JPH11275871A - インバータ装置 - Google Patents
インバータ装置Info
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- JPH11275871A JPH11275871A JP10075237A JP7523798A JPH11275871A JP H11275871 A JPH11275871 A JP H11275871A JP 10075237 A JP10075237 A JP 10075237A JP 7523798 A JP7523798 A JP 7523798A JP H11275871 A JPH11275871 A JP H11275871A
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- Japan
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- wiring
- capacitor
- capacitors
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 本発明は、大容量の単相あるいは三相インバ
ータユニットの配線構造に関する。インバータ容量に比
例して大形化する直流コンデンサあるいはスナバコンデ
ンサでの配線インダクタンスの増大に対し、スイッチン
グサージ電圧を抑制し信頼性向上をはかることを目的と
したものである。 【解決手段】 本発明のインバータユニット配線構造
は、制御素子アームである直列接続した制御素子１１，
１２，１３，１４，１５，１６の直流端子ＰＮ間に分割
した直流コンデンサ１Ａ，１Ｂ，１Ｃ、スナバコンデン
サ１ａ，２ａ，１ｂ，２ｂ，１ｃ，２ｃを備えることに
より、スイッチングサージ電圧を抑制するとともに、吸
収作用も高めて制御素子１１，１２，１３，１４，１
５，１６の過電圧保護性能の向上を図ったものである。
ータユニットの配線構造に関する。インバータ容量に比
例して大形化する直流コンデンサあるいはスナバコンデ
ンサでの配線インダクタンスの増大に対し、スイッチン
グサージ電圧を抑制し信頼性向上をはかることを目的と
したものである。 【解決手段】 本発明のインバータユニット配線構造
は、制御素子アームである直列接続した制御素子１１，
１２，１３，１４，１５，１６の直流端子ＰＮ間に分割
した直流コンデンサ１Ａ，１Ｂ，１Ｃ、スナバコンデン
サ１ａ，２ａ，１ｂ，２ｂ，１ｃ，２ｃを備えることに
より、スイッチングサージ電圧を抑制するとともに、吸
収作用も高めて制御素子１１，１２，１３，１４，１
５，１６の過電圧保護性能の向上を図ったものである。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、電力用の無効電力
装置やアクティブフィルタに適用される大容量の単相あ
るいは三相ブリッジインバータの配線構造に関するもの
である。
装置やアクティブフィルタに適用される大容量の単相あ
るいは三相ブリッジインバータの配線構造に関するもの
である。
【０００２】
【従来の技術】従来、高速制御素子、例えばＩＧＢＴを
用いた大容量ブリッジインバータには、例えば、特開平
８−３２０２０号公報に記載されているようなインバー
タ主回路配線方法が取られていた。すなわち、直流充電
コンデンサは一括してまとめて実装されていた。
用いた大容量ブリッジインバータには、例えば、特開平
８−３２０２０号公報に記載されているようなインバー
タ主回路配線方法が取られていた。すなわち、直流充電
コンデンサは一括してまとめて実装されていた。
【０００３】さらに、その詳細を図３により説明すれ
ば、３１，３２，３３，３４，３５，３６は制御素子の
トランジスタで、３Ａは直流充電コンデンサで、３Ｂは
回路のサージ電圧を吸収するためのスナバコンデンサ
で、３７，３８，３９はインバータを系統接続端子Ｕ，
Ｖ，Ｗへ接続するためのリアクトルであった。
ば、３１，３２，３３，３４，３５，３６は制御素子の
トランジスタで、３Ａは直流充電コンデンサで、３Ｂは
回路のサージ電圧を吸収するためのスナバコンデンサ
で、３７，３８，３９はインバータを系統接続端子Ｕ，
Ｖ，Ｗへ接続するためのリアクトルであった。
【０００４】このようなブリッジインバータ構成には配
線材による直流側の配線インダクタンスｌ31，ｌ32，ｌ
33，ｌ34，ｌ3Aが存在し、配線インダクタンスが大きく
なるだけにとどまらず、トランジスタアームである直列
接続した制御素子３１，３２，３３，３４，３５，３６
の各々に対し不平衡にインダクタンスが存在する。
線材による直流側の配線インダクタンスｌ31，ｌ32，ｌ
33，ｌ34，ｌ3Aが存在し、配線インダクタンスが大きく
なるだけにとどまらず、トランジスタアームである直列
接続した制御素子３１，３２，３３，３４，３５，３６
の各々に対し不平衡にインダクタンスが存在する。
【０００５】例えば、トランジスタ３１，３４が導通し
てコンデンサ３Ａから系統接続端子Ｕ，Ｖ間に電圧を出
力する時には（ｌ31＋ｌ33＋ｌ34＋ｌ3A）の配線インダ
クタンスがあるのに対し、トランジスタ３４，３５が導
通して系統接続端子Ｖ，Ｗ間に電圧を出力する場合には
（ｌ34＋ｌ3A）の配線インダクタンスが存在する。
てコンデンサ３Ａから系統接続端子Ｕ，Ｖ間に電圧を出
力する時には（ｌ31＋ｌ33＋ｌ34＋ｌ3A）の配線インダ
クタンスがあるのに対し、トランジスタ３４，３５が導
通して系統接続端子Ｖ，Ｗ間に電圧を出力する場合には
（ｌ34＋ｌ3A）の配線インダクタンスが存在する。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】上記の従来の構成で
は、直流充電コンデンサ３Ａやスナバコンデンサ３Ｂが
集中配置されているので、インバータ容量が大きくなる
程直流充電コンデンサ３Ａやスナバコンデンサ３Ｂの形
状も大形化せざるを得ず、制御素子３１，３２，３３，
３４，３５，３６と直流充電コンデンサ３Ａ間の前記配
線インダクタンスの増大によるスイッチング過電圧が増
大し、そのためスナバコンデンサ３Ｂの効果は低下す
る。
は、直流充電コンデンサ３Ａやスナバコンデンサ３Ｂが
集中配置されているので、インバータ容量が大きくなる
程直流充電コンデンサ３Ａやスナバコンデンサ３Ｂの形
状も大形化せざるを得ず、制御素子３１，３２，３３，
３４，３５，３６と直流充電コンデンサ３Ａ間の前記配
線インダクタンスの増大によるスイッチング過電圧が増
大し、そのためスナバコンデンサ３Ｂの効果は低下す
る。
【０００７】そして、甚だしい場合には制御素子３１，
３２，３３，３４，３５，３６の破壊事故につながると
いう問題点を有していた。
３２，３３，３４，３５，３６の破壊事故につながると
いう問題点を有していた。
【０００８】本発明は、上記の従来の課題を解決するも
ので、直流回路の配線インダクタンスの低減と、制御素
子アーム間の配線インダクタンスの不平項を低減して、
制御素子アームのスイッチング過電圧を抑制し、インバ
ータの信頼性を高めること、並びに、各制御素子アーム
の直流正極端子と直流負極端子との間に設置したスナバ
コンデンサにより、前記直流正極端子と前記直流負極端
子の端子間でのスイッチング過電圧を吸収して、打ち消
すことを目的とする。
ので、直流回路の配線インダクタンスの低減と、制御素
子アーム間の配線インダクタンスの不平項を低減して、
制御素子アームのスイッチング過電圧を抑制し、インバ
ータの信頼性を高めること、並びに、各制御素子アーム
の直流正極端子と直流負極端子との間に設置したスナバ
コンデンサにより、前記直流正極端子と前記直流負極端
子の端子間でのスイッチング過電圧を吸収して、打ち消
すことを目的とする。
【０００９】
【課題を解決するための手段】上記の目的を達成するた
めに、本発明のインバータ装置は、一対の制御素子アー
ムの直流正極端子と直流負極端子を各々共通に接続し、
少なくとも１つ以上の直流充電コンデンサを制御素子ア
ームごと配置している。
めに、本発明のインバータ装置は、一対の制御素子アー
ムの直流正極端子と直流負極端子を各々共通に接続し、
少なくとも１つ以上の直流充電コンデンサを制御素子ア
ームごと配置している。
【００１０】また、制御素子アームの直流正極端子と直
流負極端子の端子間にスナバコンデンサを制御素子ごと
に配置したものである。
流負極端子の端子間にスナバコンデンサを制御素子ごと
に配置したものである。
【００１１】
【発明の実施の形態】上記した構成によれば、制御素子
アームと直流充電コンデンサとの間の配線インダクタン
スを低減して前記制御素子アームのスイッチング過電圧
の発生を抑制することができ、インバータ装置の信頼性
が向上する。
アームと直流充電コンデンサとの間の配線インダクタン
スを低減して前記制御素子アームのスイッチング過電圧
の発生を抑制することができ、インバータ装置の信頼性
が向上する。
【００１２】また、各制御素子アームの直流正極端子と
直流負極端子との間に設置したスナバコンデンサにより
前記直流正極端子と前記直流負極端子の両端子間のスイ
ッチング過電圧を吸収して打ち消すことができる。
直流負極端子との間に設置したスナバコンデンサにより
前記直流正極端子と前記直流負極端子の両端子間のスイ
ッチング過電圧を吸収して打ち消すことができる。
【００１３】以下本発明の実施の形態１について、図面
を参照しながら説明する。 （実施の形態１）図１のインバータ構成において、１
１，１２，１３，１４，１５，１６はＩＧＢＴなどの制
御素子で、各々二個の制御素子１１，１２，１３，１
４，１５，１６を各々直列接続した一対の制御素子を制
御素子アームと呼んでいる。１Ａ，１Ｂ，１Ｃは各制御
素子単位に分割した直流充電コンデンサ、１７，１８，
１９は前記制御素子アームである直列接続された制御素
子１１，１２，１３，１４，１５，１６の交流出力を系
統接続端子Ｕ，Ｖ，Ｗへつなぐリアクトルである。
を参照しながら説明する。 （実施の形態１）図１のインバータ構成において、１
１，１２，１３，１４，１５，１６はＩＧＢＴなどの制
御素子で、各々二個の制御素子１１，１２，１３，１
４，１５，１６を各々直列接続した一対の制御素子を制
御素子アームと呼んでいる。１Ａ，１Ｂ，１Ｃは各制御
素子単位に分割した直流充電コンデンサ、１７，１８，
１９は前記制御素子アームである直列接続された制御素
子１１，１２，１３，１４，１５，１６の交流出力を系
統接続端子Ｕ，Ｖ，Ｗへつなぐリアクトルである。
【００１４】同図での配線インダクタンスは三個の制御
素子アームである直列接続された制御素子１１，１２，
１３，１４，１５，１６の正極端子Ｐ1 ，Ｐ2 ，Ｐ3 、
負極端子Ｎ1 ，Ｎ2 ，Ｎ3 間の各々の配線に存在する配
線インダクタンスｌ11，ｌ12，ｌ13，ｌ14，と分割した
直流充電コンデンサ接続に存在する配線インダクタンス
ｌ1A，ｌ1B，ｌ1Cに分けられる。
素子アームである直列接続された制御素子１１，１２，
１３，１４，１５，１６の正極端子Ｐ1 ，Ｐ2 ，Ｐ3 、
負極端子Ｎ1 ，Ｎ2 ，Ｎ3 間の各々の配線に存在する配
線インダクタンスｌ11，ｌ12，ｌ13，ｌ14，と分割した
直流充電コンデンサ接続に存在する配線インダクタンス
ｌ1A，ｌ1B，ｌ1Cに分けられる。
【００１５】以上のように構成されたインバータユニッ
トでは、直流充電コンデンサ１Ａ，１Ｂ，１Ｃが三分割
されているために、従来例とは異なり前記配線インダク
タンスｌ1A，ｌ1B，ｌ1Cがそれぞれ制御素子アームであ
る直列接続した制御素子、１１，１２，１３，１４，１
５，１６の直流正極端子と直流負極端子間（Ｐ1，Ｎ1、
Ｐ2，Ｎ2、Ｐ3，Ｎ3 ）に対しそれぞれ並列に接続され
ることになる。
トでは、直流充電コンデンサ１Ａ，１Ｂ，１Ｃが三分割
されているために、従来例とは異なり前記配線インダク
タンスｌ1A，ｌ1B，ｌ1Cがそれぞれ制御素子アームであ
る直列接続した制御素子、１１，１２，１３，１４，１
５，１６の直流正極端子と直流負極端子間（Ｐ1，Ｎ1、
Ｐ2，Ｎ2、Ｐ3，Ｎ3 ）に対しそれぞれ並列に接続され
ることになる。
【００１６】例えば、制御素子１１，１４が導通して系
統接続端子Ｕ，Ｖへ出力する場合では、直流充電コンデ
ンサ１Ａのループインダクタンスである（ｌ1A＋
ｌ12），直流充電コンデンサ１Ｂのループインダクタン
スである（ｌ1B＋ｌ11），直流充電コンデンサ１Ｃのル
ープインダクタンスである（ｌ1C＋ｌ11＋ｌ13＋ｌ14）
の三つのループインダクタンスが導通している制御素子
１１，１４の前記Ｐ1 ，Ｎ2に対し並列に存在する。
統接続端子Ｕ，Ｖへ出力する場合では、直流充電コンデ
ンサ１Ａのループインダクタンスである（ｌ1A＋
ｌ12），直流充電コンデンサ１Ｂのループインダクタン
スである（ｌ1B＋ｌ11），直流充電コンデンサ１Ｃのル
ープインダクタンスである（ｌ1C＋ｌ11＋ｌ13＋ｌ14）
の三つのループインダクタンスが導通している制御素子
１１，１４の前記Ｐ1 ，Ｎ2に対し並列に存在する。
【００１７】従って、導通素子から見た配線インダクタ
ンスは三つの前記ループインダクタンスの並列接続値に
なる。
ンスは三つの前記ループインダクタンスの並列接続値に
なる。
【００１８】また、直流充電コンデンサのｌＡ，ｌＢ，
ｌＣの各配線インダクタンスであるｌ1A，ｌ1B，ｌ1Cが
制御素子１１，１２，１３，１４，の各配線インダクタ
ンスｌ11，ｌ12，ｌ13，ｌ14に比べて大きく、かつ配線
インダクタンス、ｌ1A，ｌ1B，ｌ1Cの各々が等しいとい
う条件を実現しているので、前記ループインダクタンス
（ｌ1A＋ｌ12），（ｌ1B＋ｌ11），（ｌ1C＋ｌ11＋ｌ13
＋ｌ14）は、それぞれ直流充電コンデンサの配線インダ
クタンスの和（ｌ1A＋ｌ1B＋ｌ1C）の３分の１と等価に
なる。
ｌＣの各配線インダクタンスであるｌ1A，ｌ1B，ｌ1Cが
制御素子１１，１２，１３，１４，の各配線インダクタ
ンスｌ11，ｌ12，ｌ13，ｌ14に比べて大きく、かつ配線
インダクタンス、ｌ1A，ｌ1B，ｌ1Cの各々が等しいとい
う条件を実現しているので、前記ループインダクタンス
（ｌ1A＋ｌ12），（ｌ1B＋ｌ11），（ｌ1C＋ｌ11＋ｌ13
＋ｌ14）は、それぞれ直流充電コンデンサの配線インダ
クタンスの和（ｌ1A＋ｌ1B＋ｌ1C）の３分の１と等価に
なる。
【００１９】すなわち、前記ループインダクタンスがそ
れぞれ１／３に低減されることになると同時に、ｌ1Aと
ｌ1Bとｌ1Cとが等しくなるので制御素子アームである直
列接続した制御素子１１，１２，１３，１４，１５，１
６間のインダクタンス不平衡が解消される。
れぞれ１／３に低減されることになると同時に、ｌ1Aと
ｌ1Bとｌ1Cとが等しくなるので制御素子アームである直
列接続した制御素子１１，１２，１３，１４，１５，１
６間のインダクタンス不平衡が解消される。
【００２０】一方、系統接続端子Ｕ，Ｖ，Ｗへ出力され
るインバータ出力電流は三つの直流充電コンデンサｌ
Ａ，ｌＢ，ｌＣから三分割してｉA ，ｉB ，ｉC で出力
されるので、前記ループインダクタンスに蓄積される電
磁エネルギーは電流の２乗に比例することから前記ルー
プインダクタンスは（ｉA 2＋ｉB 2＋ｉC 2）に比例し、分
割しない場合の蓄積エネルギー（ｉA ＋ｉB ＋ｉC ）2
に比例することに比べ減少し、そのため本実施の形態１
では素子が遮断する時のスイッチングサージ電圧が低減
される。
るインバータ出力電流は三つの直流充電コンデンサｌ
Ａ，ｌＢ，ｌＣから三分割してｉA ，ｉB ，ｉC で出力
されるので、前記ループインダクタンスに蓄積される電
磁エネルギーは電流の２乗に比例することから前記ルー
プインダクタンスは（ｉA 2＋ｉB 2＋ｉC 2）に比例し、分
割しない場合の蓄積エネルギー（ｉA ＋ｉB ＋ｉC ）2
に比例することに比べ減少し、そのため本実施の形態１
では素子が遮断する時のスイッチングサージ電圧が低減
される。
【００２１】以下本発明の第二の実施の形態２であるス
ナバコンデンサにおける配線インダクタンスについて、
図面を参照しながら説明する。
ナバコンデンサにおける配線インダクタンスについて、
図面を参照しながら説明する。
【００２２】（実施の形態２）図２において、２１，２
２，２３，２４，２５，２６は制御素子、２７，２８，
２９はリアクトル、２Ａ，２Ｂ，２Ｃは直流充電コンデ
ンサで、以上は図１と同様なものである。
２，２３，２４，２５，２６は制御素子、２７，２８，
２９はリアクトル、２Ａ，２Ｂ，２Ｃは直流充電コンデ
ンサで、以上は図１と同様なものである。
【００２３】図１と異なるのは、各制御素子アームであ
る直列接続された制御素子２１，２２，２３，２４，２
５，２６の各々直流正極端子Ｐ1 ，Ｐ2 ，Ｐ3 と直流負
極端子Ｎ1 ，Ｎ2 ，Ｎ3 を正極板状導体ＰＰと負極板状
導体ＮＰを用いて共通接続し、そのＰＰ，ＰＮ板間に対
し二分割したスナバコンデンサ１ａ，２ａ，１ｂ，２
ｂ，１ｃ，２ｃを制御素子アームである直列接続した制
御素子２１，２２，２３，２４，２５，２６ごとに分割
接続した点である。
る直列接続された制御素子２１，２２，２３，２４，２
５，２６の各々直流正極端子Ｐ1 ，Ｐ2 ，Ｐ3 と直流負
極端子Ｎ1 ，Ｎ2 ，Ｎ3 を正極板状導体ＰＰと負極板状
導体ＮＰを用いて共通接続し、そのＰＰ，ＰＮ板間に対
し二分割したスナバコンデンサ１ａ，２ａ，１ｂ，２
ｂ，１ｃ，２ｃを制御素子アームである直列接続した制
御素子２１，２２，２３，２４，２５，２６ごとに分割
接続した点である。
【００２４】以上のように構成されたインバータ装置で
は、直流回路に誘起される制御素子アームである直列接
続した制御素子２１，２２，２３，２４，２５，２６に
よるスイッチング過電圧を前記制御素子アーム単位で、
最短配線で分割設置されたスナバコンデンサ１ａ，２
ａ，１ｂ，２ｂ，１ｃ，２ｃで吸収することができるの
で、配線インダクタンスｌ1a，ｌ2a，ｌ1b，ｌ2b，
ｌ1c，ｌ2cが小さく、スナバコンデンサ１ａ，２ａ，１
ｂ，２ｂ，１ｃ，２ｃのスイッチング過電圧吸収機能が
大きい。
は、直流回路に誘起される制御素子アームである直列接
続した制御素子２１，２２，２３，２４，２５，２６に
よるスイッチング過電圧を前記制御素子アーム単位で、
最短配線で分割設置されたスナバコンデンサ１ａ，２
ａ，１ｂ，２ｂ，１ｃ，２ｃで吸収することができるの
で、配線インダクタンスｌ1a，ｌ2a，ｌ1b，ｌ2b，
ｌ1c，ｌ2cが小さく、スナバコンデンサ１ａ，２ａ，１
ｂ，２ｂ，１ｃ，２ｃのスイッチング過電圧吸収機能が
大きい。
【００２５】一方、スナバコンデンサ１ａ，２ａ，１
ｂ，２ｂ，１ｃ，２ｃへのサージ電流ｉ1a，ｉ2a，
ｉ1b，ｉ2b，ｉ1c，ｉ2cは分割したスナバコンデンサ１
ａ，２ａ，１ｂ，２ｂ，１ｃ，２ｃに対し分流すること
になるので各スナバコンデンサの耐電流容量も低減さ
れ、スナバコンデンサの発熱負担が軽減される。
ｂ，２ｂ，１ｃ，２ｃへのサージ電流ｉ1a，ｉ2a，
ｉ1b，ｉ2b，ｉ1c，ｉ2cは分割したスナバコンデンサ１
ａ，２ａ，１ｂ，２ｂ，１ｃ，２ｃに対し分流すること
になるので各スナバコンデンサの耐電流容量も低減さ
れ、スナバコンデンサの発熱負担が軽減される。
【００２６】
【発明の効果】以上の説明から明らかなように、本発明
のインバータ装置は、直流回路の配線インダクタンス低
減と制御素子アーム間の配線インダクタンス不平衡を低
減して制御素子アームのスイッチング過電圧の発生を低
減することができる。
のインバータ装置は、直流回路の配線インダクタンス低
減と制御素子アーム間の配線インダクタンス不平衡を低
減して制御素子アームのスイッチング過電圧の発生を低
減することができる。
【００２７】また、各制御素子アームの直流正極端子と
直流負極端子との間に設置したスナバコンデンサによ
り、前記直流正極端子と前記直流負極端子端子間のスイ
ッチング過電圧を吸収して打ち消すことができる。
直流負極端子との間に設置したスナバコンデンサによ
り、前記直流正極端子と前記直流負極端子端子間のスイ
ッチング過電圧を吸収して打ち消すことができる。
【００２８】さらに、スナバコンデンサには吸収サージ
電流が分割して流れるので、スナバコンデンサの発熱を
分散させることができる。
電流が分割して流れるので、スナバコンデンサの発熱を
分散させることができる。
【図１】本発明の実施の形態１における三相インバータ
ブリッジの動作説明のための接続構成図
ブリッジの動作説明のための接続構成図
【図２】同実施の形態２における三相インバータブリッ
ジの動作説明のための接続構成図
ジの動作説明のための接続構成図
【図３】従来の三相インバータブリッジの動作説明のた
めの接続構成図
めの接続構成図
１１，１２，１３，１４，１５，１６，２１，２２，２
３，２４，２５，２６制御素子 Ｐ1 ，Ｐ2 ，Ｐ3 直流正極端子 Ｎ1 ，Ｎ2 ，Ｎ3 直流負極端子 ＰＰ 正極板状導体 ＮＰ 負極板状導体 ｌ11，ｌ12，ｌ13，ｌ14，ｌ1A，ｌ1B，ｌ1C 配線イ
ンダクタンス １７，１８，１９，２７，２８，２９ リアクトル １Ａ，１Ｂ，１Ｃ，２Ａ，２Ｂ，２Ｃ 直流充電コン
デンサ １ａ，２ａ，１ｂ，２ｂ，１ｃ，２ｃ スナバコンデ
ンサ Ｕ，Ｖ，Ｗ 系統接続端子
３，２４，２５，２６制御素子 Ｐ1 ，Ｐ2 ，Ｐ3 直流正極端子 Ｎ1 ，Ｎ2 ，Ｎ3 直流負極端子 ＰＰ 正極板状導体 ＮＰ 負極板状導体 ｌ11，ｌ12，ｌ13，ｌ14，ｌ1A，ｌ1B，ｌ1C 配線イ
ンダクタンス １７，１８，１９，２７，２８，２９ リアクトル １Ａ，１Ｂ，１Ｃ，２Ａ，２Ｂ，２Ｃ 直流充電コン
デンサ １ａ，２ａ，１ｂ，２ｂ，１ｃ，２ｃ スナバコンデ
ンサ Ｕ，Ｖ，Ｗ 系統接続端子
Claims (2)
- 【請求項１】 単相あるいは三相ブリッジを構成する一
対の制御素子アームの直流正極端子と直流負極端子を各
々共通に接続し、少なくとも１つの直流充電コンデンサ
を前記制御素子アームごとに設置することを特徴とした
インバータ装置。 - 【請求項２】 制御素子アームの直流正極端子と直流負
極端子の端子間にスナバコンデンサを前記制御素子アー
ムごとに配置して構成した請求項１記載のインバータ装
置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP10075237A JPH11275871A (ja) | 1998-03-24 | 1998-03-24 | インバータ装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP10075237A JPH11275871A (ja) | 1998-03-24 | 1998-03-24 | インバータ装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH11275871A true JPH11275871A (ja) | 1999-10-08 |
Family
ID=13570423
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP10075237A Pending JPH11275871A (ja) | 1998-03-24 | 1998-03-24 | インバータ装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH11275871A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2017112789A (ja) * | 2015-12-18 | 2017-06-22 | 株式会社Ｓｏｋｅｎ | 電力変換装置 |
-
1998
- 1998-03-24 JP JP10075237A patent/JPH11275871A/ja active Pending
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2017112789A (ja) * | 2015-12-18 | 2017-06-22 | 株式会社Ｓｏｋｅｎ | 電力変換装置 |
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