JPH1093349A - 周波数逓倍器 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 トランジスタの入出力特性の非線形性がより
大きくなる点で、トランジスタを動作させることによ
り、変換利得を向上させて、逓倍出力信号の出力電力を
大きくする。 【解決手段】 本発明の周波数逓倍器３１は、入力信号
を入力整合回路３３を通してトランジスタ３２に入力す
ると共に、トランジスタ３２から出力された逓倍出力信
号を反射型基本波信号帯域抑圧回路４１及び出力整合回
路４２を通して出力させるように構成されたものにおい
て、トランジスタ３２の出力端子と反射型基本波信号帯
域抑圧回路４１の入力端子の間に、定在波を発生する伝
送線路４０を設けるように構成したものである。この構
成の場合、トランジスタ３２の出力端子にかかる電圧が
高くなるため、トランジスタ３２がその入出力特性の非
線形性がより大きくなる点で動作するようになり、逓倍
出力信号の出力電力が大きくなる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、マイクロ波やミリ
波等の周波数帯域の信号を入力して、その逓倍出力信号
を出力するように構成された周波数逓倍器に関する。

【０００２】

【従来の技術】周波数逓倍器は、トランジスタ等の入出
力特性の非線形性を利用して、入力信号の周波数の整数
倍の周波数信号（即ち、逓倍出力信号）を出力するよう
に構成されている。この構成の場合、逓倍出力信号の電
力をより大きくすると共に、不要信号の電力をより小さ
くすることが要求されている。ここで、不要出力とは、
トランジスタ等から出力される出力信号のうちの逓倍出
力信号以外の信号である低次及び高次の周波数信号のこ
とである。この不要出力の中で、入力信号の周波数と同
じ周波数の出力信号を基本波信号という。この基本波信
号の出力電力は逓倍出力信号の出力電力よりも大きい場
合が多いため、この基本波信号を出力させないように抑
圧する回路が上記周波数逓倍器に設けられている。

【０００３】このような周波数逓倍器は、基本的には、
入力整合回路とトランジスタと基本波信号帯域抑圧回路
と出力整合回路とから構成されている。上記入力整合回
路は入力信号の周波数に対して整合をとる回路であり、
上記出力整合回路は逓倍出力信号の周波数に対して整合
をとる回路である。また、基本波信号帯域抑圧回路とし
ては、基本波信号（不要信号）を反射する反射型の回路
を使用することが一般的である。

【０００４】一方、上記構成の周波数逓倍器をモノリシ
ックマイクロ波集積回路（ＭＭＩＣ）で構成したもの
が、従来より知られている。この構成の一例として、
「“Ａ６０ＧＨｚ ＭＭＩＣ ＳＴＡＢＩＬＩＺＥＤ
ＦＲＥＱＵＥＮＣＹ ＳＯＵＲＣＥ ＣＯＭＰＯＳＥＤ
ＯＦ Ａ ３０ＧＨｚ ＤＲＯ ＡＮＤ Ａ ＤＯＵ
ＢＬＥＲ“ １９９５ ＩＥＥＥ Ｍｉｃｒｏｗａｖｅ
Ｓｙｍｐ．Ｄｉｇｅｓｔ ｐｐ．７１−７４」に示さ
れた周波数逓倍器がある。この周波数逓倍器の具体的構
成を、図７に示す。

【０００５】この図７に示すように、周波数逓倍器１
は、入力整合回路２とトランジスタ３と反射型基本波信
号帯域抑圧回路４と出力整合回路５とを有して構成され
ている。上記入力整合回路２は、伝送線路６とスタブ７
とから構成されており、この伝送線路６とスタブ７の接
続点をコンデンサ８の一端に接続し、このコンデンサ８
の他端を入力端子９としている。また、トランジスタ３
は例えばＦＥＴから構成されており、そのゲートを、入
力整合回路２の伝送線路６の他端に接続すると共に、伝
送線路１０及びコンデンサ１１を介して接地している。

【０００６】更に、反射型基本波信号帯域抑圧回路４は
オープンスタブ１２から構成され、出力整合回路５は伝
送線路１３とスタブ１４とから構成されている。トラン
ジスタ３のドレインは、上記スタブ１２の一端に接続さ
れると共に、伝送線路１３の一端に接続され、更に、伝
送線路１５及びコンデンサ１６を介して接地されてい
る。トランジスタ３のソースは接地されている。また、
伝送線路１３とスタブ１４の接続点がコンデンサ１７の
一端に接続され、このコンデンサ１７の他端が出力端子
１８となっている。尚、伝送線路１０とコンデンサ１１
の接続点を、ゲートバイアスを供給する電圧端子１９と
し、また、伝送線路１５とコンデンサ１６の接続点を、
ドレインバイアスを供給する電圧端子２０としている。

【０００７】

【発明が解決しようとする課題】ところで、上述した構
成の周波数逓倍器においては、トランジスタの入出力特
性の非線形性を利用して逓倍出力信号を生成する構成で
あるので、一般的に、その変換利得が非常に小さくなっ
てしまう、換言すると、逓倍出力信号の出力電力が小さ
くなってしまうという特性がある。このため、周波数逓
倍器の変換利得を大きくすることが強く望まれている。

【０００８】そこで、本発明者は、周波数逓倍器の変換
利得を大きくしようとして、種々の実験を試みた。ま
ず、トランジスタの入出力特性の非線形性がより大きく
なる点でトランジスタを動作させると、逓倍出力信号の
出力電力が大きくなるという特性が知られているので、
本発明者はこの特性に着目した。そして、トランジスタ
の入出力特性の非線形性がより大きくなる点で、トラン
ジスタを動作させるためには、トランジスタの出力端子
にかかる高周波電圧を高くすれば良いことに本発明者は
気付いた。

【０００９】ここで、トランジスタの出力端子にかかる
電圧を高くする方法として、外から電圧を印加するため
の電圧端子をトランジスタの出力端子に接続する方法が
容易に考えられる。しかしながら、このように電圧を印
加した場合、直流電圧レベルが高くなるのみで、本発明
者の意図しているような高周波電圧が高くなる効果は期
待できない。

【００１０】このため、本発明者は、外から電圧を印加
することなく、トランジスタの出力端子にかかる電圧を
高くする方法がないかと考えた。ここで、本発明者は、
トランジスタの出力端子から出力された基本波信号が反
射型基本波信号帯域抑圧回路で反射し、更に、この反射
信号がトランジスタの出力端子で反射することを繰り返
すことにより、トランジスタの出力端子と反射型基本波
信号帯域抑圧回路の入力端子とを接続する部分（伝送線
路）で反射減衰していることに着目した。そして、本発
明者は、上記反射減衰する基本波信号を利用してトラン
ジスタの出力端子にかかる電圧を高くできるのではない
かと考え、この考えを押し進めた結果、上記基本波信号
及び反射信号に基づいて定在波を発生する機能を有する
伝送線路を、トランジスタの出力端子と反射型基本波信
号帯域抑圧回路の入力端子との間に設ける構成を発明し
た。

【００１１】そして、上記発明の動作を確かめるため
に、本発明者は、定在波を発生する伝送線路をトランジ
スタの出力端子と反射型基本波信号帯域抑圧回路の入力
端子との間に設けた周波数逓倍器のＭＭＩＣを作製する
実験を行った。そして、この作製した周波数逓倍器から
出力される逓倍出力信号の出力電力及び変換利得を測定
してみたところ、出力電力及び変換利得がかなり大きく
なっていることを実際に確認した。この作製した周波数
逓倍器のＭＭＩＣの具体的構成並びに測定結果について
は、発明の実施の形態の欄で詳細に説明する。

【００１２】本発明の目的は、トランジスタの入出力特
性の非線形性がより大きくなる点でトランジスタが動作
するように構成することにより、変換利得を向上させる
と共に、逓倍出力信号の出力電力を大きくすることがで
きる周波数逓倍器を提供するにある。

【００１３】

【課題を解決するための手段】請求項１の発明によれ
ば、トランジスタの出力端子と反射型基本波信号帯域抑
圧回路の入力端子の間に、定在波を発生する所定長さの
伝送線路を設ける構成としたので、トランジスタの出力
端子にかかる電圧を高くすることができ、トランジスタ
の入出力特性の非線形性がより大きくなる点でトランジ
スタが動作するようになる。この結果、変換利得が向上
すると共に、逓倍出力信号の出力電力が大きくなる。そ
して、この構成の場合、定在波を発生する機能を有する
伝送線路は、その長さを調節するだけで比較的簡単に設
計することが可能であるので、容易に実現することがで
きる。

【００１４】請求項２の発明によれば、伝送線路の長さ
を、トランジスタから出力される基本波信号の位相と、
反射型基本波信号帯域抑圧回路で反射された基本波信号
が更にトランジスタの出力端子で反射された信号の位相
とが同位相となるように設定した。これにより、定在波
の振幅が最大になるから、トランジスタの出力端子にか
かる電圧も最大になる。従って、トランジスタの入出力
特性の非線形性が最大になる点でトランジスタが動作す
るようになるから、変換利得を最大にすることができ
る。

【００１５】請求項３の発明によれば、伝送線路の長さ
を、トランジスタから出力される基本波信号と、反射型
基本波信号帯域抑圧回路で反射された基本波信号が更に
トランジスタの出力端子で反射された信号とが互いに強
め合うような位相関係となるように設定した。これによ
り、基本波信号とその反射信号とが強め合うように重畳
されるようになるから、トランジスタの出力端子にかか
る電圧が上記伝送線路が存在しない場合に比べて大きく
なる。従って、トランジスタの入出力特性の非線形性が
より大きくなる点でトランジスタが動作するようになる
から、変換利得及び出力電力を大きくすることができ
る。

【００１６】この構成の場合、請求項４の発明に記載さ
れたように、位相差φｄが、式（１）で決められる範囲
内に属するように、伝送線路の長さを設定すると、基本
波信号とその反射信号とが互いに強め合うような関係に
実際に構成することができる。これにより、変換利得を
向上させることができると共に、逓倍出力信号の出力電
力を大きくすることができる。そして、請求項５の発明
に記載されたように、位相差φｄを定義する構成とする
と、伝送線路の長さを計算により容易に設定することが
できる。

【００１７】また、請求項６の発明によれば、逓倍出力
信号として偶数次の高調波信号を出力する場合、反射型
基本波信号帯域抑圧回路を、抑圧する基本波信号周波数
に対応した伝送線路内波長λの１／４長のオープンスタ
ブまたは１／２長のショートスタブから構成した。これ
により、反射型基本波信号帯域抑圧回路を比較的簡単な
構成にて容易に実現することができる。

【００１８】更に、請求項７の発明によれば、逓倍出力
信号として奇数次の高調波信号を出力する場合、反射型
基本波信号帯域抑圧回路を、抑圧する基本波信号周波数
に対応した信号を減衰させる機能を有するバンドパスフ
ィルタから構成した。これにより、反射型基本波信号帯
域抑圧回路を比較的簡単な構成にて容易に実現すること
ができる。

【００１９】

【発明の実施の形態】以下、本発明の第１の実施例につ
いて図１ないし図４を参照しながら説明する。この第１
の実施例の周波数逓倍器は、例えばＦＭＣＷ方式のミリ
波レーダシステム用の信号源の一部分として使用するた
めのものであり、入力信号の周波数（例えば３０ＧＨ
ｚ）を２逓倍（６０ＧＨｚに変換）して出力する機能を
有している。まず、図１は、上記第１の実施例の周波数
逓倍器３１の電気回路構成を示す図である。

【００２０】この図１に示すように、周波数逓倍器３１
の能動素子としてのトランジスタ３２は、例えばＩｎＰ
基板上に作製したＩｎＡｌＡｓ／歪ＩｎＧａＡｓヘテロ
構造を用いた高電子移動度トランジスタ（以下ＨＥＭＴ
と称する）から構成されている。このＨＥＭＴ３２のゲ
ート長は０．５μｍであり、単位ゲート幅は２５μｍで
あり、フィンガー数は２本である。

【００２１】上記ＨＥＭＴ３２のゲートには、入力整合
回路３３が接続されている。この入力整合回路３３は、
伝送線路３４とスタブ３５を接続して構成されている。
この場合、入力整合回路３３の伝送線路３４及びスタブ
３５は、３０ＧＨｚ帯の入力信号に対して整合をとるよ
うに構成されている。そして、上記伝送線路３４の一端
（スタブ３５と接続しない側の端子）を上記ＨＥＭＴ３
２のゲートに接続している。また、伝送線路３４とスタ
ブ３５の接続点をコンデンサ３６の一端に接続し、この
コンデンサ３６の他端を入力端子３７とし、この入力端
子３７に入力信号を入力するように構成されている。更
に、スタブ３５の他端（伝送線路３４と接続しない側の
端子）は、コンデンサ３８を介して接地されていると共
に、ゲートバイアスを供給する電圧端子３９となってい
る。

【００２２】また、ＨＥＭＴ３２のドレインはトランジ
スタの出力端子を構成するものであり、このドレインに
は、定在波を発生する伝送線路４０の一端が接続されて
いる。この伝送線路４０の具体的構成及びその動作につ
いては後述する。上記伝送線路４０の他端には、反射型
基本波信号帯域抑圧回路４１及び出力整合回路４２の入
力端子が接続されている。

【００２３】上記反射型基本波信号帯域抑圧回路４１
は、基本波信号の周波数（本実施例の場合、３０ＧＨ
ｚ）に対応した線路内波長λの１／４長のオープンスタ
ブ４３から構成されている。このオープンスタブ４３の
一端が、反射型基本波信号帯域抑圧回路４１の入力端子
であり、上記伝送線路４０の他端に接続されている。ま
た、出力整合回路４２は、伝送線路４４とスタブ４５を
接続して構成されている。この場合、出力整合回路４２
の伝送線路４４及びスタブ４５は、６０ＧＨｚ帯の出力
信号に対して整合をとるように構成されている。そし
て、上記伝送線路４４の一端（スタブ４５と接続しない
側の端子）を、上記伝送線路４０の他端に接続してい
る。また、伝送線路４４とスタブ４５の接続点をコンデ
ンサ４６の一端に接続し、このコンデンサ４６の他端を
出力端子４７としている。この出力端子４７から、逓倍
出力信号（本実施例の場合、６０ＧＨｚの周波数信号）
を出力するように構成されている。

【００２４】また、スタブ４５の他端（伝送線路４４と
接続しない側の端子）は、コンデンサ４８を介して接地
されている。このコンデンサ４８とスタブ４５の接続点
が、ドレインバイアスを供給する電圧端子４９となって
いる。更に、ＨＥＭＴ３２のソースは接地されている。

【００２５】そして、上記した周波数逓倍器３１を構成
する各回路要素（即ち、ＨＥＭＴ３２、伝送線路３４、
４０、４４、スタブ３５、４３、４５、コンデンサ３
６、３８、４６、４８、端子３７、３９、４７、４９）
は、例えばＩｎＰ基板上に集積して形成されており、も
って、周波数逓倍器３１がＭＭＩＣとして作製されてい
る。この作製した周波数逓倍器３１は、３０ＧＨｚ帯の
入力信号を入力して、６０ＧＨｚ帯（２逓倍）の出力信
号を出力するＭＭＩＣ（のチップ）である。

【００２６】また、上記ＭＭＩＣを作製するに際して、
伝送線路及びスタブとしては図２に示す構成のコプレー
ナ線路５０を用いた。このコプレーナ線路５０は、Ｉｎ
Ｐ基板５１上に配設された信号線５２と、この信号線５
２の両側に配設された接地電極５３、５３とから構成さ
れている。ここで、信号線５２及び接地電極５３は例え
ば金で形成されている。そして、信号線５２の幅寸法Ｗ
ｓを５０μｍとし、信号線５２と接地電極５３との間隔
Ｗｇを４３μｍとした。この構成の場合、上記コプレー
ナ線路５０内における３０ＧＨｚの高周波信号の波長
（線路内波長）は、計算によると約３９００μｍとなっ
た。

【００２７】ここで、上述した構成の周波数逓倍器（Ｍ
ＭＩＣ）３１の実際の回路パターンを、図４に示す。こ
の図４において各符号及び引き出し線が示す各構成は、
図１において各符号及び引き出し線が示す各構成と同じ
構成である。尚、上記ＭＭＩＣ（周波数逓倍器）３１の
チップサイズは、２．７×１．７ｍｍである。

【００２８】次に、前記伝送線路４０が定在波を発生す
る動作について、図３も参照して説明する。この図３に
示すように、伝送線路４０においては、ＨＥＭＴ３２の
ドレインから出力される基本波信号Ｓ１と、反射型基本
波信号帯域抑圧回路４１で反射された基本波信号が更に
ＨＥＭＴ３２のドレインで反射された信号Ｓ２により、
定在波が発生する。そして、この定在波の振幅が、ＨＥ
ＭＴ３２のドレインから出力される出力信号（逓倍出力
信号並びに不要信号（即ち、基本波信号Ｓ１を含む信
号））に加わって重畳されるようになる。

【００２９】この結果、ＨＥＭＴ３２のドレインにかか
る電圧が上記定在波の振幅分だけ大きくなり、ＨＥＭＴ
３２の入出力特性の非線形性がより大きくなる点でＨＥ
ＭＴ３２が動作するようになる。これにより、周波数逓
倍器３１の変換利得が大きくなると共に、逓倍出力信号
の出力電力が大きくなる。

【００３０】ここで、上述した２つの信号Ｓ１及びＳ２
が強め合うような位相関係となる条件について考察して
みる。まず、２つの信号Ｓ１、Ｓ２の位相差φｄが下記
の式（１）で定義される範囲内に属する場合、２つの信
号Ｓ１、Ｓ２が強め合うような位相関係となり、定在波
の振幅が大きくなる。

【００３１】 ｎ×３６０−１２０≦φｄ≦ｎ×３６０＋１２０ （１） （但し、ｎは整数である） 従って、上記式（１）が成立するように、伝送線路４０
の長さを設定（設計）すれば良い。ここで、上記位相差
φｄは次の式（２）で定義される。

【００３２】 φｄ＝（２×φＬ）＋φＡ＋φＢ （２） この式（２）において、φＬは、伝送線路４０の長さを
Ｌｄとしたとき、この長さＬｄに対応する基本波信号Ｓ
１の位相遅れである。そして、この位相遅れφＬ（度）
は次の式（３）で定義される。

【００３３】 φＬ＝（Ｌｄ／λ）×３６０ （３） この式（３）において、λは基本波信号Ｓ１の伝送線路
４０内の波長（線路内波長）であり、本実施例の場合、
約３９００μｍである。

【００３４】また、前記式（２）において、φＡは伝送
線路４０からＨＥＭＴ３２のドレインをみた反射係数Γ
Ａ（図３参照）のうちの位相特性である。そして、φＢ
は伝送線路４０から反射型基本波信号帯域抑圧回路４
１、即ち、オープンスタブ４３の入力端子をみた反射係
数ΓＢ（図３参照）のうちの位相特性である。

【００３５】そこで、本発明者は、３０ＧＨｚの基本波
信号Ｓ１について、上記２つの反射係数ΓＡ、ΓＢを測
定した。この測定結果を下記に示す。

【００３６】

【数２】 この場合、反射係数ΓＡのうちの「０．７２５２」は振
幅特性であり、「−２９．７６２１°」は位相特性であ
る。同様にして、反射係数ΓＢのうちの「１．０」は振
幅特性であり、「１８０°」は位相特性である。

【００３７】これら反射係数ΓＡ、ΓＢの各位相特性の
測定値と、前記３つの式（１）、（２）、（３）とか
ら、ｎ＝１の場合の伝送線路４０の長さＬｄを求める
と、この長さＬｄは次の式（４）で決められる範囲とな
る。

【００３８】 ４８６．２１（μｍ）≦Ｌｄ≦１７８６．２１（μｍ） （４） 従って、伝送線路４０の長さＬｄを上記式（４）の範囲
内に属するように設定して、周波数逓倍器（ＭＭＩＣ）
３１を作製すれば、伝送線路４０において、２つの信号
Ｓ１、Ｓ２が強め合う位相関係となり、十分振幅の大き
い定在波が発生するようになることがわかる。

【００３９】そこで、本発明者は、伝送線路４０の長さ
Ｌｄが上記式（４）の範囲内に属するものとして、Ｌｄ
を５００μｍに設定した周波数逓倍器３１と、Ｌｄを６
００μｍに設定した周波数逓倍器３１とを作製し、ま
た、Ｌｄが上記式（４）の範囲内に属しないものとし
て、Ｌｄを２５０μｍに設定した周波数逓倍器３１を作
製した。そして、これら作製した３つの周波数逓倍器３
１の変換利得を測定した。この測定結果を、下記の表１
に示す。

【００４０】

【表１】 この表から、Ｌｄを５００μｍ、６００μｍに設定した
場合は、Ｌｄを２５０μｍに設定した場合に比べて、変
換利得がかなり向上したことがわかる。即ち、前記２つ
の信号Ｓ１、Ｓ２の位相差φｄが１８０度に近い場合
（信号Ｓ１と信号Ｓ２とが逆位相に近い場合）に比べ
て、上記位相差φｄが１８０度からある程度離れて３６
０度に近づいた場合（信号Ｓ１と信号Ｓ２とが同位相に
近づいた場合）の方が変換利得が大幅に向上しているこ
とがわかる。これにより、位相差φｄが前記式（１）で
定義される範囲内に属しているとき、変換利得が向上す
ることを確認することができた。

【００４１】また、上記位相差φｄが３６０度になる場
合、即ち、信号Ｓ１と信号Ｓ２とが同位相の場合、伝送
線路４０に発生する定在波の振幅が最大になるから、変
換利得も最大になると考えられる。そして、位相差φｄ
を３６０度にするには、伝送線路４０の長さＬｄを約１
１００μｍに設定すれば良いことが計算により求められ
る。従って、伝送線路４０の長さＬｄを約１１００μｍ
に設定して周波数逓倍器３１を作製すれば、変換利得が
最大の構成を実現することができる。

【００４２】この場合、ＭＭＩＣ化した周波数逓倍器３
１のチップは、なるべく小さいサイズである方が好まし
いので、上記したように伝送線路４０の長さＬｄを約１
１００μｍに設定してしまうと、チップサイズがかなり
大きくなってしまうという不具合が生ずる。このため、
実際には、チップサイズの制約から、伝送線路４０の長
さＬｄを５００μｍまたは６００μｍ程度に設定した周
波数逓倍器３１（試作したもの）が最も好ましい構成と
なる。

【００４３】また、上記実施例では、周波数逓倍器３１
を周波数２逓倍器として構成したが、これに限られるも
のではなく、周波数４逓倍器として構成しても良い。具
体的には、１５ＧＨｚ帯の入力信号を入力して、６０Ｇ
Ｈｚ帯の逓倍出力信号を出力する４逓倍器を作製する場
合、入力整合回路３３を１５ＧＨｚ帯で整合をとるよう
に構成し、出力整合回路４２を６０ＧＨｚ帯で整合をと
るように構成し、反射型基本波信号帯域抑圧回路４１を
１５ＧＨｚの線路内波長λ１の１／４長のオープンスタ
ブで構成するようにすれば良い。

【００４４】図５及び図６は本発明の第２の実施例を示
すものであり、第１の実施例と異なるところを説明す
る。尚、第１の実施例と同一部分には、同一符号を付し
ている。上記第２の実施例の周波数逓倍器３１は、２０
ＧＨｚ帯の入力信号を入力して、６０ＧＨｚ帯の逓倍出
力信号を出力する３逓倍器であり、いわゆる奇数次の高
調波信号を出力する構成である。

【００４５】この周波数逓倍器３１においては、入力整
合回路３３を２０ＧＨｚ帯で整合をとるように構成し、
出力整合回路４２を６０ＧＨｚ帯で整合をとるように構
成している。そして、反射型基本波信号帯域抑圧回路４
１を、６０ＧＨｚ帯の信号を通過させるバンドパスフィ
ルタ５４で構成している。このバンドパスフィルタ５４
の回路パターンを図６に示す。上記バンドパスフィルタ
５４は、ＩｎＰ基板５１上に階段状且つ島状に形成され
た複数個の信号線５５と、これら信号線５５の両側に形
成された接地電極５６、５６とから構成されている。
尚、図６中に示すλ３は、６０ＧＨｚ帯の周波数信号の
線路内波長である。

【００４６】また、上記周波数逓倍器３１においては、
図５に示すように、ＨＥＭＴ３２のゲートに伝送線路５
７の一端を接続し、この伝送線路５７の他端をコンデン
サ３８を介して接地している。そして、伝送線路５７と
コンデンサ３８との接続点をゲートバイアスを供給する
電圧端子３９としている。また、ＨＥＭＴ３２のドレイ
ンに伝送線路５８の一端を接続し、この伝送線路５８の
他端をコンデンサ４８を介して接地している。そして、
伝送線路５８とコンデンサ４８との接続点をドレインバ
イアスを供給する電圧端子４９としている。

【００４７】更に、上述した以外の第２の実施例の構成
は、第１の実施例の構成と同じ構成となっている。従っ
て、この第２の実施例においても、第１の実施例とほぼ
同じ作用効果を得ることができる。

【００４８】尚、上記各実施例では、ＩｎＰ基板を使用
したが、これに代えて、ＧａＡｓ基板を使用しても良
い。また、上記各実施例では、伝送線路やスタブをコプ
レーナ線路５０により構成したが、マイクロストリップ
線路により構成しても良い。更にまた、上記各実施例で
は、トランジスタをＨＥＭＴ３２により構成したが、こ
れに限られるものではなく、他のＦＥＴ（電界効果トラ
ンジスタ）により構成しても良いし、また、バイポーラ
トランジスタ（例えばヘテロバイポーラトランジスタ）
により構成しても良い。

【００４９】また、上記各実施例では、１つの周波数逓
倍器を１つのＭＭＩＣチップとして構成したが、周波数
逓倍器に入力信号を供給する電圧制御発振器と周波数逓
倍器とを１つのＭＭＩＣチップとして構成しても良い
し、また、周波数逓倍器から出力される信号を増幅する
増幅回路と周波数逓倍器とを１つのＭＭＩＣチップとし
て構成しても良いし、更に、電圧制御発振器と周波数逓
倍器と増幅回路とを１つのＭＭＩＣチップとして構成し
ても良い。

【００５０】更にまた、上記各実施例では、ミリ波レー
ダシステム用の信号源の一部分を構成する周波数逓倍器
に適用したが、これに限られるものではなく、マイクロ
波やミリ波を使用する通信システム用の信号源の一部分
を構成する周波数逓倍器に適用しても良い。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の第１の実施例を示す電気回路図

【図２】コプレーナ線路の斜視図

【図３】伝送線路の動作を説明するための図

【図４】周波数逓倍器の回路パターンを示す図

【図５】本発明の第２の実施例を示す図１相当図

【図６】バンドパスフィルタの回路パターンを示す図

【図７】従来構成を示す図１相当図

【符号の説明】

３１は周波数逓倍器、３２は高電子移動度トランジス
タ、３３は入力整合回路、３７は入力端子、３９は電圧
端子、４０は伝送線路、４１は反射型基本波信号帯域抑
圧回路、４２は出力整合回路、４３はオープンスタブ、
４７は出力端子、４９は電圧端子、５０はコプレーナ線
路、５１はＩｎＰ基板、５４はバンドパスフィルタを示
す。

Claims (7)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 入力信号を入力整合回路を通してトラン
   ジスタに入力すると共に、前記トランジスタから出力さ
   れた逓倍出力信号を反射型基本波信号帯域抑圧回路及び
   出力整合回路を通して出力させるように構成された周波
   数逓倍器において、 前記トランジスタの出力端子と前記反射型基本波信号帯
   域抑圧回路の入力端子の間に、定在波を発生する所定長
   さの伝送線路を設けたことを特徴とする周波数逓倍器。
2. 【請求項２】 前記伝送線路の長さを、前記トランジス
   タから出力される基本波信号の位相と、前記反射型基本
   波信号帯域抑圧回路で反射された基本波信号が更に前記
   トランジスタの出力端子で反射された信号の位相とが同
   位相となるように設定したことを特徴とする請求項１記
   載の周波数逓倍器。
3. 【請求項３】 前記伝送線路の長さを、前記トランジス
   タから出力される基本波信号と、前記反射型基本波信号
   帯域抑圧回路で反射された基本波信号が更に前記トラン
   ジスタの出力端子で反射された信号とが互いに強め合う
   位相関係となるように設定したことを特徴とする請求項
   １記載の周波数逓倍器。
4. 【請求項４】 前記トランジスタから出力される基本波
   信号と、前記反射型基本波信号帯域抑圧回路で反射され
   た基本波信号が更に前記トランジスタの出力端子で反射
   された信号との位相差をφｄ（度）としたとき、この位
   相差φｄが下記の式（１）で定義される範囲内に属する
   ように、前記伝送線路の長さを設定することにより、前
   記２つの信号が互いに強め合うように構成したことを特
   徴とする請求項３記載の周波数逓倍器。 ｎ×３６０−１２０≦φｄ≦ｎ×３６０＋１２０ （１） 但し、ｎは整数である。
5. 【請求項５】 前記伝送線路から前記トランジスタの出
   力端子をみた反射係数ΓＡの位相特性をφＡとし、前記
   伝送線路から前記反射型基本波信号帯域抑圧回路の入力
   端子をみた反射係数ΓＢの位相特性をφＢとし、前記伝
   送線路の長さＬｄに対応する基本波信号の位相遅れをφ
   Ｌとしたとき、前記位相差φｄを次の式（２）で定義し
   たことを特徴とする請求項４記載の周波数逓倍器。 φｄ＝（２×φＬ）＋φＡ＋φＢ （２） ここで、位相遅れφＬ（度）は次の式（３）で定義され
   る。 φＬ＝（Ｌｄ／λ）×３６０ （３） 但し、λは基本波信号の伝送線路内波長である。また、
   前記反射係数ΓＡ、ΓＢは、位相特性φＡ、φＢの他に
   振幅特性α、βを有しており、次のように記載される。 【数１】
6. 【請求項６】 前記逓倍出力信号として偶数次の高調波
   信号を出力する場合には、前記反射型基本波信号帯域抑
   圧回路を、抑圧する基本波信号周波数に対応した伝送線
   路内波長λの１／４長のオープンスタブまたは１／２長
   のショートスタブから構成したことを特徴とする請求項
   １ないし５のいずれかに記載の周波数逓倍器。
7. 【請求項７】 前記逓倍出力信号として奇数次の高調波
   信号を出力する場合には、前記反射型基本波信号帯域抑
   圧回路を、抑圧する基本波信号周波数に対応した信号を
   減衰させる機能を有するバンドパスフィルタから構成し
   たことを特徴とする請求項１ないし５のいずれかに記載
   の周波数逓倍器。