が増加してゲートードレイン間容量ＣGDを充電すること
により、ゲートの放電電荷量をキャンセルしてドレイン
電流ＩＤへの影響を無くす働きをする。なお、ドレイン
ーソース閲電圧Ｖ_DSが変化できる範囲でこのようなカバ
ー動作が続くことになる。また、この現象は、ドレイン
電流ＩＤを変化させる力とドレイン−ソース間電圧Ｖ_DS
を変化させる力の大小関係から生じるものであり、ドレ
イン電流ＩＤを変化させる力に比べてドレイン−ソース
間電圧Ｖ _DSを変化させる力が圧倒的に弱いことによるも
のである。

【００４９】ドレイン電流ＩＤの増加仮定で駆動回路１
１１がオフ制御を行うようになっても、ドレイン電流Ｉ
Ｄはドレイン−ソース間電圧Ｖ_DSが変化（増加）できる
間は、該ドレイン−ソース間電圧Ｖ_DSの変化によつてカ
バーされ、ドレイン電流ＩＤは増加し続ける。ドレイン
−ソ一ス間電圧Ｖ_DSが増加できなくなった時点で、ドレ
イン電流ＩＤはゲート電荷の放電のみで決まる電位（ゲ
一トーソ―ス間電圧Ｖ _TGS）に従って減少する。すなわ
ち駆動回路１１１がオフ制御を行うようになつても、ド
レイン電流ＩＤはドレインーソース聞電圧Ｖ_DSの変化が
終わるまではあまり影響を受けないこととなる。以上の
メカニズムが温度センサ内蔵ＦＥＴＱＡのオン／オフ動
作の根拠になつている。

【００５０】最後に、ゲートを充電する回路が異なる
と、同じ負荷電流に対してドレイン−ソース間電圧Ｖ_DS
の曲線は変わってくる。したがって、ゲート充電電流は
常に同じ条件を保つ必要がある。なお、ゲート充電電流
を減らせばドレイン−ソース間電圧Ｖ_DSの曲線は上方に
シフトすることになる。この性質を利用して、同じドレ
イン電流ＩＤに対してドレイン−ソース間電圧Ｖ_DSを増
大させるようにすれば、過熱遮断保護機能による過熱遮
断を促進させることができる。後述の過熱遮断促進回路
（過熱遮断促進回路）はこれを利用したものである。

【００５１】次に、以上の考察を踏まえて、本実施形態
の電源供給制御装置の動作を説明する。先ず、サーマル
ＥＦＴＱＡおよび基準電圧生成手段（リファレンスＦＥ
ＴＱＢ、抵抗Ｒｒ）について説明する。温度センサ内蔵
ＦＥＴＱＡおよびリファレンスＦＥＴＱＢは１０００：
１のカレントミラー（Current mirror）回路を構成し、
負荷抵抗端電圧とＲｒ端電圧が等しい時、ドレイン電流
ＩＤ_QA ＝ １０００×ドレイン電流ＩＤ_QBとなる。

【００５２】したがって、温度センサ内蔵ＦＥＴＱＡの
ドレイン電流としてＩＤ_QA ＝ ５［Ａ］、リファレンス
ＦＥＴＱＢのドレイン電流としてＩＤ_QB ＝ ５［ｍＡ］
がそれぞれ流れているときは、温度センサ内蔵ＦＥＴＱ
ＡおよびリファレンスＦＥＴＱＢのそれぞれのドレイン
−ソース間電圧Ｖ_DSとゲート−ソース間電圧Ｖ_TGSは一
致する。即ち、Ｖ_DSA ＝ Ｖ_DSB，Ｖ_TGSA ＝ Ｖ_TGSBとな
る。ここで、Ｖ_DSA ＝Ｖ_DSBはそれぞれ温度センサ内蔵
ＦＥＴＱＡ、リファレンスＦＥＴＱＢのドレイン−ソー
ス間電圧であり、Ｖ_TGSA ＝ Ｖ_TGSBはそれぞれ温度セン
サ内蔵ＦＥＴＱＡ、リファレンスＦＥＴＱＢのゲート−
ソース間電圧である。

【００５３】したがって、リファレンスＦＥＴＱＢが完
全にオン状態に遷移しているときは、抵抗Ｒｒの両端に
ほぼ電源電圧ＶＢが印加されるから、温度センサ内蔵Ｆ
ＥＴＱＡに接続する５［Ａ］負荷に等価なリファレンス
ＦＥＴＱＢの負荷として、抵抗Ｒｒの抵抗値は、例え
ば、以下のように算出される。

【００５４】即ち、温度センサ内蔵ＦＥＴＱＡのオン抵
抗を全体で３０ｍΩ、電源電圧ＶＢを１２Ｖとし、電流
Ｉａのカレントミラーが成立すると、抵抗Ｒｒの抵抗値
と負荷の抵抗が等しいという条件から、負荷に加わる電
圧Ｖｒａと抵抗Ｒｒに加わる電圧Ｖｒｂが等しくなる。
すると、電圧Ｖｒａ ＝ Ｖｒｂ ＝ ＶＢ-（Ｉａ x ３０
ｍΩ x １０００）が成り立つ。Ｉａ ＝ １０Ａ／１０
００ ＝ １０ｍＡとすると、Ｖｒａ ＝ Ｖｒｂ ＝ １
１．７Ｖとなり、Ｒｒｂ ＝ １１．７Ｖ／１０ｍＡ ＝
１．１７ＫΩが算出される。

【００５５】このように、ここでは、温度センサ内蔵Ｆ
ＥＴＱＡに５［Ａ］の負荷電流が流れたときのドレイン
−ソース間電圧Ｖ_DSの値（曲線）を基準とするが、温度
センサ内蔵ＦＥＴＱＡに対してトランジスタ数比（ ＝
電流容量比）の小さいリファレンスＦＥＴＱＢを用いて
基準電圧生成手段を構成することにより、基準電圧生成
手段をより小型化して、小さなチップ占有面積で要求機
能を実現できるわけである。さらに、上述のように、リ
ファレンスＦＥＴＱＢと温度センサ内蔵ＦＥＴＱＡと同
一プロセスで、同一チップ上に構成することにより、ロ
ット間ばらつき、温度ドリフトの影響を除去することが
できて、検出精度を大幅に改善できる。

【００５６】次に、ピンチオフ領域における動作につい
て説明する。温度センサ内蔵ＦＥＴＱＡがオフ状態から
オン状態に遷移すると、ドレイン電流はＩＤ_QAは回路抵
抗で決まる最終負荷電流値を目指して立ち上がってい
く。また、温度センサ内蔵ＦＥＴＱＡのゲート−ソース
間電圧Ｖ_TGSAは、ドレイン電流ＩＤ_QAで決まる値を取
り、ドレイン−ソース間電圧Ｖ_DSAの低下によるコンデ
ンサ容量ＣGDのミラー効果でブレーキをかけられなが
ら、これも立ち上がっていく。さらに、リファレンスＦ
ＥＴＱＢのゲート−ソース間電圧Ｖ_TGSBは、リファレン
スＦＥＴＢが抵抗Ｒｒ＝ １．４［ＫΩ］を負荷とする
ソースフォロアとして動作することにより決まる。

【００５７】また、温度センサ内蔵ＦＥＴＱＡのゲート
−ソース間電圧Ｖ_TGSAは、ドレイン電流ＩＤ_QAの増加に
応じて大きくなっていくので、ゲート−ソース間電圧は
Ｖ_{TG SB}＜Ｖ_TGSAとなる。また、Ｖ_DSA ＝ Ｖ_TGSB＋
Ｖ_TGD，Ｖ_DSB ＝ Ｖ_TGSB＋Ｖ_TGDの関係があるから、Ｖ
_DSA−Ｖ_DSB ＝ Ｖ_TGSA−Ｖ_TGSBとなる。ここで、ゲート
−ソース間電圧の差Ｖ_TGSA−Ｖ_TGSBは、ドレイン電流Ｉ
Ｄ_QA一ドレイン電流ＩＤ_QBを表すから、Ｖ_TGSＡーＶ
_TGSＢを検出することにより、ドレイン電流ＩＤ_QAと基
準電圧発生手段を流れる電流ＩＤ_QBとの差を得ることが
できる。基準電圧発生手段を流れる電流ＩＤ_QBは、Ｖ
_DSＢが小さくなるにつれて（このときはＶ_DSＡも小さく
なつている）ＩＤ_QA ＝ ５［Ａ］に相当する５［ｍＡ］
に近づく。

【００５８】リファレンスＦＥＴＱＢのドレイン−ソー
ス間電圧Ｖ_DSBはコンパレータＣＭＰ１に直接入力さ
れ、温度センサ内蔵ＦＥＴＱＡのドレイン−ソース間電
圧Ｖ_{DS A}はＲ１と抵抗Ｒ２で分圧した値（ここでは可変
抵抗ＲＶについて考慮に入れないものとする）がコンパ
レータＣＭＰ１に入力される。即ち、 Ｖ_DSA×Ｒ１／（Ｒ１＋Ｒ２）………（１） がコンパレータＣＭＰ１に入力されることになる。サー
マルＦＥＧＱＡがオン状態に遷移した直後は、リファレ
ンスＦＥＴＱＢのドレイン−ソース間電圧Ｖ_DSB＞
（１）であるが、温度センサ内蔵ＦＥＴＱＡのドレイン
電流ＩＤ_QAが増加するに連れて（１）は増加し、ついに
はリファレンスＦＥＴＱＢのドレイン−ソース間電圧Ｖ
_DSBより大きくなり、この時、コンパレータＣＭＰ１の
出力は"Ｈ"レベルから"Ｌ"レベルに変化して、駆動回路
１１１のオフ制御により、温度センサ内蔵ＦＥＴＱＡを
オフ状態に遷移させる。

【００５９】なお、コンパレータＣＭＰ１では、ダイオ
ードＤ１と抵抗Ｒ５でヒステリシスが形成されている。
温度センサ内蔵ＦＥＴＱＡがオフ状態に遷移したとき、
駆動回路１１１のシンクトランジスタＱ６によりゲート
電位は接地され、ダイオードＤ１のカソード側と温度セ
ンサ内蔵ＦＥＴＱＡのドレインＤ間の電位差は、Ｖ_{DS B}
−０．７［Ｖ］（ツェナーダイオードＺＤ１の順方向電
圧）になるので、抵抗Ｒ１→抵抗Ｒ５→ダイオードＤ１
の経路で電流が流れ、コンパレータＣＭＰ１の"＋"入力
端子の電位は、駆動回路１１１がオン制御しているとき
より低下する。したがって、オフ状態に遷移したときよ
り小さいドレイン−ソース間電圧の差Ｖ _DSA−Ｖ_DSBまで
温度センサ内蔵ＦＥＴＱＡはオフ状態を維持し、その後
オン状態に遷移することとなる。このヒステリシス特性
が導入されているため、コンパレータＣＭＰ１の"＋"入
力端子の電位が基準電圧付近で発振モードとなることが
防止される。なお、ヒステリシス特性の付け方にはいろ
いろな方法があるが、これはその一例である。

【００６０】温度センサ内蔵ＦＥＴＱＡがオフ状態に遷
移するときのドレイン−ソース間電圧Ｖ_DSAをしきい値
Ｖ_DSAthとすると、次式が成立する。

【００６１】

【数１】 Ｖ_DSAth−Ｖ_DSA ＝ Ｒ２／Ｒ１×Ｖ_DSB（at ５［ｍＡ］）………（２） 過電流判定値は（２）式で決まることになる。なお、過
電流判定値を変更するには、チップ１１０ａ外部に接地
されている抵抗Ｒ２に並列接続の可変抵抗ＲＶを調整す
る。可変抵抗ＲＶの抵抗値を小さくすることにより過電
流判定値を下方にシフトさせることができる。

【００６２】次に、オーミック領域における動作につい
て説明する。配線が正常な状態で、温度センサ内蔵ＦＥ
ＴＱＡがオン状態に遷移すると、温度センサ内蔵ＦＥＴ
ＱＡは連続的にオン状態を維持することとなるので、ゲ
ート−ソース間電圧Ｖ_TGSA、Ｖ_TGSBは１０［Ｖ］近くま
で達し、温度センサ内蔵ＦＥＴＱＡ，リファレンスＦＥ
ＴＱＢともオーミック領域で動作する。

【００６３】この領域ではゲートーソース間電圧Ｖ_ＧＳ
とドレイン電流ＩＤの間には１対１の関係は無くなる。
日立製の「ＨＡＦ２００１」の場合、オン抵抗がゲート
ーソース間電圧Ｖ_ＧＳ ＝ １０［Ｖ］のとき、ＲDS（O
N） ＝ ３０［ｍΩ］であるので、次式となる。

【００６４】

【数２】 Ｖ_DSB ＝ ５［Ａ］×３０［ｍΩ］ ＝ ０．１５［Ｖ］ Ｖ_DSA ＝ ＩＤ_QA×３０［ｍΩ］ Ｖ_DSA−Ｖ_DSB ＝ ３０［ｍΩ］×（ＩＤ_QA−５［Ａ］）……（３） また、配線の短絡等でドレイン電流ＩＤ_QAが増加すると
式（３）の値が大きくなり、過電流判定値を超えると温
度センサ内蔵ＦＥＴＱＡをオフ状態に遷移させる。この
後は上記ピンチオフ領域の状態に移り、温度センサ内蔵
ＦＥＴＱＡはオン状態およびオフ状態への遷移を繰り返
して、最終的に過熱遮断に至る。なお、過熱遮断に至る
前に、配線が正常に復帰すれば、（間欠的短絡故障の
例）、温度センサ内蔵ＦＥＴＱＡは連続的にオン状態を
維持するようになり、オーミック領域の動作に戻る。

【００６５】図６には、本実施形態の電源供給制御装置
における温度センサ内蔵ＦＥＴＱＡの電流と電圧の波形
図を例示している。ここで、図６（ａ）はドレイン電流
ＩＤ（Ａ）を、図６（ｂ）ドレイン−ソース間電圧Ｖ_DS
をそれぞれ示し、図中、は完全短絡（デッドショー
ト）の場合、は通常動作の場合、は不完全短絡の場
合である。

【００６６】完全短絡（デッドショート）が発生してい
る場合（図中）には、温度センサ内蔵ＦＥＴＱＡがオ
フ状態からオン状態に遷移したとき、ドレイン電流ＩＤ
が急激に流れるが、温度センサ内蔵ＦＥＴＱＡのオン状
態を継続して、温度センサ内蔵ＦＥＴＱＡを過熱させ、
過熱遮断の保護機能、即ち過熱遮断用ＦＥＴＱＳのオン
状態への遷移によって温度センサ内蔵ＦＥＴＱＡを過熱
遮断する。

【００６７】また、ある程度の短絡抵抗を持つ不完全短
絡が発生している場合（図中）には、上述のように温
度センサ内蔵ＦＥＴＱＡのオン／オフ制御を繰り返して
行って、ドレイン電流ＩＤを大きく変動させ、温度セン
サ内蔵ＦＥＴＱＡの周期的な発熱作用によって、過熱遮
断の保護機能、即ち過熱遮断用ＦＥＴＱＳのオン状態へ
の遷移によって温度センサ内蔵ＦＥＴＱＡを過熱遮断を
速めている。

【００６８】一方、デッドショートのような場合には、
上記のような保護機能によって、直ちに電流経路を遮断
するのが好ましいが、これとは別にハードウエア上の障
害によらない過電流の検出が起こる場合がある。具体的
には、モータがロック状態となった場合である。この様
な場合には、直ちに電流経路を遮断するのは好ましくな
い。障害物が除去されモータのロック状態が解けること
も有りえるからである。

【００６９】ショート状態とモータのロック状態とは、
系のインダクタンスの大きさに差がある。デッドショー
トの場合、系のインダクタンスは非常に小さいと考えら
れる。つまり、実際には、このインダクタンスはワイヤ
ーハーネスのインダクタンスに過ぎない。通常のモータ
駆動では、インダクタンスが大きいので電流の増加率、
つまり電流の立ち上がり時間（di/dt）が小さい。これ
に対して、モータがロック状態となっている場合、イン
ダクタンスは見かけ上小さくなるので電流の立ち上がり
時間（di/dt）は長くなる。

【００７０】図７は、ｔ ＝ ０を負荷のスイッチを入れ
た時刻として、その後の電流の立ち上がりの変化を示し
ている。つまり、正常な状態では、モータが回転をする
ために電流の立ち上がりはゆっくりである。一方、ショ
ート状態では、インダクタンスが小さいので電流は素早
く立ち上がる。そして、モータがロック状態となってい
る場合には、電流の立ち上がり時間はそれらの中間であ
る。

【００７１】従って、この電流の立ち上がり時間を検出
することによって、デッドショート状態とモータのロッ
ク状態の区別を行うことが可能である。

【００７２】この為、デッドショート状態とモータのロ
ック状態の区別を付けるために、本発明ではもう１つの
電流判定回路を設けている。即ち、ＦＥＴＱＣは、リフ
ァレンスＦＥＴＱＢと同様の接続関係を持ち、これと並
列に接続されており、そのドレイン端子が外付抵抗Ｒｃ
を介して設置されている。又、ＦＥＴＱＣのドレイン端
子はコンパレータＣＭＰ２のマイナス端子に接続されて
いる。一方、コンパレータＣＭＰ２のプラス端子は、Ｆ
ＥＴＱＡのソース端子に接続されている。従って、負荷
１０２を流れる電流が、外付抵抗Ｒｃで決まるロック設
定電流よりも大きい場合には、コンパレータＣＭＰ２か
ら例えば１２［Ｖ］の出力が出される。そうでなけれ
ば、コンパレータＣＭＰ２の出力は接地電位である。こ
こで、ロック設定電流は、過電流検出の電流値よりも低
く設定される。

【００７３】コンパレータＣＭＰ２の出力は、ワンショ
ット回路ＳＣが出力検出用トランジスタＱ７のベースに
制御パルスを出力したタイミングで検出される。出力検
出用トランジスタＱ７のエミッタは抵抗Ｒｃを介して設
置されており、コンパレータＣＭＰ１と駆動回路１１１
の間に設けられたスイッチング回路ＳＷに接続されてい
る。このスイッチング回路ＳＷは、初期状態としてはコ
ンパレータＣＭＰ１の出力信号を駆動回路１１１にその
まま通すが、出力検出用トランジスタＱ７のエミッタ電
位が上昇した場合、それを制御信号としてオフし、コン
パレータＣＭＰ１と駆動回路１１１の間の接続を切断す
る。

【００７４】ワンショット回路ＳＣは、図７の破線で示
したように、負荷のスイッチを入れた時刻から、ショー
ト状態とモータのロック状態とで電流値の差異が十分と
なるような時間を経てから、制御パルスを出力する。こ
の時点で、ロック状態にあれば、スイッチング回路ＳＷ
に制御信号が入力されコンパレータＣＭＰ１からの過電
流検出電流を無効にする。スイッチング回路ＳＷは、制
御信号が除去されてから一定時間、例えば１０秒から１
分程度オフの状態を維持し、その後初期状態に戻る。

【００７５】

【発明の効果】以上説明したように、本実施形態の電源
供給制御装置および電源供給制御方法では、電流検出を
行うために電力の供給経路に直列接続される従来のよう
なシャント抵抗を不要とし、シャント抵抗を用いずに高
精度の過電流検出が可能であり、装置全体としての熱損
失を抑えることができ、また、完全短絡による過電流検
出のみならず、ある程度の短絡抵抗を持つ不完全短絡な
どのレアショートが発生した場合の異常電流をもハード
ウェア回路によって連続的に検出可能である。

【００７６】更に、ハードウエア上の障害によらない過
電流の検出が起きた場合には、直ちに電流経路を遮断し
ないで、正常な状態への復帰を待つことも可能となって
いる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の実施形態の電源供給制御装置の回路構
成図。

【図２】本発明の実施形態で使用する半導体スイッチ
（温度センサ内蔵ＦＥＴ）の詳細な回路構成図。

【図３】本発明の実施形態の電源供給制御装置および電
源供給制御方法が利用する原理を説明する説明図。

【図４】本発明の実施形態の電源供給制御装置および電
源供給制御方法が利用する原理を説明する説明図。

【図５】本発明の実施形態の電源供給制御装置および電
源供給制御方法が利用する原理を説明する説明図。

【図６】本発明に係わる電源供給制御装置における温度
センサ内蔵ＦＥＴＱＡの電流と電圧を示す波形図。

【図７】本発明に係わる電源供給制御装置において、ｔ
＝ ０を負荷のスイッチを入れた時刻として、その後の
電流の立ち上がりの変化を示す波形図。

【図８】従来の半導体スイッチを備えた電源供給制御装
置を示す回路図。

【符号の説明】

１０１ 電源 １０２ 負荷 １１０ａ チップ １１１ 駆動回路 １２１ 温度センサ １２２ ラッチ回路 ９０１ ドライバ ９０２ 変換器 ９０３ マイコン ９１１，９１２，９１３ 差動増幅器 ９１４ 駆動回路 ９１５ チャージポンプ回路 ＣＭＰ１ コンパレータ ＣＭＰ２ コンパレータ Ｄ１ ダイオード Ｌ０ 配線インダクタンス Ｌｃ インダクタンス Ｑ５ ソーストランジスタ Ｑ６ シンクトランジスタ Ｑ７ 出力検出用トランジスタ Ｒ０ 配線抵抗 Ｒ１〜Ｒ１０ 抵抗 ＲＧ 内部抵抗 ＲＳ シャント抵抗 ＲＶ 可変抵抗 Ｒｃ 外付抵抗 Ｒｒ 抵抗 ＳＣ ワンショット回路 ＳＷ スイッチング回路 ＳＷ１ スイッチ ＶＢ 出力電圧 ＶＢ 電源電圧 ＺＤ１ ツェナーダイオード

Claims (5)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 電源と負荷の間に接続され、前記負荷へ
   の電力の供給を制御する半導体スイッチと、前記負荷を
   流れる過剰な電流を検出する過電流検出回路と、前記半
   導体スイッチに接続され、前記検出手段が前記負荷を流
   れる過剰な電流を検出した場合に、前記半導体スイッチ
   をオフする保護回路と、前記負荷を流れる電流の増加率
   が所定の値よりも小さい場合には、前記保護回路による
   前記半導体スイッチをオフする制御を無効とする制御回
   路とからなる電源供給制御装置。
2. 【請求項２】 前記制御回路は、前記負荷への電力の供
   給が開始されてから所定の時間後に、電流の大きさを測
   定することによって増加率を検出することを特徴とする
   請求項１に記載の電源供給制御装置。
3. 【請求項３】 前記制御回路は、前記保護回路による前
   記半導体スイッチをオフする制御を無効した後、前記保
   護回路による制御を再度有効とすることを特徴とする請
   求項１に記載の電源供給制御装置。
4. 【請求項４】 負荷へ電流の供給を開始する段階と、前
   記負荷を流れる過剰な電流を検出する段階と、前記負荷
   に過剰な電流が流れた場合、負荷への過剰な電流を供給
   を停止する段階とを含む電源供給制御方法であって、前
   記負荷を流れる電流の増加率を検出し、それが所定の値
   よりも小さい場合には、前記負荷を流れる過剰な電流が
   検出されていても、前記負荷への電流の供給を継続する
   ことを特徴とする電源供給制御方法。
5. 【請求項５】 前記負荷を流れる電流の増加率の検出
   は、前記負荷への電力の供給が開始されてから所定の時
   間後に、電流の大きさを測定することによって行われる
   ことを特徴とする請求項４に記載の電源供給制御方法。