JPH11162036A

JPH11162036A - 記録装置

Info

Publication number: JPH11162036A
Application number: JP9328289A
Authority: JP
Inventors: Takashi Omori; 隆大森
Original assignee: Sony Corp
Current assignee: Sony Corp
Priority date: 1997-11-28
Filing date: 1997-11-28
Publication date: 1999-06-18

Abstract

(57)【要約】【課題】高速レートでの記録再生動作の安定化。【解決手段】磁界反転動作時に機能するスイッチング
素子に対する制御パルス（Ｓｉｇ３）の幅が単位時間Ｔ
の１／２未満であるように設定し、磁界ヘッド電流の変
化を急峻にする。これにより外部磁界、あるいはディス
クの保磁力の違い等の各種の変動要因による記録される
磁界データ位置への影響を低減する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は光磁気記録方式を採
用した記録装置に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】近年、音楽やデータの記録媒体として光
磁気ディスクが実用化され、特に再生専用だけでなく、
ユーザーが光磁気ディスクに音楽やデータを記録するこ
とができるようにしたシステムが知られている。

【０００３】磁界変調方式の場合、図１０に示すよう
に、ディスク９１に対する記録ヘッドとしては、光学ヘ
ッド９２と磁気ヘッド９３がディスク９１を挟んで対向
する状態に形成される。９ｌａはディスク９１の垂直磁
化膜である。記録動作時には垂直磁化膜９ｌａに対して
光学ヘッド９２からレーザ光を照射し、垂直磁化膜９１
における記録部位をキュリー温度以上に高める。このと
き磁気ヘッド９３からＮ又はＳの磁界を与えることで、
その磁気パターンが垂直磁化膜９ｌａに記録されること
になる。従って、磁気ヘッド９３が記録すべきデータに
応じてＮ又はＳの磁界を発生させることで、ディスク９
１に対するデータ記録が実現される。

【０００４】このような磁界変調方式で記録を行なう場
合は、例えば図１１（ａ）のような矩形波状の記録信号
に対して、磁気ヘッド９３のコイル９３ａに流れる電流
は図１１（ｂ）のように或る時定数を有する積分波形と
なる。また磁気ヘッド９３による磁界は図１１（ｃ）の
ようにほぼ電流波形と等しい積分波形となる。なお、ｌ
ｄは駆動電流、Ｈｄはこれに対応する磁場の強さであ
る。

【０００５】ところで、一般にこのように光学ヘッドと
磁気ヘッドを用いる光磁気記録方式の場合、磁気ヘッド
としては、光学ヘッドのレンズの移動範囲に十分な磁界
を与えられるものとする必要がある。殆どの装置の場合
は、レンズの移動範囲は直径０．６〜ｌｍｍの領域であ
り、また対応する磁気ヘッドは、中央部にコイルが巻か
れた直方体センターポールと、両端に磁界のサイドパス
となるサイドヨークの直方体を持つ、いわゆるＥ字コア
のものが使われている。このセンターポールの断面積
は、レンズの移動範囲である直径０．６〜ｌｍｍに対応
するようにすることが最も効率が良い。またセンターポ
ールの巻線についての効率を考えて、巻線部の断面をほ
ぼ正方形とする方法が用いられている。

【０００６】この条件で、巻線抵抗を低くして、かつ十
分な巻数を与えるには、Φ５０〜１００μｍの線材を用
いて、３０〜４０ターンの巻数とすることが好適とされ
ている。この条件下でコア材をフェライトとすると、コ
イルのインダクタンスＬとしては概ね４〜６μＨ、抵抗
値は０．５〜１Ωの範囲となる。この値は他のパラメー
タを変えてもほぼ一定となり、従って磁気ヘッドの駆動
回路は、Ｌ＝５μＨで最適化すれば、実用上十分な特性
を得ることができる。

【０００７】近来、この光磁気ディスク記録装置を音楽
データ用途に使用した例が、ミニディスクシステムとし
て実用化されている。この場合、磁気ヘッドを駆動する
ことになる記録データはいわゆるＥＦＭ変調（８−１４
変調）が施されたデータであるが、このＥＦＭデータは
パルス反転間隔が最小３Ｔ〜最大１１Ｔとなるパルス信
号である。ここでＥＦＭ信号の転送レートはＴ＝２３０
ｎｓｅｃとなるレートに設定しており、この転送レート
のＥＦＭ信号に基づく磁気ヘッドの磁界記録動作が最適
化されている。また、この転送レートは音楽データにつ
いては十分なものであるが、他の用途、例えばコンピュ
ータ用のデータや動画映像データ等の記録／再生を考え
ると、より高速化が求められることになる。

【０００８】ここで、通常の転送レート（音楽用途の転
送レート）と、高速の転送レート（コンピュータデータ
等の用途の転送レート）を切り換えて使用することので
きる磁気ヘッド駆動系の回路構成を図１２に示す。

【０００９】音声などのデータは端子１２２からエンコ
ーダ１１４に供給され、ＣＩＲＣエンコード、ＥＦＭ変
調等が施されて記録データ（ＥＦＭ信号）とされる。Ｅ
ＦＭ信号は制御信号生成回路１１５に供給される。制御
信号生成回路１１５は論理回路として形成されており、
ＥＦＭ信号（Ｓｉｇ０）に基づいて論理演算を行い、磁
気ヘッド駆動回路１１６に対する制御信号Ｓｉｇｌ〜Ｓ
ｉｇ６を生成し、出力する。磁気ヘッド駆動回路１１６
は制御信号Ｓｉｇｌ〜Ｓｉｇ６に応じて磁気ヘッド１０
６のコイル１０６Ｌに電流を流し、磁気ヘッド１０６か
らディスクに対して磁界を印加させることになる。つま
り図１０、図１１で説明した動作が行われる。

【００１０】またクロック発生部１２０は、通常転送レ
ートの動作を実行させるクロックを発生させる。クロッ
ク周波数可変部１２１はクロック発生部１２０からのク
ロック周波数をＮ倍し、（１／Ｎ）レート、即ち高速レ
ートのクロックを発生させる。クロック発生部１２０か
らの通常レート用クロックと、クロック周波数可変部１
２１からの高速レート用クロックは、図示しない制御部
（マイコン）などからの切換信号Ｓｅｌに応じたスイッ
チ１２２の切換動作で選択され、処理クロックＣＫとし
てエンコーダ１１４及び制御信号生成回路１１５に供給
される。つまり、スイッチ１２２がＮ端子に接続されて
いる場合は、通常転送レートで記録動作が実行され、ま
たＦ端子が接続されている場合は例えば通常の二倍レー
トなどの高速転送レートで記録動作が実行されることに
なる。

【００ｌｌ】磁気ヘッド駆動回路１１６は例えば図１３
のように構成される。まず制御信号生成回路１１５から
の制御信号Ｓｉｇｌ〜Ｓｉｇ６のそれぞれがスイッチン
グ制御信号とされているスイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ
６が設けられている。

【００１２】磁気ヘッド１０６のコイル１０６Ｌに接続
されるヘッド端子ｈｌは、スイッチング素子ＳＷ１を介
して正の直流電源１１６ａに接続されているとともに、
スイッチング素子ＳＷ５を介して接地されている。さら
にこのヘッド端子ｈ１は、スイッチング素子ＳＷ３を介
して負の直流電源１１６ｂに接続され、またダイオード
Ｄ１を介しても負の直流電源１１６ｂに接続されてい
る。

【００１３】またコイル１０６Ｌの他端に接続されるヘ
ッド端子ｈ２は、スイッチング素子ＳＷ２を介して正の
直流電源１１６ａに接続されているとともに、スイッチ
ング素子ＳＷ６を介して接地されている。さらにこのヘ
ッド端子ｈ２は、スイッチング素子ＳＷ４を介して負の
直流電源１１６ｂに接続され、またダイオードＤ２を介
しても負の直流電源１１６ｂに接続されている。なお、
正の直流電源１１６ａの電位＋Ｖは例えば＋５Ｖ、負の
直流電源１１６ｂの電位−Ｖは例えば−４５Ｖ程度に設
定されている。また接地は０Ｖ電位の電源として用いら
れる。

【００１４】この構成の磁気ヘッド駆動回路１１６に対
して制御信号Ｓｉｇｌ〜Ｓｉｇ６を供給する制御信号生
成回路１１５には、図１４のような論理回路が形成され
ており、ＥＦＭ信号（Ｓｉｇ０）及びクロックＣＫを用
いて制御信号Ｓｉｇ１〜Ｓｉｇ６を生成するようにして
いる。

【００１５】端子１６０にはＥＦＭ信号が信号Ｓｉｇ０
として供給される。また端子１６７は図１２のスイッチ
１２２を介してクロックＣＫが供給される。この制御信
号生成回路１１５はインバータＩＶ１１１，ＩＶ１１
２、フリップフロップＦＦ１１１，ＦＦ１１２、アンド
ゲートＡ１１１〜Ａ１１６、イクスクルーシブオアゲー
トＥＸ１００、ノアゲートＮＲ１００から構成されてい
る。また端子１６１〜１６６はそれぞれ制御信号Ｓｉｇ
ｌ〜Ｓｉｇ６の出力端子となる。

【００１６】図１５を用いて図１４の制御信号生成回路
１１５の動作を説明する。今、端子１６０から図１５
（ａ）のような信号Ｓｉｇ０（ＥＦＭ信号）が供給さ
れ、また端子１６７から図１５（ｂ）のようにクロック
ＣＫが供給されるとする。ｔ１，ｔ２，ｔ３はＥＦＭ信
号の反転タイミングを示しており、図１５（ａ）の信号
Ｓｉｇ０はｔｌ〜ｔ２で反転間隔３Ｔ、ｔ２〜ｔ３で反
転間隔４Ｔとなっていたとする。

【００１７】信号Ｓｉｇ０は、まず直接端子１６１に供
給され、これが図１５（ｊ）に示すような制御信号Ｓｉ
ｇ１とされる。また信号Ｓｉｇ０は、インバータＩＶ１
１１で論理反転されて端子１６２に供給され、これが図
１５（ｋ）にホすような制御信号Ｓｉｇ２とされる。

【００１８】また信号Ｓｉｇ０はフリップフロップＦＦ
１１１のＤ端子、及びイクスクルーシブオアゲートＥＸ
１００に供給される。クロックＣＫによってラッチ動作
を行なうフリップフロップＦＦ１１１のＱ出力は図１５
（ｃ）のようになる。このＱ出力はイクスクルーシブオ
アゲートＥＸ１００に供給される。

【００１９】イクスクルーシブオアゲートＥＸ１００で
は図１５（ｃ）のフリップフロップＦＦ１１１のＱ出力
と、信号Ｓｉｇ０の排他的論理和が取られるため、その
出力は図１５（ｄ）のようになる。この図１５（ｄ）に
示すイクスクルーシブオアゲートＥＸ１００の出力は、
フリップフロップＦＦ１ｌ２のＤ端子、及びノアゲート
ＮＲ１００に供給される。クロックＣＫによってラッチ
動作を行なうフリップフロップＦＦ１１２のＱ出力は図
１５（ｅ）のようになり、このＱ出力はノアゲートＮＲ
１００及びアンドゲートＡ１１２に供給される。ノアゲ
ートＮＲ１００からは、図１５（ｄ）に示すイクスクル
ーシブオアゲートＥＸ１００の出力と、図１５（ｅ）に
示すフリップフロップＦＦ１１２のＱ出力についての反
転論理和として、図１５（ｆ）の出力が得られる。この
ノアゲートＮＲ１００の出力はアンドゲートＡ１１１に
供給される。

【００２０】一方、端子１６７からのクロックＣＫはイ
ンバータＩＶ１１２によって、図１５（ｇ）のような反
転クロックＣＫ￣とされ、アンドゲートＡ１１１，アン
ドゲートＡ１１２に供給される。アンドゲートＡ１１１
では、ノアゲートＮＲ１００の出力と反転クロックＣＫ
￣により図１５（ｈ）のような論理積出力を得る。また
アンドゲートＡｌ２では、フリップフロップＦＦ１２の
Ｑ出力と反転クロックＣＫ￣により図１５（ｉ）のよう
な論理積出力を得る。

【００２１】アンドゲートＡ１１５では、図１５（ｉ）
のアンドゲートＡ１１２の出力と、インバータＩＶ１１
１の出力（即ち制御信号Ｓｉｇ２と同一波形）について
の論理積がとられ、図１５（１）のような制御信号Ｓｉ
ｇ３が生成され、これが端子１６３から出力される。ア
ンドゲートＡ１１６では、図１５（ｉ）のアンドゲート
Ａ１ｌ２の出力と、信号Ｓｉｇ０についての論理積がと
られ、図１５（ｍ）のような制御信号Ｓｉｇ４が生成さ
れて端子１６４から出力される。

【００２２】アンドゲートＡ１１３では、図１５（ｈ）
のアンドゲートＡ１１１の出力と、インバータＩＶ１１
１の出力（即ち制御信号Ｓｉｇ２と同一波形）について
の論理積がとられ、図１５（ｎ）のような制御信号Ｓｉ
ｇ５が生成されて端子１６５から出力される。アンドゲ
ートＡ１１４では、図１５（ｈ）のアンドゲートＡ１１
１の出力と、信号Ｓｉｇ０についての論理積がとられ、
図１５（ｏ）のような制御信号Ｓｉｇ６が生成されて端
子１６６から出力される。

【００２３】このような論理構成による制御信号生成回
路１１５から生成された制御信号Ｓｉｇ１〜Ｓｉｇ６が
磁気ヘッド駆動回路１１６、即ち図１３の各スイッチン
グ素子ＳＷ１〜ＳＷ６に制御パルスとして供給されるこ
とになるが、このとき、ＥＦＭ信号の「Ｌ」レベル期間
においてヘッド端子ｈｌを−Ｖ電源に短絡させるスイッ
チング素子ＳＷ３に対する制御信号Ｓｉｇ３、及びＥＦ
Ｍ信号の「Ｈ」レベル期間においてヘッド端子ｈ２を−
Ｖ電源に短絡させるスイッチング素子ＳＷ４に対する制
御信号Ｓｉｇ４の立上りタイミングは、少なくともＥＦ
Ｍ信号の反転タイミングより１Ｔ以上経過した後の時間
となる。また、この影響で、１つの反転期間においてハ
イレベルとなるパルス数、即ちＥＦＭ信号の「Ｈ」レベ
ル期間における制御信号Ｓｉｇ３，Ｓｉｇ５となる総パ
ルス数、及びＥＦＭ信号の「Ｌ」レベル期間における制
御信号Ｓｉｇ４，Ｓｉｇ６となる総パルス数は、その反
転間隔をｎＴとしたときにｎより少ない数となる。

【００２４】図１６（ａ）〜（ｄ）に、ＥＦＭ信号の
「Ｈ」レベル期間における制御信号Ｓｉｇ１，Ｓｉｇ
３，Ｓｉｇ５の波形として、その「Ｈ」レベル期間が３
Ｔ，４Ｔ，５Ｔ，１１Ｔである各場合について示した。
図１６からわかるように制御信号Ｓｉｇ３は、制御信号
Ｓｉｇ１の立下がりより約１．５Ｔのタイミングを経過
した後に立ち上がるものとなる。また、３Ｔの場合は図
１６（ａ）のように制御信号Ｓｉｇ３，Ｓｉｇ５となる
総パルス数は２となっており、３Ｔの「３」よりも少な
いものとなる。同様に１１Ｔの場合は図１６（ｄ）のよ
うに制御信号Ｓｉｇ３，Ｓｉｇ５となる総パルス数は１
０となっており、１１Ｔの「１１」よりも少ないものと
なる。

【００２５】このような制御信号生成回路１１５から生
成された制御信号Ｓｉｇ１〜Ｓｉｇ６による磁気ヘッド
駆動回路１１６の動作として、ＥＦＭ信号の反転間隔が
最も短い３Ｔとなっている図１５のｔ１〜ｔ２時点を例
にあげて図１７で説明する。ＥＦＭ信号（＝制御信号Ｓ
ｉｇ１）が「Ｌ」レベルとなっている期間に制御信号生
成回路１１５から「Ｈ」レベル出力されるのは、制御信
号Ｓｉｇ３，Ｓｉｇ５であり、これらは図１６（ａ）の
波形となる。記録動作時の時間軸において図１７（ａ）
〜（ｃ）に示す。

【００２６】図１７（ｄ）（ｅ）はコイル１０６Ｌに流
れるヘッド電流Ｉｈ、及びヘッド端子ｈ１の電圧Ｖｈ１
のタインミングチャートを示している。ヘッド電流１ｈ
のピーク値は０．５Ａ、ヘッド端子電圧Ｖｈ１の波形図
における＋Ｖは＋５Ｖ、−Ｖは−４５Ｖ程度である。

【００２７】信号反転の起点である、ｔ１時点で制御信
号Ｓｉｇ１が反転して「Ｌ」レベルとなると、スイッチ
ング素子ＳＷ１，ＳＷ３，ＳＷ５はいずれもオフであ
り、ヘッド端子ｈ１はどの電圧源からも切り離され、ま
た、図１５（ｋ）からわかるようにこの期間制御信号Ｓ
ｉｇ２は「Ｈ」レベルであってスイッチング素子ＳＷ２
がオンであることから、ヘッド端子ｈ２は＋Ｖ電圧に固
定される。このため、電荷の移動は、コイル１０６Ｌの
持つインダクタンスがヘッド端子ｈ１→ｈ２の方向に流
し続けようとする起電力に支配され、これによってヘッ
ド端子ｈ１から電荷を吸い込み、ヘッド端子ｈ２の端子
側へ電荷を放出する方向の動作となる。このときヘッド
端子ｈ２は＋Ｖ電圧に固定されているので、＋Ｖ電圧源
（正の直流電源１１６ａ）側に電荷が還流することにな
る。

【００２８】また、ヘッド端子ｈ１側は全ての電圧源か
ら切り離されているため、小さな浮遊容量から電荷を吸
い取ることになり、従ってヘッド端子ｈ１の電圧Ｖｈ１
は急激に下がっていく。そしてこの電圧降下に伴って、
コイル電流Ｉｈは少しづつ減少していく。これは図１７
のｔＡ期間として示す動作となる。その後ヘッド端子ｈ
１の電圧Ｖｈ１は負の直流電源１６ｂの電圧−Ｖに達す
る。その時点でヘッド端子ｈ１の電圧Ｖｈ１は電流還流
用ダイオードＤ１によって−Ｖに固定される。このとき
電流はダイオードＤ１を通じて負の直流電源１６ｂに流
れ始める。コイル電流Ｉｈは減少し続けるもののコイル
に蓄えていた磁束が減少するにつれて傾きは緩やかにな
っていく。これは図１７のｔＢ期間として示す動作とな
る。そして、制御信号Ｓｉｇ１の立下りから図１７
（ｂ）にｔｚと示す期間をおいてはじめて制御信号Ｓｉ
ｇ３によってスイッチング素子ＳＷ３がオンとなり、ヘ
ッド端子ｈ１は−Ｖ電源（負の直流電源１１６ｂ）と短
絡されて電圧Ｖｈ１は−Ｖで固定される。このときスイ
ッチング素子ＳＷ３の抵抗値は非常に小さいのでコイル
電流Ｉｈは急激に減少をし始め遂には逆方向に向きを変
える。これは図１７のｔＣ期間として示す動作となる。
その後、制御信号Ｓｉｇ３が「Ｌ」レベルとなったあと
は、制御信号Ｓｉｇ５によってヘッド電流Ｉｈが略一定
に保たれることになる。

【００２９】ここでライズタイムｔＡについては、コイ
ル１０６Ｌのインダクタンスに影響されるが、実用的な
磁気ヘッドのコイルのインダクタンスはほぼ一定とな
り、ライズタイムｔＡについてはおおむね５０ｎｓｅｃ
と考えられる。そして、図１７の動作を３倍速クロック
に基づくものとした場合、１Ｔ＝７８ｎｓｅｃとなるた
め、制御信号Ｓｉｇ３が立ち上がるのは５０ｎｓｅｃよ
りも十分長い期間をおいてから立ち上がるものとなる。
つまり、制御信号Ｓｉｇ３が立上る時点では、ヘッド端
子ｈ１の電圧Ｖｈ１はほぼ−Ｖ電位となっており、つま
り電圧Ｖｈ１と−Ｖ電位の差を無くした時点でスイッチ
ング素子ＳＷ３をオンとすることができる。従って高速
スイッチング素子による好適な動作が実現されることに
なる。

【００３０】このように図１４の論理回路による制御信
号生成回路１５を用いることで、磁気ヘッド駆動回路１
１６や磁気ヘッド１０６などの構成はそのままで、高転
送レートの記録動作も可能になっていた。

【００３１】なお、図１５に示すｔ２〜ｔ３の期間は、
制御信号Ｓｉｇ１，Ｓｉｇ２，Ｓｉｇ４，Ｓｉｇ６によ
る同様の動作によりヘッド端子ｈ１→ｈ２方向へ電流が
流れ、この４Ｔの期間でヘッド６からはこの電流方向に
応じた磁界が発生されることになる。

【発明が解決しようとする課題】

【００３２】ところが、このような方式をつかって高速
レート記録を行った場合には、通常の記録の場合に比べ
て、サンプリング時間Ｔに対するヘッド電流の傾き（特
に極性の変わる付近の傾き）が小さいという欠点があ
る。このことはディスクに記録される時に、ヘッド電流
によって起こされる磁界の傾きが（特に極性の変わる付
近の傾き）小さく、このことによってディスクの保磁力
の違い等の各種の変動要因によって記録される位置が影
響を受けやすい。即ち所謂ジッターの悪化になって現わ
れる。ジッターの悪化により、ディスクが頃きを持って
装着された場合等の姿勢制御の余裕が少なくなる、とい
う問題点があった。このことは、安価で小さい装置を実
現する為には大きな障害になる。

【００３３】なお、サンプリング時間Ｔに対するヘッド
電流の傾き（特に極性の変わる付近の傾き）を大きくす
る手段として、電源の＋Ｖ１１６ａおよび−Ｖ１１６ｂ
の値を増やすという方法も考えられるが、ヘッドの発熱
によりヘッドが破壊されてしまう事、さらに消費電力が
増える等の欠点が付随してくるのでこの方法は実用的で
ない。

【００３４】

【課題を解決するための手段】本発明はこのような問題
点に鑑みて、上述した各種の変動要因が現われても十分
な姿勢誤差の余裕をもって高速記録に対応できる磁気ヘ
ッド駆動回路系を搭載した記録装置を提供することを目
的とする。

【００３５】即ち、光学ヘッド及び磁気ヘッドを有する
とともに、入力されたデータに対して所定のエンコード
処理を行なって磁気ヘッドからエンコードデータに応じ
た磁界を記録媒体に発生させて光磁気記録動作を行なう
記録装置において、次のような磁気ヘッド駆動手段と制
御信号生成手段を設ける。磁気ヘッド駆動手段は、磁気
ヘッドのコイルに電流を供給するための複数の電源と、
コイルの端子に各電源をそれぞれ断接することができる
スイッチング素子を有し、各スイッチング素子の動作に
よってコイルの端子と各電源のそれぞれが所要の状態に
接／断されることにより、コイルから所要の磁界を発生
させる方式の構成とする。そして制御信号生成手段は、
エンコードデータに基づいて磁気ヘッド駆動手段の各ス
イッチング素子に対する制御パルスを発生させるととも
に、この制御パルスの生成論理として、磁界反転動作時
に特定のスイッチング素子に対して発生させる特定の制
御パルス、即ちエンコードデータの反転に対応して電源
と接するスイッチング素子に対する制御パルスの幅を、
単位期間Ｔに対して１／２Ｔ未満の長さになるように設
定されているようにする。例えば制御信号生成手段は、
単位時間Ｔの１／２未満となるパルスを生成し、そのパ
ルスを用いた論理演算を行うことで、特定の制御パルス
を生成する。

【００３６】また、制御信号生成手段は、エンコードデ
ータに基づいて磁気ヘッド駆動手段の各スイッチング素
子に対する制御パルスを発生させるとともに、この制御
パルスの生成論理が、エンコードデータの反転に対応し
ているパルス以外のパルス生成論理に於て、エンコード
データの反転からの時間に応じてパルスの幅を変化させ
るように設定されているようにする。

【００３７】また、上記構成の磁気ヘッド駆動手段と制
御信号生成手段を設けるとともに、制御信号生成手段
は、制御パルス発生動作のために、単位時間Ｔの周波数
を持つ第１の基準クロックと、この第１の基準クロック
と同じ周波数であって第１の基準クロックより単位時間
Ｔの１／２未満の遅れを持つ第２の基準クロックとを用
いた論理演算を行うことで制御パルスを生成するように
する。

【００３８】制御パルスの生成論理として、磁界反転動
作時に機能するスイッチング素子（Ｓｉｇ３及びＳｉｇ
４）に対する上記特定の制御パルスの幅が、単位時間Ｔ
の１／２未満であるように設定されていることは、いわ
ゆるライズタイムｔＣの間における電流の変化を急峻に
することが可能になり、ヘッド電流によって起こされる
磁界の傾き（特に極性の変わる付近の傾き）が大きくな
ることによって外部磁界、あるいはディスクの保磁力の
違い等の各種の変動要因によって記録される位置が影響
を受け難くすることができる。

【００３９】また、上記の反作用によって信号反転間隔
の違いによる信号の歪が大きくなる。そのための対策と
して、制御信号生成手段において、磁界反転動作時に発
生するスイッチング素子以外のスイッチング素子（Ｓｉ
ｇ５及びＳｉｇ６）の制御パルスの幅を磁界反転動作時
からの時間に応じて変化させて制御することで、信号反
転間隔の違いによる信号の歪を少なくすることが出来
る。

【００４０】また、制御信号生成手段において、第１の
基本クロックと基本クロックから単位時間Ｔの１／２未
満の遅れ量を持つ同じ周波数の第２のクロックを用いる
ことでも、信号反転間隔の違いによる信号の歪を少なく
することが出来る。

【００４１】これらのような技術を用いることで、４倍
レート以上の高速レートに対応でき、かつ各種の変動要
因が現われても十分な姿勢誤差の余裕をもって高速記録
に対応できる為、安価で小型の高速記録装置を実現でき
る。

【００４２】

【発明の実施の形態】以下、本発明の実施の形態を次の
順序で説明していく。Ｉ．記録再生装置の構成 II．第１の実施の形態 III ．第２の実施の形態

【００４３】［Ｉ．記録再生装置の構成］図１に実施の
形態の各例に共通となる記録再生装置の構成を示す。図
１に示すように、記録媒体として光磁気ディスク１が装
填される。システムコントローラ１１は記録再生装置の
各種動作を制御する。このシステムコントローラ１１
は、例えばマイクロコンピュータにより形成される。装
填されたディスク１はスピンドルモータ２により回転駆
動される。光学ヘッド３はディスク１に対して記録／再
生時にレーザ光を照射する。この光学ヘッド３は、記録
時には記録トラックをキュリー温度まで加熱するための
高レベルのレーザ出力を行い、また再生時には磁気カー
効果により反射光からデータを検出するための比較的低
レベルのレーザ出力を行う。

【００４４】このため、光学ヘッド３はレーザ出力手段
としてのレーザダイオードや、偏光ピームスプリッタや
対物レンズ等からなる光学系、及び反射光を検出するた
めのディテクタが搭載されている。対物レンズ３ａは２
軸機構４によってディスク半径方向及びディスクに接離
する方向に変位可能に保持されており、また、光学ヘッ
ド３全体はスレッド機構５によりディスク半径方向に移
動可能とされている。また、供給された情報によって変
調された磁界を光磁気ディスク１に印加する磁気ヘッド
６は、ディスク１を挟んで光学ヘッド３と対向する位置
に配置されている。

【００４５】再生動作によって、光学ヘッド３によりデ
ィスク１から検出された情報はＲＦアンプ７に供給され
る。ＲＦアンプ７は供給された情報の演算処理により、
再生ＲＦ信号、トラッキングエラー信号、フォーカスエ
ラー信号、グルーブ情報（ディスク１にプリグルーブ
（ウォブリンググルーブ）として記録されている絶対位
置情報）等を抽出する。そして、抽出された再生ＲＦ信
号はデコーダ部８に供給される。また、トラッキングエ
ラー信号、フォーカスエラー信号はサーボ回路９に供給
される。また、アドレスデコーダ９ではグルーブ情報を
デコードして絶対位置情報を得る。さらにデータとして
記録されたアドレス情報はデコーダ部８で抽出される。
これらのアドレス情報はシステムコントローラ１１に供
給され、各種の制御動作に用いられる。

【００４６】サーボ回路９は供給されたトラッキングエ
ラー信号、フォーカスエラー信号や、システムコントロ
ーラ１１からのトラックジャンプ指令、アクセス指令、
回転速度検出情報等により各種サーボ駆動信号を発生さ
せ、２軸機構４及びスレッド機構５を制御してフォーカ
ス及びトラッキング制御を実行させ、またスピンドルモ
ータ２の回転を一定線速度（ＣＬＶ）に制御する。

【００４７】再生ＲＦ信号はデコーダ部８でＥＦＭ復
調、ＣＩＲＣデコード等の処理された後、システムコン
トローラ１１を介して端子１２から図示していない所定
の処理部に再生データ出力として供給される。

【００４８】また、記録動作の際にディスク１に記録す
べき情報として端子１３からシステムコントローラ１１
に供給された情報はエンコーダ部１４においてＣＩＲＣ
エンコード、ＥＦＭ変調等のエンコード処理されてＥＦ
Ｍ信号（Ｓｉｇ０）とされ、制御信号生成回路１５に供
給される。制御信号生成回路１５はＥＦＭ信号に応じて
制御信号（Ｓｉｇｌ〜Ｓｉｇ６）を生成し、磁気ヘッド
駆動回路１６に供給する。

【００４９】磁気ヘッド駆動回路１６は制御信号（Ｓｉ
ｇｌ〜Ｓｉｇ６）に基づく動作によって磁気ヘッド６の
コイル６Ｌに電流を流し、ディスク１に対してＮ又はＳ
の磁界印加を実行させる。また、このときシステムコン
トローラ１１は光学ヘッド３に対して、記録レベルのレ
ーザ光を出力するように制御信号を供給する。

【００５０】またクロック発生部２０は、例えば通常転
送レートの動作を実行させる所定周波数のクロックを発
生させる。クロック周波数可変部２１はクロック発生部
２０からのクロック周波数をＮ倍し、（１／Ｎ）レー
ト、即ち通常より高速レートのクロックを発生させる。
クロック発生部２０からの通常レート用クロックと、ク
ロック周波数可変部２１からの高速レート用クロック
は、システムコントローラ１１からの切換信号Ｓｅｌに
応じたスイッチ２２の切換動作で選択され、処理クロッ
クＣＫとしてエンコーダ１４及び制御信号生成回路１５
に供給される。つまり、スイッチ２２がＮ端子に接続さ
れている場合は、通常転送レートで記録動作が実行さ
れ、またＦ端子が接続されている場合は例えば通常の２
倍レート、３倍レート、４倍レートなどの高速転送レー
トで記録動作が実行されることになる。すなわち、クロ
ック周波数可変部２１での設定に応じた高速レートとな
る。

【００５１】［II．第１の実施の形態］以上のように構
成される記録再生装置における第１の実施の形態として
の磁気ヘッド駆動系は図４のようになるが、この磁気ヘ
ッド駆動系としての制御信号生成回路１５、磁気ヘッド
駆動回路１６について説明する。

【００５２】この図４の磁気ヘッド駆動系において、磁
気ヘッド駆動回路１６は、従来例として説明した図１３
と同様の回路構成とされている。つまり制御信号Ｓｉｇ
ｌ〜Ｓｉｇ６によってスイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ６
がオン／オフ制御され、その動作に応じてコイル６Ｌに
所要方向の電流を印加するものである。磁気ヘッド駆動
回路１６については図１３と重複説明となるため、詳し
い説明を省略する。

【００５３】ただし本例の場合、以下説明するような制
御信号生成回路１５からの制御信号Ｓｉｇｌ〜Ｓｉｇ６
が磁気ヘッド駆動回路１６に供給されることになる。

【００５４】制御信号生成回路１５は図２のように構成
されて、ＥＦＭ信号（Ｓｉｇ０）及びクロックＣＫを用
いて制御信号Ｓｉｇｌ〜Ｓｉｇ６を生成するようにして
いる。

【００５５】端子６０はＥＦＭ信号が信号Ｓｉｇ０とし
て供給される。また端子６７は図１のスイッチ２２を介
してクロックＣＫが供給される。クロックＣＫは図１の
クロック周波数可変部２１により、例えば通常の４倍の
周波数とされ、これにより４倍の転送レートでの記録が
実行されるようになる。この制御信号生成回路１５はイ
ンバータＩＶ１１，ＩＶ１２，ＩＶ２１，ＩＶ２２、フ
リップフロップＦＦ１１，ＦＦ１２，ＦＦ２１〜ＦＦ２
５、アンドゲートＡ１１〜Ａ１６，Ａ２１，Ａ２２、イ
クスクルーシブオアゲートＥＸ１、ノアゲートＮＲ１，
オアゲートＯＲ２１，ＯＲ２２から構成されている。ま
た端子６１〜６６はそれぞれ制御信号Ｓｉｇ１〜Ｓｉｇ
６の出力端子となる。

【００５６】図３を用いて図２の制御信号生成回路１５
の動作を説明する。今、端子６０から図３（ａ）のよう
な信号Ｓｉｇ０（ＥＦＭ信号）が供給され、また端子６
７から図３（ｂ）のようにクロックＣＫが供給されると
する。ｔｌ，ｔ２はＥＦＭ信号の反転タイミングを示し
ており、図３（ａ）の信号Ｓｉｇ０はｔｌ〜ｔ２で反転
間隔１０Ｔとなっていたとする。

【００５７】信号Ｓｉｇ０は、まず直接、端子６１に供
給され、これが図３（ｒ）に示すような制御信号Ｓｉｇ
１とされる。また信号Ｓｉｇ０は、インバータＩＶ１１
で論理反転されて端子６２に供給され、これが図３
（ｓ）に示すような制御信号Ｓｉｇ２とされる。

【００５８】また信号Ｓｉｇ０はフリップフロップＦＦ
１１のＤ端子、及びイクスクルーシブオアゲートＥＸ１
に供給される。クロックＣＫによってラッチ動作を行な
うフリップフロップＦＦ１１のＱ出力は図３（ｃ）のよ
うになる。このＱ出力はイクスクルーシブオアゲートＥ
Ｘ１に供給される。

【００５９】イクスクルーシブオアゲートＥＸ１では図
３（ｃ）のフリップフロップＦＦ１１のＱ出力と、信号
Ｓｉｇ０の排他的論理和が取られるため、その出力は図
３（ｄ）のようになる。この図３（ｄ）に示すイクスク
ルーシブオアゲートＥＸ１の出力は、フリップフロップ
ＦＦ１２のＤ端子、及びノアゲートＮＲ１に供給され
る。クロックＣＫによってラッチ動作を行なうフリップ
フロップＦＦ１２のＱ出力は図３（ｅ）のようになり、
このＱ出力はノアゲートＮＲ１及びアンドゲートＡｌ２
に供給される。ノアゲートＮＲ１では、図３（ｄ）に示
すイクスクルーシブオアゲートＥＸ１の出力と、図３
（ｅ）に示すフリップフロップＦＦ１２のＱ出力につい
ての反転論理和がとられ、図３（ｆ）の出力が得られ
る。このノアゲートＮＲ１の出力はアンドゲートＡ１１
とクロックＣＫによってラッチ動作を行なうフリップフ
ロップＦＦ２１、ＦＦ２２、ＦＦ２３、ＦＦ２４、ＦＦ
２５、各々のクリア端子に供給される。

【００６０】フリップフロップＦＦ２１のＤ端子は
「Ｈ」レベルに接続され、図３（ｆ）のクリア信号（ノ
アゲートＮＲ１の出力）の入力によって、図３（ｋ）の
出力を得る。このフリップフロップＦＦ２１のＱ出力は
フリップフロップＦＦ２２のＤ端子に接続され、従って
フリップフロップＦＦ２２から図３（ｋ）より１クロッ
ク分の遅延をもつ図３（ｌ）の出力が得られる。以下同
様にフリップフロップＦＦ２３〜ＦＦ２５が接続される
ことで、フリップフロップＦＦ２５のＱ出力は図３
（ｍ）のタイミングパルスとなる。

【００６１】一方、端子６７からのクロックＣＫはイン
バータＩＶ１２によって、図４（ｇ）のような反転クロ
ックＣＫ￣とされ、アンドゲートＡ１１に供給される。
さらにインバータＩＶ１２の出力はインバータＩＶ２１
に入力され、インバータＩＶ２１の出力はインバータＩ
Ｖ２２に入力される。インバータＩＶ２２の出力は、図
３（ｈ）に示すような遅延反転クロックＣＫ￣’とさ
れ、アンドゲートＡ２１に供給される。アンドゲートＡ
２１はインバータＩＶ２２の出力（ＣＫ￣’）と反転ク
ロックＣＫ￣により図３（ｉ）のような論理積出力を得
る。この結果反転クロックＣＫ￣よりも細いパルス幅の
パルスが生成される。

【００６２】さらに反転クロックＣＫ￣はオアゲートＯ
Ｒ２１にも供給されており、オアゲートＯＲ２１はイン
バータＩＶ２２の出力（ＣＫ￣’）と反転クロックＣＫ
￣により図３（ｊ）のような論理和出力を得る。この結
果反転クロックＣＫ￣よりもパルス幅の太いパルスが生
成される。

【００６３】アンドゲートＡ１１では、ノアゲートＮＲ
１の出力と反転クロックＣＫ￣により図３（ｏ）のよう
な論理積出力を得る。またアンドゲートＡ１２では、フ
リップフロップＦＦ１２のＱ出力と，反転クロックＣＫ
￣よりも細いパルス幅のアンドゲートＡ２１の出力によ
り図３（ｑ）のような論理積出力を得る。さらにアンド
ゲートＡ２２では、７Ｔ以降のタイミングで「Ｈ」レベ
ルになるフリップフロップＦＦ２５のＱ出力（図３
（ｍ））と反転クロックＣＫ￣よりも太いパルス幅のオ
アゲートＯＲ２１の出力の論理積により図３（ｎ）のよ
うな出力を得る。

【００６４】アンドゲートＡ１５では、図３（ｑ）のア
ンドゲートＡｌ２からの、反転クロックＣＫ￣よりも細
いパルス幅の出力と、インバータＩＶ１１の出力（即ち
制御信号Ｓｉｇ２と同一波形）についての論理積がとら
れ、図３（ｔ）のような制御信号Ｓｉｇ３が生成され、
これが端子６３から出力される。同様にアンドゲートＡ
１６では、図３（ｑ）のアンドゲートＡｌ２の出力と、
信号Ｓｉｇ１についての論理積がとられ、図３（ｕ）の
ような制御信号Ｓｉｇ４が生成されて端子６４から出力
される。すなわち、この回路動作により、制御信号Ｓｉ
ｇ３および制御信号Ｓｉｇ４は、反転クロックＣＫ￣よ
りも細いパルス幅となる。つまり、制御信号Ｓｉｇ３，
Ｓｉｇ４のパルス幅は、Ｔ／２未満となる。

【００６５】オアゲートＯＲ２２では、アンドゲートＡ
２２の出力（図３（ｕ））とアンドゲートＡ１１の出力
（図３（ｏ））についての論理和がとられ、７Ｔ以降の
パルス幅が広くなる、図３（ｐ）のような論理和出力を
得る。アンドゲートＡ１３では、図３（ｐ）のオアゲー
トＯＲ２２の出力と、インバータＩＶ１１の出力（即ち
制御信号Ｓｉｇ２と同一波形）についての論理積がとら
れ、図３（ｖ）のような制御信号Ｓｉｇ５が生成されて
端子６５から出力される。アンドゲートＡ１４では、図
３（ｐ）のオアゲートＯＲ２２の出力と、信号Ｓｉｇ０
についての論理積がとられ、図３（ｗ）のような制御信
号Ｓｉｇ６が生成されて端子６６から出力される。

【００６６】このような制御信号生成回路１５から生成
された制御信号Ｓｉｇ１〜Ｓｉｇ６による磁気ヘッド駆
動回路１６の説明のために、ＥＦＭ信号の反転直後の状
態となっているｔｌ〜ｔ２時点を例にあげて図５で説明
する。

【００６７】上記図３からわかるように、ＥＦＭ信号
（＝制御信号Ｓｉｇ１）が「Ｌ」レベルとなっている期
間に制御信号生成回路１５から「Ｈ」レベル出力される
のは、制御信号Ｓｉｇ３，Ｓｉｇ５であり、これらは図
５（ａ）（ｂ）（ｃ）の波形となる。図５（ｂ）の制御
信号Ｓｉｇ３は、図１７と比較してわかるように、従来
例における制御信号Ｓｉｇ３よりΔｔだけ遅れて「Ｈ」
レベルになり、かつ従来例における制御信号Ｓｉｇ３と
同じタイミングで「Ｌ」レベルに戻るので、その分だけ
短いパルスとなっている。図５（ｄ）（ｅ）はコイル６
Ｌに流れるヘッド電流Ｉｈ、及びヘッド端子ｈ１の電圧
Ｖｈ１のタインミングチャートを示している。ヘッド電
流Ｉｈのピーク値は０．５Ａ、ヘッド端子電圧Ｖｈ１の
波形図における＋Ｖ（すなわち図４における正の直流電
源１６ａの電位）は＋５Ｖ、−Ｖ（同じく負の直流電源
１６ｂの電位）は従来例で説明したものより若干大きめ
の−５５Ｖ程度である。

【００６８】従来例で説明した場合と同様に、ｔ１時点
で制御信号Ｓｉｇ１が反転して「Ｌ」レベルとなると、
コイル６Ｌの持つインダクタンスがヘッド端子ｈ１→ｈ
２の方向に流し続けようとする起電力に支配され、これ
によってヘッド端子ｈ１から電荷を吸い込み、ヘッド端
子ｈ２の端子側へ電荷を放出する方向の動作となる。ま
た、同様にヘッド端子ｈ１側は全ての電圧源から切り離
されているため、小さな浮遊容量から電荷を吸い取るこ
とになり、従ってヘッド端子ｈ１の電圧Ｖｈ１は急激に
下がっていく。その後ヘッド端子ｈ１の電圧Ｖｈ１は従
来のものより低い、負の直流電源１６ｂの電圧−５５Ｖ
に達する。これは図５のｔＡ期間として示す動作となる
が、これは従来の長さ（図１７のｔＡ期間）とほとんど
同じである。その時点でヘッド端子ｈ１の電圧Ｖｈ１は
電流還流用ダイオードＤ１によって−Ｖに固定される。

【００６９】このとき電流はダイオードＤ１を通じて負
の直流電源１６ｂに流れ始める。コイル電流Ｉｈは減少
し続けるもののコイルに蓄えていた磁束が減少するにつ
れて傾きは緩やかになっていく。これは図５のｔＢ期間
として示す動作となるが、この期間は制御信号Ｓｉｇ３
に規定されるため、図５（ｂ）（ｅ）からわかるよう
に、図１７のｔＢ期間よりΔｔｚ分長くなっている。

【００７０】その後に制御信号Ｓｉｇ３によってスイッ
チング素子ＳＷ３がオンとなり、ヘッド端子ｈ１は−Ｖ
電源（負の直流電源１６ｂ）とスイッチング素子ＳＷ３
を通して短絡されてヘッドは−５５Ｖで固定される。こ
のときスイッチング素子ＳＷ３の抵抗値は非常に小さい
のでコイル電流Ｉｈは急激に減少をし始め遂には逆方向
に向きを変える。これは図５のｔＣ期間として示す動作
となる。ｔＣ期間は図１７のｔＣ期間の長さよりも短い
ので、短時間にほぼ同じ電流変化を与える必要がある。
そのため、−Ｖ（負の直流電源１６ｂ）は従来のものよ
り若干大きめの電圧が必要になるのである。この様に短
い時間で高い電圧が与えれることにより、図５（ｄ）に
示される様にヘッド電流によって起こされる磁界の傾き
（特に極性の変わる付近の傾き）が大きくなる。その
後、制御信号Ｓｉｇ３が「Ｌ」レベルとなったあとは、
制御信号Ｓｉｇ５によってヘッド電流Ｉｈが略一定に保
たれることになる。この電流波形の改善によって外部磁
界、あるいはディスクの保磁力の違い等の各種の変動要
因によって記録される位置が影響を受け難くすることが
できる。

【００７１】ところで本例では、制御信号Ｓｉｇ５（図
３（ｖ））については、７Ｔ以降の期間でパルス幅が広
くなるようにしているが、これについて説明する。仮
に、例えば図１５（ｎ）のような従来と同様の制御信号
Ｓｉｇ５を発生させるとすると、図５のｔＢ期間がΔｔ
ｚ分長くなったことによって、ＥＦＭ信号の長さによる
反転間隔のバラツキが大きくなってくる。この例を図６
に示す。縦軸は記録ヘッド電流で、横軸は信号反転後の
時間である。なお、ｔＢ１，ｔＣ１は従来の図１７の例
における期間ｔＢ，ｔＣであり、ｔＢ２，ｔＣ２は本例
の図５の例における期間ｔＢ，ｔＣのことである。信号
反転直後は、小さな浮遊容量から電荷を吸い取るｔＡ期
間であり、続いてダイオードＤ１を通じて電流が負の直
流電源１６ｂに流れるｔＢ期間となり、最後にスイッチ
ング素子ＳＷ３を通して短絡され急激に向きを変えるｔ
Ｃ期間となる。

【００７２】ＥＦＭ信号は反転間隔が３Ｔから１１Ｔま
での値をとるが、信号反転時のヘッド電流の大きさは、
直前の反転間隔が長いほど大きくなる。これは、ヘッド
が電気的に切りはなされている時に、ヘッドから＋Ｖ電
圧源（正の直流電源１６ａ）側に還流する電荷の量より
もヘッドがスイッチング素子ＳＷ３を通じて＋Ｖ電圧源
（正の直流電源１６ａ）がら充電される電荷の量を多く
するほうが安定するからである。

【００７３】図６において、最短の反転間隔の３Ｔのと
きの電流の値をｉａ、中間の長さである７Ｔのときの電
流の値をｉｂ、最長の反転間隔の１１Ｔのときの電流の
値をｉｃとして示す。

【００７４】信号反転直後からのｔＡ期間で図６のよう
に各々の電流ｉａ〜ｉｃはゆっくりと減少していく。そ
の後ｔＢ期間となり傾きを増して減少していくが、スイ
ッチング素子ＳＷ３がオンするまでの時間が従来の長さ
のｔＢ１である場合には、ｔＣ期間となる時点の電流の
大きさは図６のＰ１の位置にほぼ揃っていた。その後ｔ
Ｃ期間となり、概略図６のｉｅとして示す動きとなり、
電流の極性の変わる位置ではＰ２にほぼ揃って達する。
ところが、スイッチング素子ＳＷ３がオンしている時間
が従来より短いｔＢ２である場合には、ｔＣ期間（ｔＣ
１）となる時点の電流の大きさは、電流ｉａ，ｉｂの場
合はＰ３付近にあるのに対し、最長の反転間隔の１１Ｔ
のときの電流ｉｃの場合はＰ５の位置になる。その後ｔ
Ｃ期間（ｔＣ２）となっても、電流の極性の変わる位置
では、電流ｉａ，ｉｂはｉｆとして示す動きとなってＰ
４に達するのに対し、電流ｉｃの場合ではｉｇの動きを
通ってＰ６の位置になる。この違いが記録信号に対する
歪となって、悪影響をおよぼす。

【００７５】その対策のために本例では、反転間隔の中
間の長さである７Ｔのときから以降のパルス幅を増した
信号（図３（ｐ））を用いて制御信号Ｓｉｇ５を生成し
ている。このような制御信号Ｓｉｇ５、つまりヘッドが
スイッチング素子ＳＷ３を通じて＋Ｖ電圧源（正の直流
電源１６ａ）から充電される時間を増した制御信号Ｓｉ
ｇ５を用いる本例の場合の電流の例を図６のｉｄとして
示す。反転間隔３Ｔから７Ｔまでは条件が変わらないの
でＰ３からＰ４の位置にある。７Ｔ以降のパルス幅を増
した事により、信号反転直後のヘッドの電流は大きくな
り、ｉｄ付近に調整することができる。その後ｔＡ期
間、ｔＢ期間を経由して図示する様に減少していきＰ３
付近に達する。この様に７Ｔのときから以降のパルス幅
を増した制御信号を用いることにより、反転間隔最短の
３Ｔ、中間の７Ｔ、さらに最長の１１Ｔ付近の電流波形
の極性の変わる位置を揃えることができるものである。

【００７６】以上の構成で、ヘッド電流によって起こさ
れる磁界の傾き（特に極性の変わる付近の傾き）が太き
くなることによって外部磁界、あるいはディスクの保磁
力の違い等の各種の変動要因によって記録される位置が
影響を受け難くすることができ、かつ記録信号の歪のな
い記録を可能にすることができる。即ち所謂ジッターが
小さくなり、ディスクが傾きを持って装着された場合等
の姿勢制御の余裕が大きくできる。このことにより、安
価で小さい装置を実現する為の大きな障害を取り除くこ
とが出来る。

【００７７】［III ．第２の実施の形態］図１のように
構成される記録再生装置として第２の実施の形態におけ
る磁気ヘッド駆動系を説明する。この場合も、磁気ヘッ
ド駆動系の構成は図４と同様となり、つまり、記録デー
タが供給される回路ブロックとして、システムコントロ
ーラ１１から磁気ヘッド駆動回路１６に至る部分は前述
の第１の実施の形態と同様である。

【００７８】この第２の実施の形態における制御信号生
成回路１５は図７のように構成されて、ＥＦＭ信号（Ｓ
ｉｇ０）及び４倍レートのクロックＣＫを用いて制御信
号Ｓｉｇ１〜Ｓｉｇ６を生成するようにしている。

【００７９】端子６０はＥＦＭ信号が信号Ｓｉｇ０とし
て供給される。また端子６７は図２のスイッチ２２を介
して例えば４倍レートのクロックＣＫが供給される。こ
の例における制御信号生成回路１５はインバータＩＶ１
１，ＩＶ１２，ＩＶ２１，ＩＶ２２、フリップフロップ
ＦＦ１１，ＦＦ１２，ＦＦ２１、アンドゲートＡ１１〜
Ａ１６，Ａ２１、イクスクルーシブオアゲートＥＸ１、
ノアゲートＮＲ１から構成されている。また端子６１〜
６６はそれぞれ制御信号Ｓｉｇｌ〜Ｓｉｇ６の出力端子
となる。

【００８０】図８を用いて図７の制御信号生成回路１５
の動作を説明する。今、端子６０から図８（ａ）のよう
な信号Ｓｉｇ０（ＥＦＭ信号）が供給され、また端子６
７から図８（ｂ）のようにクロックＣＫが供給されると
する。ｔ１，ｔ２，ｔ３はＥＦＭ信号の反転タイミング
を示しており、図８（ａ）の信号Ｓｉｇ０はｔ１〜ｔ２
で反転間隔３Ｔ、ｔ２〜ｔ３で反転間隔４Ｔとなってい
たとする。

【００８１】信号Ｓｉｇ０は、まずフリップフロップＦ
Ｆ２１のＤ端子に供給される。また信号Ｓｉｇ０はフリ
ップフロップＦＦ１１のＤ端子、及びイクスクルーシブ
オアゲートＥＸ１に供給される。クロックＣＫによって
ラッチ動作を行なうフリップフロップＦＦ１１のＱ出力
は図８（ｃ）のようになる。このＱ出力はイクスクルー
シブオアゲートＥＸ１に供給される。

【００８２】イクスクルーシブオアゲートＥＸ１では図
８（ｃ）のフリップフロップＦＦ１１のＱ出力と、信号
Ｓｉｇ０の排他的論理和が取られるため、その出力は図
８（ｄ）のようになる。この図８（ｄ）に示すイクスク
ルーシブオアゲートＥＸ１の出力は、フリップフロップ
ＦＦ１２のＤ端子、及びノアゲートＮＲ１に供給され
る。クロックＣＫによってラッチ動作を行なうフリップ
フロップＦＦ１２のＱ出力は図８（ｅ）のようになり、
このＱ出力はノアゲートＮＲ１及びアンドゲートＡ１２
に供給される。ノアゲートＮＲ１からは、図８（ｄ）に
示すイクスクルーシブオアゲートＥＸ１の出力と、図８
（ｅ）に示すフリップフロップＦＦ１２のＱ出力につい
ての反転論理和として、図８（ｆ）の出力が得られる。
このノアゲートＮＲ１の出力はアンドゲートＡ１１に供
給される。

【００８３】一方、端子６７からのクロックＣＫはイン
バータＩＶ１２によって、図８（ｇ）のような反転クロ
ックＣＫ￣とされ、アンドゲートＡ１１に供給される。
さらにインバータＩＶ１２の出力はインバータＩＶ２１
に入力され、インバータＩＶ２１の出力はインバータＩ
Ｖ２２に入力される。インバータＩＶ２２からは、図８
（ｈ）に示す遅延反転クロックＣＫ￣’とされ，アンド
ゲートＡ２１に供給される。さらに遅延反転クロックＣ
Ｋ￣’（図８（ｈ））はフリップフロップＦＦ２１の反
転クロック端子に供給される。

【００８４】遅延反転クロックＣＫ￣’で同期をとられ
た、フリップフロップＦＦ２１のＱ出力は端子６１に供
給され、これが図８（ｌ）に示すような制御信号Ｓｉｇ
１とされる。さらに反転Ｑ出力（Ｑ￣出力）は端子６２
に供給され、これが図８（ｎ）に示すような制御信号Ｓ
ｉｇ２とされる。

【００８５】アンドゲートＡ２１はインバータＩＶ２２
の出力と反転クロックＣＫ￣により図８（ｉ）のような
論理積出力を得る。この結果反転クロックＣＫ￣よりも
細いパルス幅のパルスが生成される。アンドゲートＡ１
１では、ノアゲートＮＲ１の出力と反転クロックＣＫ￣
により図８（ｊ）のような論理積出力を得る。またアン
ドゲートＡ１２では、フリップフロップＦＦ１２のＱ出
力と、反転クロックＣＫ￣よりも細いパルス幅とされて
いるアンドゲートＡ２１の出力により図８（ｋ）のよう
な論理積出力を得る。

【００８６】アンドゲートＡ１５では、図８（ｉ）のア
ンドゲートＡ１２からの反転クロックＣＫ￣よりも細い
パルス幅となっている出力と、インバータＩＶ１１の出
力についての論理積がとられ、図８（ｎ）のような制御
信号Ｓｉｇ３が生成され、これが端子６３から出力され
る。同様にアンドゲートＡ１６では、図８（ｋ）のアン
ドゲートＡ１２の出力と、信号Ｓｉｇ０についての論理
積がとられ、図８（ｏ）のような制御信号Ｓｉｇ４が生
成されて端子６４から出力される。つまり制御信号Ｓｉ
ｇ３および制御信号Ｓｉｇ４は、反転クロックＣＫ￣よ
りも細いパルス幅のパルスとなる。従って、この第２の
実施の形態でも、制御信号Ｓｉｇ３，Ｓｉｇ４は、Ｔ／
２未満のパルス幅となる。

【００８７】アンドゲートＡ１３では、図８（ｊ）のア
ンドゲートＡ１１の出力と、インバータＩＶ１１の出力
についての論理積がとられ、図８（ｐ）のような制御信
号Ｓｉｇ５が生成されて端子６５から出力される。アン
ドゲートＡ１４では、図８（ｊ）のアンドゲートＡ１１
の出力と、信号Ｓｉｇ０についての論理積がとられ、図
８（ｑ）のような制御信号Ｓｉｇ６が生成されて端子６
６から出力される。

【００８８】このような制御信号生成回路１５から生成
された制御信号Ｓｉｇ１〜Ｓｉｇ６による磁気ヘッド駆
動回路１６の説明のために、ＥＦＭ信号の反転直後の状
態となっているｔｌ〜ｔ２時点を例にあげての説明を行
う。

【００８９】この第２の実施の形態の場合、制御信号Ｓ
ｉｇ１，Ｓｉｇ２は遅延反転クロックＣＫ￣’に同期が
とられるため、ＥＦＭ信号（Ｓｉｇ０）よりΔｔだけ遅
れる。また、第１の実施の形態と同じ様にＥＦＭ信号
（Ｓｉｇ０）が「Ｌ」レベルとなっている期間に制御信
号生成回路１５ｄから「Ｈ」レベル出力されるのは、制
御信号Ｓｉｇ３，Ｓｉｇ５であり、これらは図９（ａ）
（ｂ）（ｃ）の波形となる。なお制御信号Ｓｉｇ３，Ｓ
ｉｇ５も遅延反転クロックＣＫ￣’で同期をとられてい
る為、その立上りは図１７で説明した従来のものよりΔ
ｔだけ遅れる。つまり制御信号Ｓｉｇ３は図１７の場合
と比較してΔｔだけ遅れて「Ｈ」レベルになるが、同じ
タイミングで「Ｌ」に戻るので、その分だけ短いパルス
になる。

【００９０】図９（ｄ）（ｅ）はコイル６Ｌに流れるヘ
ッド電流Ｉｈ、及びヘッド端子ｈ１の電圧Ｖｈ１のタイ
ンミングチャートを示している。ヘッド電流Ｉｈのピー
ク値は０．５Ａ、ヘッド端子電圧Ｖｈ１の波形図におけ
る＋Ｖは＋５Ｖ、−Ｖは従来例（図１７）の−Ｖより若
干大きめの−５５Ｖ程度である。

【００９１】ｔｌ時点からΔｔ時間を経過した時点で、
制御信号Ｓｉｇ１が反転して「Ｌ」レベルとなると、コ
イル６Ｌの持つインダクタンスがヘッド端子ｈ１→ｈ２
の方向に流し続けようとする起電力に支配され、これに
よってヘッド端子ｈ１から電荷を吸い込み、ヘッド端子
ｈ２の端子側へ電荷を放出する方向の動作となる。ま
た、同様にヘッド端子ｈ１側は全ての電圧源から切り離
されているため、小さな浮遊容量から電荷を吸い取るこ
とになり、従ってヘッド端子ｈ１の電圧Ｖｈ１は急激に
下がっていく。その後ヘッド端子ｈ１の電圧Ｖｈ１は従
来のものより低い、負の直流電源１６ｂの電圧−Ｖ（−
５５Ｖ）に達する。これは図９のｔＡ期間として示す動
作となるが、これは従来の図１７のｔＡ期間の長さとほ
とんど同じである。その時点でヘッド端子ｈ１の電圧Ｖ
ｈ１は電流還流用ダイオードＤ１によって−Ｖに固定さ
れる。

【００９２】このとき電流はダイオードＤ１を通じて負
の直流電源１６ｂに流れ始める。コイル電流Ｉｈは減少
し続けるもののコイルに蓄えていた磁束が減少するにつ
れて傾きは緩やかになっていく。これは図９のｔＢ期間
として示す動作となるが、この期間の長さも従来のｔＢ
期間とほぼ同じになる。その後に制御信号Ｓｉｇ３によ
って従来例のものよりΔｔだけ遅れてスイッチング素子
ＳＷ３がオンとなり、ヘッド端子ｈ１は−Ｖ電源（負の
直流電源１６ｂ）とスイッチング素子ＳＷ３を通して短
絡されてヘッドは−Ｖで固定される。このときスイッチ
ング素子ＳＷ３の抵抗値は非常に小さいのでコイル電流
Ｉｈは急激に減少をし始め、遂には逆方向に向きを変え
る。これは図９のｔＣ期間として示す動作となる。

【００９３】この様に短い時間で高い電圧が与えられる
ことにより、図９（ｄ）に示される様にヘッド電流によ
って起こされる磁界の傾き（特に極性の変わる付近の傾
き）が大きくなる。その後、制御信号Ｓｉｇ３が図１７
の従来のものと同じタイミングで「Ｌ」レベルとなる。
従来に比べて、前端Δｔだけ遅れている分だけｔＣ期間
は短くなり、従って短時間にほぼ同じ電流変化を与える
必要がある。そのため、−Ｖ（負の直流電源１６ｂ）は
従来のものより若干大きめの電圧が必変になるのであ
る。その後、制御信号Ｓｉｇ５によってヘッド電流Ｉｈ
が略一定に保たれることになる。この電流波形の改善に
よって外部磁界、あるいはディスクの保磁力の違い等の
各種の変動要因によって記録される位置が影響を受け難
くすることができる。

【００９４】この第２の実施の形態における、ＥＦＭ信
号の長さによる反転間隔のバラツキを、前出した図６を
用いて説明する。本例の場合、図示してはいないが、最
短の反転間隔の３Ｔのときの電流の値ｉａは図６のｉａ
のやや上になり、中間の長さである７Ｔのときの電流の
値ｉｂは、図６のｉｂのやや上になる。また最長の反転
間隔の１１Ｔのときの電流の値はｉｃは、図６のｉｃの
やや上になる。

【００９５】信号反転直後から、ｔＡ期間において図６
のように各々の電流はゆっくりと減少していくのは従来
例、及び第１の実施の形態と同じである。その後ダイオ
ードＤ１を通じて電流が負の直流電源１６ｂに流れるｔ
Ｂ期間となり傾きを増して減少していくが、本例の場
合、スイッチング素子ＳＷ３がオンしている時間が従来
例と同じ長さのｔＢ１であるので、ｔＣ期間（ｔＣ１）
となる時点の電流の入きさは従来例と同じＰ１の位置の
やや上（図示せず）にほぼ揃ってくる。その後ｔＣ期間
に入って、従来の例と同じ様に電流の極性の変わる位置
ではＰ２にほぼ揃って達するので、信号反転間隔の違い
による歪を小さくすることが出来る。

【００９６】以上の第２の実施の形態に於いても、ヘッ
ド電流によって起こされる磁界の傾き（特に極性の変わ
る付近の傾き）が大きくなることによって外部磁界、あ
るいはディスクの保磁力の違い等の各種の変動要因によ
って記録される位置が影響を受け難くすることができ、
かつ記録信号の歪のない記録を可能にすることができ
る。即ち所謂ジッターが小さくなり、ディスクが傾きを
持って装着された場合等の姿勢制御の余裕が大きくでき
る。このことにより、安価で小さい装置を実現する為の
大きな障害を取り除くことが出来る。

【００９７】また以上の実施の形態はミニディスクシス
テムに適用したもので説明してきたが、本発明はこれ以
外のシステムに対応する光磁気記録装置としても実現で
きる。

【００９８】

【発明の効果】以上説明したように本発明の記録装置
は、磁界反転動作時に機能するスイッチング素子に対す
る制御パルス（Ｓｉｇ３及びＳｉｇ４）の幅が単位時間
Ｔの１／２未満であるように設定されていることため、
磁界ヘッド電流の変化を急峻にすることが可能になり、
外部磁界、あるいはディスクの保磁力の違い等の各種の
変動要因によって記録される位置が影響されるというこ
とを低減もしくは解消できる。

【００９９】一方、上記の反作用によって信号反転間隔
の違いによる信号の歪が大きくなる。そのための対策と
して、制御信号生成手段において、磁界反転動作時に発
生するスイッチング素子以外のスイッチング素子（Ｓｉ
ｇ５及びＳｉｇ６）の制御パルスの幅を磁界反転動作時
からの時間に応じて変化させて制御することで、信号反
転間隔の違いによる信号の歪を少なくすることが出来
る。

【０１００】また、制御信号生成手段において、基本ク
ロックと基本クロックから単位時間Ｔの１／２未満の遅
れ量を持つ同じ周波数の第２のクロックを用いることで
も、信号反転間隔の違いによる信号の歪を少なくするこ
とが出来る。

【０１０１】上記の要素を細み合わせることで、いわゆ
る高速レートでの記録再生動作が安定して可能となり、
光磁気記録方式としてコンピュータデータや動画データ
の記録など、幅広い実用化を実現できることになるとい
う効果がある。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の実施の形態の記録再生装置のブロック
図である。

【図２】第１の実施の形態の制御信号生成回路の回路図
である。

【図３】第１の実施の形態の制御信号生成回路の動作波
形の説明図である。

【図４】第１及び第２の実施の形態の磁気ヘッド駆動系
のブロック図である。

【図５】第１の実施の形態の記録動作の波形の説明図で
ある。

【図６】各例におけるＥＦＭ信号の反転間隔のバラツキ
による影響の説明図である。

【図７】第２の実施の形態の制御信号生成回路の回路図
である。

【図８】第２の実施の形態の制御信号生成回路の動作波
形の説明図である。

【図９】第２の実施の形態の記録動作の波形の説明図で
ある。

【図１０】磁界変調方式のヘッド構成の説明図である。

【図１１】磁界変調方式の動作の説明図である。

【図１２】従来の磁気ヘッド駆動系のブロック図であ
る。

【図１３】実施の形態及び従来例の磁気ヘッド駆動回路
の回路図である。

【図１４】従来の制御信号生成回路の回路図である。

【図１５】従来の制御信号生成回路の動作波形の説明図
である。

【図１６】従来の制御信号生成回路の出力波形の説明図
である。

【図１７】従来の記録動作の波形の説明図である。

【符号の説明】

１ディスク、３光学ヘッド６磁気ヘッド、６Ｌ
コイル、１１システムコントローラ、１４エンコー
ダ、１５制御信号生成回路、１６磁気ヘッド駆動回
路、２０クロック発生部、２１クロック周波数可変
部、２２スイッチ、６０〜６７端子、ＦＦ１１〜Ｆ
Ｆ１３，ＦＦ２１〜ＦＦ２５フリップフロップ、ＦＦ
１１〜ＦＦ１３，ＦＦ２１〜ＦＦ２２インバータ、Ｅ
Ｘ１イクスクルーシブオアゲート、ＮＲ１ノアゲー
ト、ＯＲ２１〜ＯＲ２２オアゲート、Ａ１１〜Ａ１
６，Ａ２１〜Ａ２２アンドゲート

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】光学ヘッド及び磁気ヘッドを有し、入力
されたデータに対して所定のエンコード処理を行ない、
前記磁気ヘッドからエンコードデータに応じた磁界を記
録媒体に印加して光磁気記録動作を行なう記録装置にお
いて、前記磁気ヘッドのコイルに電流を供給するための複数の
電源と、前記コイルの端子に前記各電源をそれぞれ断接
することができるスイッチング素子を有し、前記各スイ
ッチング素子の動作によって前記コイルの端子と前記各
電源のそれぞれが所要の状態に接／断されることによ
り、前記コイルから所要の磁界を発生させる磁気ヘッド
駆動手段と、エンコードデータに基づいて前記各スイッチング素子に
対する制御パルスを発生させるとともに、この制御パル
スの生成論理が、磁界反転動作時に特定のスイッチング
素子に対して発生させる特定の制御パルスの幅が単位時
間Ｔの１／２未満であるように設定されている制御信号
生成手段と、を備えていることを特徴とする記録装置。
【請求項２】前記制御信号生成手段は、単位時間Ｔの
１／２未満となるパルスを生成し、そのパルスを用いた
論理演算を行うことで、前記特定の制御パルスを生成す
ることを特徴とする請求項１に記載の記録装置。
【請求項３】前記制御信号生成手段は、前記特定のス
イッチング素子以外の所定のスイッチング素子に対する
制御パルスの幅を、磁界反転動作時からの時間に応じて
変化させることを特徴とする請求項１に記載の記録装
置。
【請求項４】光学ヘッド及び磁気ヘッドを有し、入力
されたデータに対して所定のエンコード処理を行ない、
前記磁気ヘッドからエンコードデータに応じた磁界を記
録媒体に印加して光磁気記録動作を行なう記録装置にお
いて、前記磁気ヘッドのコイルに電流を供給するための複数の
電源と、前記コイルの端子に前記各電源をそれぞれ断接
することができるスイッチング素子を有し、前記各スイ
ッチング素子の動作によって前記コイルの端子と前記各
電源のそれぞれが所要の状態に接／断されることによ
り、前記コイルから所要の磁界を発生させる磁気ヘッド
駆動手段と、エンコードデータに基づいて前記各スイッチング素子に
対する制御パルスを発生させるとともに、この制御パル
スの生成論理が、磁界反転動作時に特定のスイッチング
素子に対して発生させる特定の制御パルスの幅が単位時
間Ｔの１／２未満であるように設定されている制御信号
生成手段とを備え、前記制御信号生成手段は、制御パルス発生動作のため
に、単位時間Ｔの周波数を持つ第１の基準クロックと、
この第１の基準クロックと同じ周波数であって第１の基
準クロックより単位時間Ｔの１／２未満の遅れを持つ第
２の基準クロックとを用いた論理演算を行うことを特徴
とする記録装置。